DE102005048409A1

DE102005048409A1 - Verstärkeranordnung für Ultra-Breitband-Anwendungen und Verfahren

Info

Publication number: DE102005048409A1
Application number: DE102005048409A
Authority: DE
Inventors: Raffaele Salerno
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2005-10-10
Filing date: 2005-10-10
Publication date: 2007-04-19
Anticipated expiration: 2025-10-11
Also published as: US20070085617A1; DE102005048409B4; CN1949662A; CN1949662B

Abstract

Es ist eine Verstärkeranordnung für Ultra-Breitband, UWB-Anwendungen angegeben sowie ein Verfahren zum Verstärken eines UWB-Signals. Hierfür ist an einen Transistor (3), dessen Steuereingang einen Eingang (1) der Anordnung bildet, ein Schwingkreis mit einstellbarer Resonanzfrequenz angeschlossen. An diesem ist ein Ausgang (2) der Anordnung gebildet. Der Schwingkreis umfasst eine Frequenz bestimmende Induktivität (7, 8, 10, 13), deren Wert einstellbar ist. Dadurch ist es möglich, unterschiedliche Frequenzbänder vorzuwählen, bei je gleichem Verstärkungsverhalten.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkeranordnung für Ultra-Breitband-Anwendungen, einen Empfänger, einen Hochfrequenzmischer, einen Frequenzteiler und einen Taktgenerator mit der Verstärkeranordnung sowie ein Verfahren zum Verstärken eines Ultra-Breitband-Signals.

Der Ultra-Breitband-Standard, englisch: ultra wide band, UWB-Standard, betrifft Systeme, die Signale über einen größeren Frequenzbereich als konventionelle Systeme übertragen können. Das von einem UWB-Signal besetzte Spektrum, das heißt die Bandbreite des UWB-Signals, beträgt zumindest 25% der Mittenfrequenz. Demnach hat beispielsweise ein UWB-Signal mit einer Mittenfrequenz von 2 GHz eine minimale Bandbreite von 500 MHz. Die am meisten verbreitete Technik zur Erzeugung eines UWB-Signals ist die Übertragung von Pulsen mit Pulsdauern von weniger als 1 ns. UWB wird auch als nicht-sinusförmige Kommunikationstechnik bezeichnet.

Ultra-Breitband-Systeme der ersten Generation stellen eine Frequenzbandbreite von 3,1 bis 5 GHz zur Verfügung, die von folgenden Generationen bis auf 10,6 GHz als Obergrenze ausgeweitet ist. Aufgrund der großen zur Verfügung gestellten Kanalbandbreite, wie oben erläutert, sind die erzielbaren Datenübertragungsraten sehr hoch. Die hohen Frequenzen und zugleich niedrigen Sendeleistungen führen jedoch zu einer Begrenzung der Anwendung auf den Nahbereich mit einer Reichweite von typischerweise weniger als 10 m.

Das Frequenzspektrum gemäß UWB-Standard ist in dreizehn Sub-Bänder unterteilt, die wiederum teilweise zu Gruppen zusammengefasst sind. Innerhalb jedes Bandes, das eine Bandbreite von 576 MHz hat, soll die Verstärkung eine Toleranz von weniger als 1 dB haben. Dies wird auch als Flachheit, englisch: flatness, der Verstärkung, englisch: gain, bezeichnet.

In dem Dokument "Fully Integrated Ultra Wide Band CMOS Low Noise Amplifier", Christian Grewing, Martin Friedrich, Giuseppe Li Puma, Christoph Sandner, Stefan van Wasen, Andreas Wiesbauer, Kay Winterberg, ESSCIRC 2004, 30th European Solid-State Circuit Conference, 21. bis 23. September 2004, Leuven, Belgien ist ein rauscharmer Verstärker angegeben, der für UWB geeignet ist. Die Abdeckung des großen Frequenzbereichs von mehreren Gigahertz bei zugleich geringer Toleranz der Verstärkung über den Frequenzbereich hinweg wird dort dadurch erzielt, dass dort der die eigentliche Verstärkung bewirkende Transistor nicht als einzelnes Bauteil, sondern als verteiltes Bauteil ausgeführt ist. Hierfür sind mehrere Transistoren parallel geschaltet. Die aktiven Transistoren sind dabei durch Übertrager miteinander verbunden, die die Transferfunktionen so miteinander verbinden, um das gewünschte Frequenzverhalten zu erzielen. Ein solcher verteilter Verstärker hat einen verhältnismäßig großen Leistungsverbrauch und benötigt eine große Chipfläche in Silizium.

Alternativ könnte eine als Schwingkreis ausgebildete Last vorgesehen sein, bei der die Frequenz bestimmende Kapazität zum Erzielen unterschiedlicher Frequenzbänder zwischen vorbestimmten diskreten Werten umgeschaltet wird. Solche Gegenstände werden als kapazitiv abgestimmte Verstärker bezeichnet. Baut man so beispielsweise einen LC-Parallelschwingkreis auf, so zeigt sich jedoch, dass mit zunehmender Frequenz die Amplitude zunimmt.

Die Verstärkung eines solchen kapazitiv abgestimmten Verstärkers berechnet sich nach der Vorschrift

Dabei ist A die Verstärkung, g_m die Steilheit, Q die Güte, englisch: quality factor, f₀ die Betriebsfrequenz, L_Last Induktivität der resistiven Last, C_Last deren Kapazität und f_0max die maximale Betriebsfrequenz.

