DE102009024483A1

DE102009024483A1 - Kaskodeschaltung

Info

Publication number: DE102009024483A1
Application number: DE102009024483A
Authority: DE
Inventors: Ko Kanaya; Seiki Goto; Shinsuke Watanabe
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2008-09-11
Filing date: 2009-06-10
Publication date: 2010-03-25
Also published as: US7714664B2; US20100060362A1; KR101108942B1; JP2010068261A; TW201012051A; CN101674053A; KR20100031061A

Abstract

Es ist eine Kaskodeschaltung bereitgestellt, die eine Millimeterwellenvorrichtung mit hoher Verstärkung oder hoher Ausgangsleistung verwirklichen kann, die stabil in einem Millimeterwellenband arbeitet. Die Kaskodeschaltung mit zwei als Kaskode geschalteten Transistoren enthält: einen Transistor (1) hoher Elektronenmobilität (HEMT), dessen Source mit Masse verbunden ist, einen HEMT (2), dessen Source mit dem Drain des HEMT (1) verbunden ist, einen Reflexionsverstärkungsbeschränkungswiderstand (3), der mit dem Gate des HEMT (2) verbunden ist zum Beschränken einer Reflexionsverstärkung, und eine offene Stichleitung (4), die mit einer Seite des Reflexionsverstärkungsbeschränkungswiderstands (3) verbunden ist, die dem HEMT (2) gegenüberliegt, zum Kurzschließen von Hochfrequenzsignalen bei einer vorbestimmten Frequenz einschließlich der Nachbarschaft der Frequenz.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Kaskodeschaltung, die in einem Millimeterwellenband verwendet wird.
In den letzten Jahren wurde der Anwendungsbereich für Radiowellen in dem Millimeterwellenband wie z. B. einem 60 GHz-Band-WPAN (Wireless Personal Area Network) und einem Millimeterwellenradar im 76 GHz-Band breiter. In diesem Zusammenhang muss eine Millimeterwellenvorrichtung eine hohe Verstärkung und eine hohe Ausgangsleistung haben.
Ein allgemein bekanntes Verfahren, um die Leistungsverstärkung zu verbessern, ist das Verbinden von Transistoren als Kaskode. Kaskodeschaltung bedeutet, einen Drain eines Transistors, dessen Source auf Masse liegt, mit einem Transistor zu verbinden, dessen Gate auf Masse liegt. Eine auf diese Weise gebildete Schaltung wird als Kaskodeschaltung bezeichnet.
Im Folgenden wird mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen eine typische herkömmliche Kaskodeschaltung beschrieben.
24 ist ein Schaltbild, das eine herkömmliche Kaskodeschaltung zeigt. In 24 ist ein Drain eines ersten Transistors 51, dessen Source mit Masse verbunden ist, mit einer Source eines zweiten Transistors 52 verbunden, dessen Gate mit Masse verbunden ist. Für einen Masseschluss eines Hochfrequenzsignals ist ein Gate des zweiten Transistors 52 über einen MIM-Kondensator 53 mit Masse verbunden. Das Gate des ersten Transistors 51 ist mit einem Eingangsanschluss verbunden, während das Drain des zweiten Transistors 52 mit einem Ausgangsanschluss verbunden ist.
Es sei angemerkt, dass auch wenn die in 24 gezeigte Kaskode in dem Zusammenhang beschrieben wird, dass HEMTs (High Electron Mobility Transistors, Transistoren mit hoher Elektronenbeweglichkeit) als Transistoren verwendet werden, dasselbe in einem Fall gesagt werden kann, in dem HBTs (Hetero Junction Bipolar Transistors) oder dergleichen verwendet werden. In diesem Fall ist ein Transistor, dessen Basis mit Masse verbunden ist, mit einem Kollektor eines Transistors verbunden, dessen Emitter mit Masse verbunden ist. Im Folgenden sollen ein Drain, ein Gate und eine Source eines HEMT jeweils durch einen Kollektor, eine Basis und einen Emitter eines HBT ersetzbar sein.
Wie oben beschrieben wird ein Hochfrequenzsignal an dem Gate des zweiten Transistors 52 über den MIM-Kondensator 53 mit Masse verbunden. In dem Millimeterwellenband können jedoch die Induktivität der Verdrahtung, die mit dem MIM-Kondensator 53 verbunden ist, und eine parasitäre Induktivität einer Durchkontaktierung nicht vernachlässigt werden. Daher wird ein Hochfrequenzsignal bei einer gewünschten Frequenz über eine parasitäre Komponente kurzgeschlossen. Daher tritt ein Problem auf, das in dem Millimeterwellenband auch dann, wenn die Transistoren als Kasko de verbunden sind, die Verstärkung nicht hinreichend verbessert werden kann.