Man stellt fest, dass die Verstärkung signifikant frequenzabhängig ist. Dies steht jedoch der bei UWB geforderten gain flatness entgegen.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Verstärkeranordnung für Ultra-Breitband-Anwendungen, sowie einen Empfänger, einen Hochfrequenzmischer einen Frequenzteiler und einen Taktgenerator mit der Verstärkeranordnung und ein Verfahren zum Verstärken eines Ultra-Breitband-Signals anzugeben, bei denen die Frequenzabhängigkeit der Verstärkung bei ausgeglichenem Stromverbrauch verringert ist.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bezüglich der Vorrichtung durch eine Verstärkeranordnung für Ultra-Breitband-Anwendungen gemäß Patentanspruch 1 gelöst. Ein Empfänger, ein Hochfrequenzmischer, ein Frequenzteiler und ein Taktgenerator mit einem Verstärker nach dem vorgeschlagenen Prinzip sind in den Ansprüchen 13, 14, 15 beziehungsweise 16 angegeben. Be züglich des Verfahrens wird die Aufgabe durch ein Verfahren zum Verstärken eines Ultra-Breitband-Signals mit den Schritten gemäß Patentanspruch 16 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des vorgeschlagenen Prinzips sind jeweils Gegenstand der abhängigen Ansprüche.

Erfindungsgemäß ist eine Verstärkeranordnung für Ultra-Breitband-Anwendungen vorgesehen, bei der ein Eingangssignal einem Signaleingang zuführbar ist, der mit dem Steuereingang eines Transistors verbunden ist. Als Last ist an den Transistor ein Schwingkreis mit verstellbarer Resonanzfrequenz angeschlossen. Dieser ist als LC-Schwingkreis ausgeführt, wobei der Wert der wirksamen Induktivität verstellbar ist. An einem Signalausgang, der mit dem Schwingkreis verbunden ist, wird ein verstärktes Signal bereitgestellt.

Die Kapazität des LC-Schwingkreises braucht nicht notwendigerweise als diskretes oder integriertes Bauteil vorgesehen sein. Vielmehr kann bei der vorgesehenen Anwendung im Hochfrequenzbereich eine ohnehin vorhandene parasitäre Kapazität der Schaltung ausreichen.

Es ist eine Besonderheit der vorgeschlagenen Schaltung, dass zur Vorwahl eines bestimmten Frequenzbereichs in einer Breitband-Anwendung, die über mehrere Gigahertz hinweg betreibbar sein soll, bei einer resonativen, also einen Schwingkreis umfassenden Last nicht die die Resonanzfrequenz bestimmende Kapazität, sondern die die Resonanzfrequenz bestimmende Induktivität verstellt wird. Somit ist ein induktiv abgestimmter Verstärker vorgeschlagen.

Im Gegensatz zu geschalteten Kapazitäten führt der Einsatz von verstellbaren und/oder umschaltbaren Induktivitäten zu einer relativ konstanten Ausgangs-Lastimpedanz über einen sehr großen Frequenzbereich hinweg. Dies liegt auch daran, dass die Zunahme der Induktivität bei geringen Frequenzen für eine Kompensation der geringeren Kreisfrequenz und der geringeren Güte sorgt. Es ergibt sich eine Verstärkung A' gemäß der Formel

Vergleicht man die Verstärkungen der kapazitiv abgestimmten Verstärkeranordnung mit der der induktiv abgestimmten Verstärkeranordnung, so stellt man fest, dass mit der vorgeschlagenen Verstärkeranordnung über einen sehr breiten Frequenzbereich hinweg eine hohe Verstärkung bei gleich bleibender Leistungsaufnahme gewährleistet ist. Da die Betriebsfrequenz stets kleiner als die maximale Betriebsfrequenz ist, ist in allen Frequenzbereichen die Verstärkung A' größer als die Verstärkung A. Darüber hinaus verändert sich die Verstärkung beispielsweise dann nicht, wenn durch Umschalten der Induktivität in einen anderen Frequenzbereich gewechselt wird.

Da es nunmehr möglich ist, die Kapazität als parasitäres Bauteil zu implementieren, können mit zusätzlichem Vorteil Bauteile eingespart werden.

Bevorzugt ist zumindest ein Schalter an die Frequenz bestimmende Induktivität angeschlossen zum Einstellen des Wertes der Frequenz bestimmenden Induktivität durch Umschalten zwischen einem ersten und einem weiteren vorbestimmten Induktivitätswert.

Insbesondere bei Anwendung in einer Single-Ended-Schaltungsvariante kann es vorteilhaft sein, den Schalter parallel zu einer ersten Induktivität zu schalten und eine weitere Induktivität in Serie zur derart gebildeten Parallelschaltung anzuordnen.

Bei symmetrischem Aufbau des Verstärkers hingegen kann es vorteilhaft sein, die Frequenz bestimmende Induktivität ebenfalls symmetrisch aufzubauen mit zwei Induktivitätspaaren, von denen jedes zwei miteinander in einem Abgriffsknoten verbundene induktive Bauteile umfasst. Die beiden Abgriffsknoten sind über den Schalter miteinander verbunden. Bei differenzieller Signalverarbeitung ergibt sich am Schalter praktisch ein virtuelles Massepotenzial, was sich deutlich vorteilhaft auf die Schaltungseigenschaften auswirkt.

Selbstverständlich können sowohl bei der beschriebenen Single-Ended-Ausführungsform, als auch bei der differenziellen Ausführungsform weitere Schalter, die weiteren Induktivitäten zugeordnet sein können, zum Erzielen weiterer Induktivitätswerte der Gesamtanordnung vorgesehen sein.

Der oder die Schalter sind bevorzugt durch eine Steueranordnung angesteuert, die ausgangsseitig mit einem Steueranschluss des Schalters bzw. mit Steueranschlüssen der Schalter verbunden ist.

Insbesondere ist es vorteilhaft, der Steueranordnung als Eingangssignal einen Wert des gewünschten Frequenzbereiches oder einer Gruppe von Frequenzbereichen zuzuführen.

Um zusätzlich zu einer derartigen Frequenzbandvorwahl eine Feineinstellung des zu verstärkenden Frequenzbereichs zu erzielen, kann auch die Frequenz bestimmende Kapazität im Schwingkreis einstellbar und/oder abstimmbar ausgeführt sein.

Dabei kann die Kapazität in diskreten Schritten umgeschaltet werden und/oder proportional zu einem Steuersignal ihren Kapazitätswert verändern. Dies leisten beispielsweise Varaktordioden.

Bevorzugt ist dem zumindest einen Transistor eine Kaskode-Stufe zugeordnet. Hierdurch wird das Frequenzverhalten weiter verbessert.

Die Verstärkeranordnung ist bevorzugt zwischen eine Empfangsantenne und eine Signalverarbeitungseinheit geschaltet. Alternativ ist die Verstärkeranordnung bevorzugt zwischen eine Signalverarbeitungseinheit und eine Sendeantenne geschaltet.

Selbstverständlich liegt es im Rahmen des vorgeschlagenen Prinzips, die Verstärkeranordnung zu einem Hochfrequenzmischer, einem Frequenzteiler oder anderen Baugruppen weiterzubilden. Das Prinzip ist in Taktgeneratoren anwendbar, beispielsweise in Oszillatoren mit LC-Kern und IQ-Generator mit sogenanntem injection locking. Um einen Hochfrequenzmischer zu erzielen, kann es beispielsweise vorteilhaft sein, einen weiteren Signaleingang vorzusehen zum Zuführen eines Signals mit einer Mischfrequenz, welche auch als Überlagerungsfrequenz, Trägerfrequenz oder Lokaloszillatorfrequenz bezeichnet wird. Der zumindest eine Transistor wird mit weiteren Transistoren zur Bildung eines Multipliziererkerns verbunden. Dieser Multipliziererkern wird durch die einen Schwingkreis umfassende elektrische Last mit einstellbarer Resonanzfrequenz belastet.

Entsprechendes gilt für eine Weiterbildung zu einem Frequenzteiler, der beispielsweise als Master-Slave-Flip-Flop ausgebildet sein kann mit entsprechend verschalteten Transistoren, denen wiederum die elektrische Last in Form des Schwingkreises mit einstellbarer Induktivität zugeschaltet ist.

Bei einem Taktgenerator nach dem Prinzip eines Injection-Locked I/Q-Generators ist das vorgeschlagene Prinzip ebenfalls mit Vorteil anwendbar.

Auch bei diesen und anderen Anwendungen ergibt sich durch die vorgeschlagene resonative Last mit einstellbarer Frequenz durch Verstellen des Frequenz bestimmenden Induktivitätswerts der gewünschte Vorteil der konstanten Amplitude über mehrere weite Frequenzbereiche und des ausgeglichenen Stromverbrauchs über die Frequenz.

Gemäß dem vorgeschlagenen Verfahren wird zum Verstärken eines Ultra-Breitband-Signals ein Eingangssignal mit einem Transistor verstärkt, der mit einer als Schwingkreis ausgebildeten elektrischen Last verbunden ist. Der Wert einer Induktivität, die von dem Schwingkreis umfasst ist, wird in Abhängigkeit von einem vorgegebenen Kanal und/oder Frequenzbereich gesteuert. Der Schwingkreis umfasst weiterhin eine Kapazität, welche als diskretes Bauteil oder als parasitäre Kapazität vorgesehen sein kann. An einem Abgriffsknoten des Schwingkreises wird ein verstärktes Signal bereitgestellt.

Der Wert der Induktivität wird bevorzugt nicht analog, sondern in diskreten Schritten verstellt. Weiter bevorzugt wird die Induktivität in Abhängigkeit von einem vorgegebenen Kanalsprungverfahren angesteuert. Beispielsweise bei UWB-Anwendungen werden unterschiedliche Kanäle periodisch nach einem vorbestimmten Kanalsprungraster ausgewählt. Ein solches Steuersignal kann problemlos der steuerbaren Induktivität zugeführt werden.

Beispielsweise um zusätzlich eine Feineinstellung der Schwingkreisfrequenz und/oder des Schwingkreisfrequenzbereichs zu erzielen, kann es vorteilhaft sein, auch die Kapazität des Schwingkreises steuerbar auszuführen, beispielsweise in diskreten Schritten steuerbar oder als abstimmbares Bauteil.

Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Ausgestaltungen des vorgeschlagenen Prinzips sind Gegenstand der abhängigen Patentansprüche.

Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Verstärkeranordnung für UWB gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip,
2 ein zweites Ausführungsbeispiel einer Verstärkeranordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
3 eine dritte Ausführungsform einer Verstärkeranordnung für UWB nach dem vorgeschlagenen Prinzip an einem Beispiel,
4 die bei dem UWB-Standard vorgesehenen Frequenzbänder,
5 die Struktur einer Induktivität mit umschaltbarem Induktivitätswert zur Anwendung in einer Verstär keranordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip an einem Beispiel,
6 einen Vergleich der Frequenzabhängigkeit der Amplitude für unterschiedliche Parallelschwingkreis-Abstimmprinzipien,
7 ein Schaubild einer AC-Betrachtung einer Verstärkeranordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip an einem Beispiel,
8 ein Anwendungsbeispiel einer UWB-Verstärkeranordnung in einem Signalempfänger,
9 eine beispielhafte Weiterbildung einer Verstärkeranordnung zu einem Hochfrequenzmischer,
10 eine beispielhafte Weiterbildung einer Verstärkeranordnung zu einem Frequenzteiler und
11 eine beispielhafte Weiterbildung einer Verstärkeranordnung zu einem Injection-Locked I/Q-Taktgenerator.
1 zeigt eine Verstärkeranordnung für Ultra-Breitband-Anwendungen, englisch: ultra wide band, UWB. Ein Signaleingang 1 umfasst ein Anschlusspaar, ist zur Zuführung eines Eingangssignals V_in eingerichtet und für differenzielle Signalverarbeitung ausgelegt. An einem Ausgang 2 ist ein Ausgangssignal abgreifbar, welches mit V_out bezeichnet ist und aus dem Eingangssignal V_in durch Verstärkung hervorgeht. Die Eingangsklemmen 1 sind mit Steueranschlüssen von zwei Transistoren 3, 4 verbunden, die einen Differenzverstärker bil den. Hierfür sind die Source-Anschlüsse der Transistoren 3, 4 miteinander und über eine Stromquelle 50 mit einem Bezugspotenzialanschluss V_SS verbunden. Drainseitig ist an jeden der Transistoren 3, 4 je ein Kaskode-Transistor 5, 6 angeschlossen an seinem Source-Anschluss. Die Drain-Anschlüsse der Kaskode-Transistoren 5, 6 sind in symmetrischer Schaltungstechnik mit dem Ausgang 2 verbunden. Die Gate-Anschlüsse der Kaskode-Transistoren 5, 6 sind eingerichtet zur Zuführung eines konstanten Bias-Potenzials V_Bias. Die Transistoren 3, 4 des Differenzverstärkers und die zugeordneten Kaskode-Transistoren 5, 6 sind je als n-Kanal Metal Oxide Semiconductor Feldeffekttransistor, MOSFET ausgebildet.
Zwischen den symmetrischen Ausgang 2 und einen Versorgungspotenzialanschluss VDD ist ein Schwingkreis mit einstellbarer Resonanzfrequenz geschaltet. Der Schwingkreis umfasst eine symmetrisch aufgebaute Induktivität 7, 8, 10, 11, 12, 13, 14, 15, deren Wert einstellbar ist. Die Schwingkreis bestimmende Kapazität des LC-Schwingkreises ist nicht als Bauteil eingezeichnet, sondern durch parasitäre Effekte der Hochfrequenzschaltung gebildet.
Im Einzelnen umfasst die Frequenz bestimmende Induktivität ein Paar von Spulen 7, 8, von denen je eine mit je einem Anschluss mit dem Ausgang 2 verbunden ist. Je ein weiterer Anschluss der Spulen 7, 8 ist miteinander über einen ersten Schalter 9 verbunden. Außerdem sind die letztgenannten Anschlüsse der induktiven Bauteile 7, 8 über eine Serienschaltung von je drei Teilinduktivitäten 10, 11, 12; 13, 14, 15 mit dem Versorgungspotenzialanschluss VDD verbunden. Abgriffsknoten zwischen den Teilinduktivitäten sind über je einen weiteren Transistor 16, 17 miteinander unter Bildung eines virtuellen Bezugspotenzials verbunden. Die Schalter 9, 16, 17 sind als MOSFET ausgeführt. Die Gate-Anschlüsse der Schalter 9, 16, 17 sind mit Ausgängen einer Steueranordnung verbunden, welche das Bezugszeichen 18 hat. Eingangsseitig ist ein Kanalwort KW an die Steueranordnung zuführbar, welches ein gewünschtes Frequenzband und/oder einen gewünschten Kanal angibt.
Je nach Kanalwort KW werden die Schalter 9, 16, 17 geöffnet bzw. geschlossen. Hierdurch wird die Resonanzfrequenz des Schwingkreises auf die gewünschte Frequenz eines eingehenden Signals bzw. den Frequenzbereich eingestellt.