Als Beispiel sind in 25 die Frequenzkennlinien einer maximal verfügbaren Verstärkung (MAG, Maximum Available Gain) für einen Einzel-HBT mit Emitter an Masse und für einen als Kaskode geschalteten HBT dargestellt.
Mit Bezug auf 25 ist die Leistungsverstärkung beispielsweise in einem Mikrowellenband von 10 GHz oder dergleichen durch die Kaskodenverbindung von HBTs um etwa 10 dB größer als diejenigen des Einzel-HBT. In dem Millimeterwellenband wird jedoch die Differenz zwischen der Leistungsverstärkung des als Kaskode geschalteten HBT und der Leistungsverstärkung des Einzel-HBT kleiner, wenn die Frequenz steigt. Insbesondere kann in einem hohen Frequenzband wie z. B. einem 60 GHz-Band, einem 76 GHz-Band oder dergleichen auch eine Kaskodeschaltung keine hinreichende Verstärkung erzielen.
Es sei angemerkt, dass ein anderes Verfahren zum Verbessern der Leistungsverstärkung darin besteht, einzelne Transistoren kontinuierlich in Reihe zu schalten, um die Verstärkung zu erhöhen. Dieses Verfahren hat jedoch das Problem, dass mit dem Ansteigen der Anzahl von Transistoren und der Anzahl peripherer Schaltungen die Chipfläche ansteigt und die Kosten ebenso ansteigen.
Um die oben genannten Probleme zu beheben, kann beispielsweise auf das Folgende Bezug genommen werden.
In einer Kaskodeschaltung, die in JP 2002-359530 A beschrieben ist, sind wie in 26 gezeigt ein erster Transistor 51 und ein zweiter Transistor 52 als Kaskode verbunden, und eine offene Stichleitung 54 mit einer Länge von etwa ein Viertel der Wellenlänge eines Signals bei einer Betriebsfrequenz ist mit einem Gate des zweiten Transistors 52 verbunden.
Da bei der Betriebsfrequenz das Gate des zweiten Transistors 52 bei einer hohen Frequenz durch die offene Stichleitung 54 kurzgeschlossen ist, hat die parasitäre Komponente verglichen mit einem Fall, in dem ein MIM-Kondensator und eine Durchkontaktierung in der Nähe des Gates gebildet werden und die Verbindung mit Masse durchgeführt wird, weniger Einfluss, und somit ist eine hinreichende Masseverbindung ermöglicht. Verglichen mit einem Fall, in dem die Masseverbindung unter Verwendung eines MIM-Kondensators und einer Durchkontaktierung durchgeführt wird, kann die Leistungsverstärkung daher verbessert werden.
Die herkömmliche Technik hat jedoch die folgenden Probleme: Bei der in JP 2002-359530 A offenbarten herkömmlichen Kaskodeschaltung wird auf einer Ausgangsseite eine Reflexionsverstärkung bewirkt.
Als Beispiel zeigt 27 Frequenzlinien einer Reflexionsverstärkung (Dämpfung) auf einer Ausgangsseite bei einem Einzel-HEMT, eine Kaskodeschaltung, bei der ein Gate des zweiten Transistors über einen MIM-Kondensator mit Masse verbunden ist (s. 24) und eine in JP 2002-359530 A offenbarte Kaskodeschaltung, bei der das Gate des zweiten Transistors über eine offene Stichleitung mit Masse verbunden ist (s. 26).
In 27 hat die über einen MIM-Kondensator mit Masse verbundene Kaskodeschaltung eine Reflexionsverstärkung in einem Frequenzband von etwa 20–90 GHz. Die über eine offene Stichleitung mit Masse verbundene Kaskodeschaltung hat eine Reflexionsver stärkung in einem Frequenzband von etwa 70 GHz oder mehr. Wenn die Kaskodeschaltung eine Reflexionsverstärkung hat, wird eine unnötige Schwingung bewirkt. Wenn die Kaskodeschaltung beispielsweise in einem Verstärker verwendet wird, gibt es ein Problem, dass kein stabiler Normalbetrieb zu erwarten ist. Wenn die Kaskodeschaltung beispielsweise in einem Oszillator verwendet wird, gibt es ein Problem, dass keine hinreichende Ausgangsleistung zu erwarten ist.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Kaskodeschaltung bereitzustellen, die eine Millimeterwellenvorrichtung mit hoher Verstärkung oder hoher Ausgangsleistung verwirklichen kann und in dem Millimeterwellenband stabil arbeit.