Wie später noch näher erläutert, ist es mit dem vorgeschlagenen Prinzip möglich, unabhängig vom gewählten Frequenzbereich je gleiche Amplituden über unterschiedliche Frequenzen hinweg zu erzielen. Somit ist der frequenzabhängige Verlauf der Verstärkung über verschiedene Frequenzbereiche hinweg im Wesentlichen gleich.
2 zeigt eine Abwandlung der Schaltung von 1, die dieser in den verwendeten Bauteilen, deren vorteilhafter Verschaltung und Funktionsweise weitgehend entspricht. Insoweit wird die Beschreibung an dieser Stelle nicht wiederholt. Zusätzlich ist bei der Schaltung von 2 eine Kapazitätsbank 19, umfassend zu- und abschaltbare Kapazitäten vorgesehen, die schalterstellungsabhängig zwischen die Ausgangsklemmen des Ausgangs 2 und damit in den Schwingkreis hinzu- oder weggeschaltet werden können. Hierfür sind einzelne Kapazitäten in symmetrischer Schaltungsbauweise über je einen Schalter in Serie zwischen den mit dem Ausgang 2 verbundenen symmetrischen Schaltungsknoten der Schaltung und einen Bezugspotenzialanschluss geschaltet. Diese Serienschaltungen sind in symmetrischer Schaltungsbauweise miteinander parallel ge schaltet. Die Steueranschlüsse der Schalter sind jeweils paarweise an weitere Ausgänge der Steueranordnung 20 geführt.
Mit den zusätzlichen Kapazitäten 19 ist es möglich, eine Feineinstellung des Frequenzbereichs vorzunehmen. Die schaltbaren Induktivitäten sind vorzugsweise für eine Grobeinstellung des Frequenzbereichs heranzuziehen.
3 zeigt eine Abwandlung der Schaltung von 1, die jedoch nicht wie diejenige von 1 für differenzielle Signalverarbeitung ausgelegt ist, sondern zur Verarbeitung so genannter single-ended Signale, also von auf einer Leitung führbarer Signalen. Diese Verstärkeranordnung hat einen Signaleingang 21, der mit dem Steueranschluss eines Transistors 22 verbunden ist. Zwischen den Transistor 22 und einen Ausgang 23 ist ein weiterer Transistor 24 geschaltet, der eine Kaskodestufe bildet. Der Ausgang 23 ist mit einem Versorgungspotenzialanschluss 25 über einer Serienschaltung, umfassend mehrere Induktivitäten 26, 27, 28 verbunden. Zur Induktivität 28 ist ein Schalter 29 parallel geschaltet, der als Transistor ausgebildet ist. Parallel zur Teilschaltung, umfassend zwei versorgungspotenzialseitig angeschlossene Induktivitäten 27, 28, ist ein weiterer Schalter 30 geschaltet, der somit im eingeschalteten Zustand einen Anschluss der ausgangsseitig angeordneten Induktivität 26 unmittelbar auf Versorgungspotenzial legt.
Die Steueranschlüsse der Schalter 29, 30 sind ebenfalls mit einer hier nicht eingezeichneten Steueranordnung verbunden, die abhängig von einem gewünschten Frequenzbereich KW die Induktivität variiert. Ein Schwingkreis ist zusammen mit den Induktivitäten 26 bis 28 und parasitären Kapazitäten gebildet.
Die Funktion der Schaltung von 3 entspricht derjenigen von 1 mit der Maßgabe, dass vorliegend keine symmetrische Signalverarbeitung, sondern eine Single-Ended-Signalverarbeitung erfolgt.
4 zeigt die vierzehn Frequenzbänder gemäß UWB-Standard, die die Frequenzen von 3,1 GHz bis über 10 GHz abdecken. Zwei bis drei dieser Bänder sind jeweils zu Gruppen zusammengefasst. Auf der Frequenzachse ist jeweils die Mittenfrequenz des zugehörigen Frequenzbandes aufgetragen.
Am Ausführungsbeispiel von 2 ist somit beispielsweise mit den umschaltbaren Induktivitäten eine Auswahl der Frequenzbandgruppe möglich, während die Feineinstellung auf ein einzelnes Frequenzband bzw. einen Kanal durch die zusätzlichen schaltbaren Kapazitäten 19 erfolgen kann. Selbstverständlich kann alternativ auch die kapazitive Abstimmung entfallen und/oder eine andere Zuordnung von Frequenzbändern zuschaltbaren Induktivitäten vorgesehen sein, je nach Anwendung.
Darüber hinaus ist das vorgeschlagene Prinzip selbstverständlich auch für andere Breitband-Funkanwendungen außer UWB anwendbar.
5 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Induktivität mit mittels Schalter umschaltbarem Induktivitätswert. Dabei ist ein mögliches Layout in einer Draufsicht angegeben. Zur Vereinfachung ist lediglich ein Schalter 31 vorgesehen, mit dem zwischen zwei Induktivitätswerten umgeschaltet werden kann. Dieser Schalter hat als Steuereingang einen herausgeführten Gate-Anschluss. Der Schalter 31 verbindet zwei Anschlüsse 32, 33 der symmetrisch ausgelegten Induktivität schaltbar miteinander. Die jeweils anderen Anschlüsse der Induktivität 34, 35 sind mit einem aktiven Gebiet 36 verbunden, welches beispielsweise die Transistoren 3 bis 6 von 1 umfasst. Außerdem ist der Eingang 1 am aktiven Gebiet gebildet. Zwischen dem aktiven Gebiet 36 und Anschlussfeldern 34, 35 der schaltbaren Induktivität ist der Ausgang 2 der Schaltung vorgesehen, der an den rechten Bildrand herausgeführt ist.