Die Aufgabe wird gelöst durch eine Kaskodeschaltung gemäß Anspruch 1. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die Kaskodeschaltung mit zwei als Kaskode geschalteten Transistoren enthält: einen ersten Transistor, dessen Source oder Emitter mit Masse verbunden ist, einen zweiten Transistor, dessen Source oder Emitter mit dem Drain oder Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, eine Signalverbesserungsschaltung, die mit dem Gate oder der Basis des zweiten Transistors verbunden ist, zum Verbessern und Ausgeben eines Eingangssignals, und eine Filterschaltung, die mit einer Seite der Signalverbesserungsschaltung verbunden ist, die dem zweiten Transistor gegenüberliegt, zum Kurzschließen von Hochfrequenzsignalen mit einer vorbestimmten Frequenz einschließlich der Nachbarschaft der Frequenz.
Bei der Kaskodeschaltung sind die zwei Transistoren als Kaskode geschaltet, die Signalverbesserungsschaltung ist mit dem Gate oder der Basis des zweiten Transistors verbunden, und die Filterschaltung ist mit einer Seite der Signalverbesserungsschaltung verbunden, die dem zweiten Transistor gegenüberliegt. Dabei verbessert die Signalverbesserungsschaltung ein Eingangssignal und gibt das Signal aus.
Daher kann unter Verwendung der Kaskodeschaltung eine Millimeterwellenvorrichtung mit hoher Verstärkung oder hoher Ausgangsleistung verwirklicht werden, die in dem Millimeterwellenband stabil arbeitet.
Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der beigefügten Zeichnungen.
1 ist ein Schaltbild, das eine Kaskodeschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
2 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien einer maximal verfügbaren Verstärkung (MAG) der in 1 gezeigten Kaskodeschaltung im Vergleich zu einem Einzel-HEMT.
3 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien einer Reflektionsverstärkung/dämpfung auf einer Ausgangsseite der in 1 gezeigten Kaskodeschaltung.
4 ist ein Schaltbild, das einen Aufbau zeigt, bei dem ein Auswahlschalter zum Auswählen einer offenen Stichleitung verwendet wird.
5 ist ein Schaltbild, das eine Stichleitung variabler Länge zeigt.
6 ist ein Schaltbild, das einen Verstärker gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
7 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien einer Verstärkung des in 6 gezeigten Verstärkers.
8 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien einer Reflektionsverstärkung/dämpfung auf einer Eingangsseite und einer Ausgangsseite des in 6 gezeigten Verstärkers.
9 ist ein Schaltbild, das einen Verstärker gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
10 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien einer maximal verfügbaren Verstärkung des in 9 gezeigten Verstärkers.
11 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien einer Verstärkung des in 9 gezeigten Verstärkers.
12 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien einer Reflektionsverstärkung/dämpfung auf einer Eingangs seite und einer Ausgangsseite des in 9 gezeigten Verstärkers.
13 ist ein Schaltbild, das einen Oszillator gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
14 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien von Re(Z_tr) + Re(Z_res) des in 13 gezeigten Oszillators.
15 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien von Im(Z_tr) + Im(Z_res) des in 13 gezeigten Oszillators.
16 ist ein erläuterndes Diagramm, das eine Beziehung zwischen einem Widerstandsverhältnis von Teilerwiderständen und einer Ausgangsleistung des in 13 gezeigten Oszillators im Hinblick auf eine Grundwelle und eine zweite Harmonische eines Oszillatorsignals zeigt.
17 ist ein erläuterndes Diagramm, das eine Beziehung zwischen einer elektrischen Länge einer Phaseneinstellleitung bei einer Schwingfrequenz und einer maximalen Ausgangsleistung der zweiten Harmonischen eines Oszillatorsignals des in 13 gezeigten Oszillators zeigt.
18 ist ein Konturdiagramm, das eine Ausgangsleistung der zweiten Harmonischen des in 13 gezeigten Oszillators zeigt, wenn die elektrische Länge 18° ist.
19 ist ein erläuterndes Diagramm einer Verteilung von Oberwellen im Hinblick auf die Ausgangsleistung des in 13 gezeigten Oszillators.
20 ist ein Schaltbild, das einen Oszillator gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
21 ist ein Ersatzschaltbild einer typischen Diode.
22 ist ein Schaltbild, das einen weiteren Oszillator gemäß der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
23 ist ein Schaltbild, das einen Kondensator zum Steuern einer Schwingfrequenz eines Oszillators zeigt.
24 ist ein Schaltbild, das eine herkömmliche Kaskodeschaltung zeigt.
25 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien einer maximal verfügbaren Verstärkung (MAG) eines Einzel-HBT mit Emitter an Masse und eines als Kaskode geschalteten HBT.
26 ist ein Schaltbild, das eine weitere herkömmliche Kaskodeschaltung zeigt.
27 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien einer Reflektionsverstärkung/dämpfung auf einer Ausgangsseite eines Einzel-HBT, einer Kaskodeschaltung, bei der ein Gate eines zweiten Transistors über einen MIM-Kondensator mit Masse verbunden ist, und einer Kaskodeschaltung, bei der ein Gate eines zweiten Transistors über eine offene Stichleitung mit Masse verbunden ist.
Mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen werden im Folgenden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben. In den Zeichnungen werden gleiche Bezugszeichen verwendet, um gleiche oder identische Teile zu bezeichnen.
1 ist ein Schaltbild, das eine Kaskodeschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Es sei angemerkt, dass die Kaskodeschaltung so gebildet ist, dass ihre maximal verfügbare Verstärkung bei einer vorbestimmten Frequenz von 76 GHz optimiert ist.
In 1 ist ein Drain eines HEMT 1 mit Emitter an Masse (erster Transistor) mit einer Source eines HEMT 2 mit Gate an Masse (zweiter Transistor) verbunden. Anders ausgedrückt sind der HEMT 1 und der HEMT 2 als Kaskode geschaltet. Ein Gate des HEMT 1 ist mit einem Eingangsanschluss verbunden, und ein Drain des HEMT 2 ist mit einem Ausgangsanschluss verbunden.
Das Gate des HEMT 2 ist mit einem Reflexionsverstärkungsbeschränkungswiderstand 3 (Signalverbesserungsschaltung) zum Beschränken einer Reflexionsverstärkung verbunden. Eine offene Stichleitung 4 (Filterschaltung) zum Kurzschließen von Hochfrequenzsignalen bei der vorbestimmten Frequenz einschließlich der Nachbarschaft der Frequenz ist mit einer Seite des Reflexionsverstärkungsbeschränkungswiderstands 3 verbunden, der dem HEMT 2 gegenüber liegt. Dabei ist eine Länge der offenen Stichleitung 4 so eingestellt, dass sie kleiner als ein Viertel einer Wellenlänge (λ/4) eines Hochfrequenzsignals bei der zu verwendenden vorbestimmten Frequenz ist.
Teilerwiderstände 5 und 6 zum Einstellen einer Gatespannung des HEMT 2 sind jeweils zwischen die Source des HEMT 1 und das Gate des HEMT 2 und zwischen das Gate und den Drain des HEMT 2 geschaltet.
Als nächstes erfolgt eine Beschreibung der Frequenzkennlinien einer maximal verfügbaren Verstärkung (MAG, Maximum Available Gain) und einer Reflexionsverstärkung/Dämpfung bei der Kaskodeschaltung mit dem oben erwähnten Aufbau, wenn ein Widerstandswert des Reflexionsverstärkungsbeschränkungswiderstands 3 als Parameter geändert wird.
2 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien einer maximal verfügbaren Verstärkung der in 1 gezeigten Kaskodeschaltung im Vergleich zu einem Einzel-HEMT. 3 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzlinien einer Reflexionsverstärkung/Dämpfung auf einer Ausgangsseite der in 1 gezeigten Kaskodeschaltung.
Wenn in 2 und 3 der Widerstandswert des Reflexionsverstärkungsbeschränkungswiderstands 3 den Wert 0 Ω hat, wird, auch wenn die MAG maximal ist, eine Reflexionsverstärkung bewirkt, und somit ist die Schaltung unstabil. Wenn der Widerstandswert des Reflexionsverstärkungsbeschränkungswiderstands 3 den Wert 40 Ω hat, ist, auch wenn keine Reflexionsverstärkung bewirkt wird, die MAG bei etwa 76 GHz niedriger als in dem Fall des Einzel-HEMT, und somit wird der Vorteil der Kaskodeschaltung nicht genutzt. Wenn der Reflexionsverstärkungsbeschränkungswiderstand 3 einen Widerstandswert von 20 Ω hat, wird keine Reflexionsverstärkung bewirkt, und gleichzeitig ist die MAG bei 76 GHz größer als in dem Fall des Einzel-HEMT.