Man erkennt, dass mit verhältnismäßig geringem Schaltungsaufwand in integrierter Schaltungstechnik eine schaltbare Induktivität realisiert werden kann. Die Induktivität ist aufgrund ihres symmetrischen spiralförmigen Layouts besonders günstig in ihren Hochfrequenzeigenschaften. Es sei angemerkt, dass die Fläche für den Schalter 31 relativ klein sein kann, da die gewünschte Güte relativ klein sein kann, beispielsweise Q kleiner 8, um die gewünschten Eigenschaften bezüglich der Gain Flatness einzuhalten.
Ein Vorteil des vorgeschlagenen Prinzips liegt somit darin, dass die Induktivitäten wie beispielsweise die Induktivitäten 7, 8 und 10 bis 15 in 1 und 2 und 26 bis 28 von 3 durch eine einzige Spule realisiert sein können, die eine Gesamtinduktivität hat, anstelle von mehreren geeignet miteinander verschalteten Induktivitäten. Dies erlaubt ein kompaktes Layout mit verringerten parasitären Elementen.
Die Spule des induktiven Bauteils hat eine Vielzahl von Windungen und zwei Endkontakte. Bevorzugt hat die Spule außerdem einen Zwischenkontakt, der elektrisch mit einer Verbindung gekoppelt ist, die zur Spannungs- oder Stromversorgung verwendet werden oder auf Bezugspotential gelegt oder ungenutzt gelassen werden kann. Die Windungen der Spule sind so ange ordnet, dass sie praktisch miteinander ausgetauscht werden unter Bildung von Teilwindungen. Im vorliegenden Beispiel sind alle Windungen in einer gemeinsamen Ebene angeordnet, der Windungsebene. Mit Vorteil ist ein Schalter vorgesehen, der es ermöglicht, die Anzahl der Windungen zwischen zwei Abgriffskontakten der Spule zu verändern. Im Ergebnis kann die effektive Induktivität zwischen zwei Abgriffskontakten 34, 35 schrittweise gesteuert werden. Bevorzugt wird die Spule mit dem Schalter 31 kurzgeschlossen, so dass zumindest eine Windung der Spule angeschlossen werden kann.
Selbstverständlich ist es in Weiterbildungen der Schaltung von 5 möglich, weitere Schalter zu integrieren und die spiralförmige Induktivität in zusätzlichen Teilschritten umschaltbar zu gestalten. Wenn eine Vielzahl von Schaltern vorgesehen ist, und die Schalter über mehr als zwei Abgriffsknoten mit der Induktivität verbunden sind, ist es möglich, die effektive Induktivität in einer Vielzahl von Schritten zu verändern. Folglich resultiert eine Vielzahl von Schaltern in einer Induktivität mit Multi-Band-Fähigkeit.
Der Schalter 31 kann alternativ als Parallelschaltung mehrerer Schalter ausgebildet sein.
6 zeigt den Vergleich zweier Parallelschwingkreise, bei denen einmal, nämlich in der linken Hälfte der 6, die Kapazität verstellt wird, und einmal, nämlich in der rechten Hälfte der 6, die Induktivität. In der unteren Bildhälfte ist jeweils zugehörig für verschiedene Frequenzbereiche die Amplitude über der Frequenz aufgetragen bei einem mit solcher resonativer Last ausgebildeten Verstärkeranordnung. Man erkennt, dass die vorgeschlagene Anordnung mit abstimmbarer Induktivität zu deutlich konstanterer Verstärkung über die Frequenz führt bei zugleich großer Bandbreite, absolut gesehen hoher Verstärkung und geringem Flächenbedarf der Schaltung.
7 zeigt die Verstärkung in dB aufgetragen über der Frequenz in logarithmischer Skalierung. Anhand dieser AC-Analyse eines vorgeschlagenen Verstärkers ist erkennbar, dass die Schaltung, wie am Beispiel von 5 gezeigt, die gewünschten Eigenschaften bezüglich gleich hoher Verstärkung hat.
In 8 ist ein Anwendungsbeispiel einer vorgeschlagenen Verstärkeranordnung mit umschaltbarer Resonanzfrequenz angegeben. Die Verstärkeranordnung 37 ist dort in einem Empfangspfad angeordnet und eingangsseitig über ein Bandpass-Filter 38 an eine Antenne 39 und ausgangsseitig an eine Signalverarbeitungseinheit 40 angeschlossen. In Abhängigkeit von einem Frequenzbereich des Eingangssignals, repräsentiert von einem Kanalwort KW, ist die Induktivität des Verstärkers 37 einstellbar. Die Verstärkeranordnung ist dabei als rauscharmer Verstärker, englisch: low-noise amplifier, LNA ausgebildet.
9 zeigt ein anderes Anwendungsbeispiel einer Verstärkeranordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. An einen LC-Parallelschwingkreis 41, wie beispielsweise in 5 gezeigt, umfassend eine einstellbare Induktivität und eine gegebenenfalls parasitäre Festwert-Kapazität ist ein Multipliziererkern angeschlossen. Dieser umfasst mehrere Transistoren, die zur Durchführung einer Multiplikation hochfrequenter Signale beispielsweise zu einem Gilbert-Multiplizierer verschaltet sind. In Abhängigkeit von einem Frequenzbereich eines der Eingangssignale, repräsentiert von einem Kanalwort KW, ist die Induktivität einstellbar.
10 zeigt ein anderes Anwendungsbeispiel. Ein LC-Parallelschwingkreis 41 nach dem vorgeschlagenen Prinzip ist an einen Frequenzteilerblock 43 angeschlossen. Dieser ist im Ausführungsbeispiel als Master-Slave Flip-Flop zur Bildung eines :2-Frequenzteilers realisiert.
Der Hochfrequenz-durch-2-Teilerschaltkreis umfasst zwei induktiv belastete Current-Mode Flip-Flops in einer Rückführungsschleife, die beispielsweise von einem VCO getaktet sind. Induktive Lasten dienen dazu, die verhältnismäßig große kapazitive Last des rückgekoppelten Teilers, der Puffer-Stufen und von Verdrahtungskapazitäten zu kompensieren. Der Betriebsfrequenzbereich des Teilers, der als injection-locked bezeichnet wird, kann mit schaltbaren Induktivitäten erhöht werden. Im Gegensatz zu schaltbaren Kapazitäten ermöglichen schaltbare Induktivitäten die Bereitstellung einer verhältnismäßig konstanten Ausgangslastimpedanz über einen weiten Frequenzbereich, da die Induktivitätszunahme bei kleinen Frequenzen die kleinere Frequenz und die kleinere Güte kompensiert.
11 zeigt beispielhaft ein weiteres Anwendungsbeispiel des vorgeschlagenen Prinzips anhand eines Taktgenerators. Ein spannungsgesteuerter Oszillator mit LC-Kern ist eine Anwendung, bei der Induktivitäten und Kapazitäten geschaltet ausgeführt sein können.
Eine programmierbar ausgeführte Induktivität kann auch dazu genutzt werden, einen Taktfrequenz-Vervielfacher mit ganzzahliger Abstufung, englisch: integer, mit zwei Phasen, nämlich Inphase- und Quadraturphase I/Q bereitzustellen. Der I/Q Taktgenerator gemäß 11 umfasst einen LC-Ringoszillator 44, mit freilaufender Schwingung, die durch den LC-Kern 45, 46 eingestellt wird, gemäß dem gewünschten Frequenzvielfachen. Somit kann die Ausgangsfrequenz über einen weiten Frequenzbereich durch programmieren der Induktivität eingestellt werden. Im Gegensatz zu schaltbaren Kapazitäten ermöglicht die Nutzung schaltbarer Induktivitäten eine relativ konstant Ausgangslastimpedanz über einen weiten Frequenzbereich, da die Induktivitätszunahme bei kleinen Frequenzen die geringere Frequenz selbst und die geringere Güte kompensiert. Das Eingangssignal am Eingang 47 wird um 90 Grad phasenverschoben und anschließend in den Oszillator mittels Phasenschieber 48 beziehungsweise nachgeschalteten Injektionsverstärkern 49 injiziert. Sowohl die Injektionsverstärker 49, als auch die nachgeschalteten Ringoszillatorzellen sind differenziell aufgebaut und haben eine gemeinsame induktive Last. Aufgrund der Unempflindlichkeit bezüglich einer Unsymmetrie am Eingang kann der Ringoszillator präzise Quadratursignale am Ausgang 51 bereitstellen, wenn er oberhalb der Freilauf-Frequenz betrieben wird. Außerdem erfolgt eine Nachführung bezüglich Signalschwankungen der Quelle wenn die Eingangsfrequenz innerhalb des Einrastbereich des Ringoszillators bleibt. Das Phasenrauschen des eingerasteten Generators am Ausgang ist ideal 20 × log (N) höher als das Phasenrauschen einer am Eingang angeschlossenen Quelle als Ergebnis der Frequenzmultiplikation um N. Das intrinsische Phasenrauschen des LC-Oszillators ist unterdrückt, wenn er im Zustand injection-locked ist, und es verschlechtert nicht den Signal-Rausch-Abstand der Ausgangssignale. Auch aufgrund seines symmetrischen Aufbaus ist der injection-locked Ringoszillator unempfindlich gegenüber Unsymmetrie am Eingang 47. Dennoch sollte der Phasenfehler in den sogenannten Quadratur injected Signalen so gering wie möglich gehalten werden, und unterhalb einer Schwelle, damit jegliche Phasen-Unsymmetrie, die nicht durch den Ringoszillator ausgefiltert wird, durch einen Pha senabstimmkreis korrigiert wird, der mittels Varaktoren realisiert ist, die als Shunt zu den Induktivitäten geschaltet sind. Beispielsweise könnte die Eingangsfrequenz 5 GHz sein bei einem auf eine Frequenz direkt unterhalb der 3. Harmonischen von 15 GHz der injection-Verstärker-Ausgänge abgestimmten Ringoszillator.