Durch Einstellen des Widerstandswerts des Reflexionsverstärkungsbeschränkungswiderstands 3 auf etwa 20 Ω kann daher die Reflexionsverstärkung beschränkt werden, und gleichzeitig kann eine hinreichend große MAG gewonnen werden.
Durch Einstellen der Länge der offenen Stichleitung 4 auf weniger als λ/4 kann weiter verhindert werden, dass MAG aufgrund des Reflexionsverstärkungsbeschränkungswiderstands 3 sinkt, d. h. ein in 2 gezeigter Punkt A kann im Hinblick auf die vorbestimmte Frequenz auf die höhere Seite verschoben werden.
Es sei angemerkt, dass die Länge der offenen Stichleitung 4 ein Viertel der Wellenlänge eines Hochfrequenzsignals bei der zu verwendenden vorbestimmten Frequenz sein kann.
Wie aus 2 und 3 ersichtlich hat die Kaskodeschaltung weiter in einem Frequenzband von etwa 65 GHz oder weniger eine höhere MAG als der Einzel-HEMT, und gleichzeitig ist die Reflexionsverstärkung beschränkt.
Daher muss beispielsweise bei einem in einem 30 GHz-Band verwendeten Verstärker die Länge der offenen Stichleitung nicht notwendigerweise λ/4 im 30 GHz-Band sein. Genauer gesagt kann die Länge der offenen Stichleitungen auf weniger als λ/4 eines Hochfrequenzsignals bei der vorbestimmten Frequenz eingestellt sein, da MAG größer als bei einem Einzel-HEMT ist und die Reflexionsverstärkung beschränkt ist.
In der Kaskodeschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind der erste Transistor und der zweite Transistor als Kaskode verbunden, und das Gate des zweiten Transistors ist mit dem Widerstand zum Beschränken der Reflexions verstärkung verbunden. Die offene Stichleitung ist zum Kurzschließen von Hochfrequenzsignalen bei der vorbestimmten Frequenz einschließlich der Nachbarschaft der Frequenz mit der Seite des Widerstands verbunden, der dem zweiten Transistor gegenüber liegt.
Somit kann eine Kaskodeschaltung gewonnen werden, die einen einfachen Aufbau hat, aber dennoch die Reflexionsverstärkung beschränkt und die MAG in einem Millimeterwellenband verbessert. Auch wenn die MAG der einzelnen Transistoren nicht genügend hoch ist, macht es die Kaskodeschaltung möglich, die MAG zu verbessern.
Weiter kann durch Verwendung der Kaskodeschaltung eine Millimeterwellenvorrichtung mit hoher Verstärkung verwirklicht werden, die in dem Millimeterwellenband stabil arbeitet.
Da der Aufbau der Schaltung einfach ist, wird weiter eine Chipfläche nicht erhöht, und ein Kostenanstieg kann verhindert werden.
Da weiter das Frequenzband der MAG nicht durch die Kapazität eines Kondensators bestimmt wird, die innerhalb einer Waferfläche stark schwankt, sondern durch die Länge der Stichleitung, werden Schwankungen der Eigenschaften der Kaskodeschaltung unterdrückt und die Ausbeute kann verbessert werden.
Es sei angemerkt, dass auch wenn in der ersten Ausführungsform HEMTs mit Einzelgate (HEMTs 1 und 2) als Kaskode verbunden sind, um die Kaskodeschaltung zu bilden, die vorliegende Erfindung nicht darauf eingeschränkt ist. In einem HEMT-Prozess kann beispielsweise ein Doppelgate-HEMT verwendet werden, der äquiva lent zu einem HEMT mit Source an Masse und einem HEMT mit Gate an Masse ist, die als Kaskode miteinander verbunden sind. In diesem Fall kann die Chipfläche verringert sein.