1: Eingang
2: Ausgang
3: Transistor
4: Transistor
5: Transistor
6: Transistor
7: Induktivität
8: Induktivität
9: Schalter
10: Induktivität
11: Induktivität
12: Induktivität
13: Induktivität
14: Induktivität
15: Induktivität
16: Schalter
17: Schalter
18: Steueranordnung
19: Kapazitätsfeld
20: Steueranordnung
21: Eingang
22: Transistor
23: Ausgang
24: Kaskode
25: Versorgungspotentialanschluss
26: Induktivität
27: Induktivität
28: Induktivität
29: Schalter
30: Schalter
31: Transistor
32: Anschlussgebiet
33: Anschlussgebiet
34: Anschlussgebiet
35: Anschlussgebiet
36: Aktives Gebiet
37: LNA
38: Bandpassfilter
39: Antenne
40: Signalverarbeitung
41: schaltbare Induktivität
42: Multipliziererkern
43: Master-Slave Flip-Flop
44: Ringoszillator
45: LC-Tank
46: LC-Tank
47: Eingang
48: Phasenschieber
49: Injection Verstärker
50: Stromquelle
51: Ausgang
52: Resonanzabgestimmte Verstärkerstufe

Claims

Verstärkeranordnung für Ultra Breitband-Anwendungen, aufweisend – einen Signaleingang (1) zum Zuführen eines Eingangssignals, – einen Schwingkreis mit einstellbarer Resonanzfrequenz umfassend mindestens eine Frequenz bestimmende Kapazität und umfassend mindestens eine Frequenz bestimmende Induktivität (7, 10), deren Wert einstellbar ist, – mindestens einen Transistor (3), der an den Schwingkreis angeschlossen und dessen Steuereingang mit dem Signaleingang (1) der Verstärkeranordnung verbunden ist, und – einen Signalausgang (2) zum Bereitstellen eines verstärkten Signals, der mit dem Schwingkreis verbunden ist.
Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Schalter (9) an die Frequenz bestimmende Induktivität (7, 10) angeschlossen ist zum Einstellen deren Wertes durch Umschalten zwischen einem ersten und zumindest einem zweiten Induktivitätswert.
Verstärkeranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (29) parallel zu einer ersten Induktivität (28) geschaltet ist und dass die so gebildete Parallelschaltung in Serie zu einer zweiten Induktivität (27) geschaltet ist.
Verstärkeranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz bestimmende Induktivität symmetrisch aufgebaut ist mit zwei Induktivitätspaaren (7, 8; 10, 13), von denen jedes zwei in einem Abgriffsknoten verbundene induktive Bau teile umfasst, wobei die Abgriffsknoten über den Schalter (9) miteinander verbunden sind.
Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steueranordnung (18) vorgesehen ist mit einem Eingang zum Zuführen eines Kanalworts (KW) und mit einem Ausgang, der mit der Frequenz bestimmenden Induktivität zu deren Einstellung in Abhängigkeit vom Kanalwort gekoppelt ist.
Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4 und nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Steueranordnung (18) am Ausgang mit einem Steueranschluss des zumindest einen Schalters (9) verbunden ist.
Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkeranordnung symmetrisch aufgebaut ist.
Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die mindestens eine Frequenz bestimmende Kapazität eine parasitäre Kapazität umfasst.
Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der mindestens eine Transistor (9) in integrierter Metall-Isolator-Halbleiter-Schaltungstechnik realisiert ist.
Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bereitstellung einer Feineinstellung der Schwingkreisfrequenz die zumindest eine Frequenz bestimmende Kapazität (19) einstellbar ausgeführt ist.
Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass dass dem zumindest einen Transistor (3) eine Kaskode-Stufe (5) zugeordnet und mit diesem verbunden ist.
Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die zumindest eine Induktivität als spiralförmiges Bauteil (41) in integrierter Schaltungstechnik ausgebildet ist.
Empfänger mit einer Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkeranordnung zwischen eine Antenne (39) und eine Signalverarbeitungseinheit (40) geschaltet ist.
Hochfrequenzmischer mit einer Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass ein weiterer Signaleingang zum Zuführen eines Signals mit einer Mischfrequenz vorgesehen ist, der mit einem Steuereingang eines weiteren Transistors verbunden ist, wobei der mindestens eine Transistor und der weitere Transistor zur Bildung eines Multipliziererkerns (42) miteinander verbunden sind.
Frequenzteiler mit einer Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass der zumindest eine Transistor mit weiteren Transistoren zur Bildung eines als Frequenzteiler arbeitenden Flip-Flops (43) verschaltet ist.
Taktgenerator mit einer Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkeranordnung in einem Ringoszillator (44) angeordnet ist, der von einem Phasenschieber (48) über Injektionsverstärker (49) angesteuert wird.
Verfahren zum Verstärken eines Ultra-Breitbandsignals mit den Schritten: – Verstärken eines Eingangssignals mit einem Transistor (3), der mit einer als Schwingkreis ausgebildeten elektrischen Last (41) verbunden ist, – Steuern des Werts einer Induktivität in Abhängigkeit von einem vorgebbaren Kanal (KW), wobei der Schwingkreis die Induktivität und eine Kapazität umfasst, – Bereitstellen eines verstärkten Signals an einem Abgriffsknoten (2) des Schwingkreises.
Verfahren nach Anspruch 17, gekennzeichnet durch Steuern des Wertes der Induktivität (7, 8; 10, 13) in diskreten Schritten.
Verfahren nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch Steuern der Induktivität in Abhängigkeit von einem vorgebbaren Kanalsprungverfahren.
Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 19, gekennzeichnet durch Einstellen des Werts der Kapazität (19) zur Bereitstellung einer Feineinstellung des gewünschten Frequenzbereiches.