Auch wenn in der ersten Ausführungsform ein Paar von HEMTs, d. h. der HEMT 1 und der HEMT 2, als Kaskode geschaltet sind, ist die vorliegende Erfindung nicht darauf eingeschränkt, und der HEMT 2 kann aus mehrstufigen HEMTs gebildet sein, die mit dem HEMT 1 zu verbinden sind. Dabei können die mehrstufigen HEMTs gebildet sein durch Verbinden eines Drains eines HEMT mit Sourcen anderer HEMTs eine nach der anderen in Reihe oder alternativ durch Verbinden eines Drains eines HEMT mit Sourcen einer Mehrzahl von HEMTs parallel. In diesen Fällen können die Verstärkung und Ausgangsleistung weiter verbessert sein.
Auch wenn in der ersten Ausführungsform nur eine offene Stichleitung 4 verwendet wird, ist die vorliegende Erfindung nicht darauf eingeschränkt. Wie bei einer in 4 gezeigten Kaskodeschaltung können eine Mehrzahl von offenen Stichleitungen für jeweils zu verwendende Frequenzbänder bereitgestellt sein, und eine geeignete Stichleitung kann unter Verwendung eines Auswahlschalters 41 gewählt werden. Weiter kann anstelle der offenen Stichleitung 4 wie in 5 gezeigt eine Stichleitung variabler Länge verwendet werden, deren Länge durch einen MEMS-Schalter 42 (Micro Electro Mechanical System) eingestellt werden kann, um das zu verwendende Frequenzband zu ändern.
Da in diesen Fällen die MAG nur im Hinblick auf ein gewünschtes Band groß gemacht werden kann, das der Länge der Stichleitung entspricht, kann eine Verstärkung bei einem unnötigen Band leicht verringert sein.
Auch wenn herkömmlicherweise in einem Mehrbandsystem, das eine Mehrzahl von Frequenzbändern verwendet, ein Transistor für jedes der Bänder erforderlich ist, wird weiter durch das Ändern des Frequenzbands unter Verwendung des Auswahlschalters 41 oder der Stichleitung variabler Länge auch in einem Mehrfachbandsystem der Betrieb in den jeweiligen Bändern mit einem Satz aus einer Kaskodeschaltung ermöglicht. Daher ist die Anzahl der erforderlichen Transistoren verringert, und die Kosten können verringert sein.
Auch wenn in der ersten Ausführungsform die offene Stichleitung 4 als Filterschaltung zum Kurzschließen eines Signals bei der vorbestimmten Frequenz verwendet wird, ist die vorliegende Erfindung nicht darauf eingeschränkt. Es kann beispielsweise eine Serienresonanzschaltung verwendet werden, bei der eine Induktivität und ein Kondensator in Reihe geschaltet sind, um eine Resonanz bei der vorbestimmten Frequenz zu erzeugen, oder es kann eine kurzgeschlossene Stichleitung verwendet werden, deren Länge die Hälfte der Wellenlänge eines Hochfrequenzsignals bei der vorbestimmten Frequenz ist.
Diese Fälle haben ebenfalls ähnliche Effekte wie bei der ersten Ausführungsform.
6 ist ein Schaltbild, das einen Verstärker gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Es sei angemerkt, dass der Verstärker so ausgebildet ist, dass seine Verstärkung bei einer vorbestimmten Frequenz von 76 GHz am höchsten ist.
In 6 sind ein HEMT 1 und ein HEMT 2 als Kaskode verbunden. Das Gate des HEMT 1 ist mit einem Eingangsanschluss verbunden, und der Drain des HEMT 2 ist mit einem Ausgangsanschluss verbunden.
Das Gate des HEMT 2 ist mit einem Reflexionsverstärkungsbeschränkungswiderstands 3 zum Beschränken einer Reflexionsverstärkung verbunden. Treiberwiderstände 5 und 6 zum Einstellen einer Gatespannung des HEMT 2 sind jeweils zwischen die Source des HEMT 1 und das Gate des HEMT 2 und zwischen das Gate und den Drain des HEMT 2 geschaltet.
Anstelle der in 1 gezeigten linienförmigen offenen Stichleitung 4 ist eine fächerförmige radiale Stichleitung 7 mit einer Seite des Reflexionsverstärkungsbeschränkungswiderstands 3 verbunden, die dem HEMT 2 gegenüber liegt. Ähnlich wie bei der offenen Stichleitung 4 ist eine Länge der radialen Stichleitung 7 so eingestellt, dass ein Hochfrequenzsignal mit der vorbestimmten Frequenz an einem Knoten im Wesentlichen kurzgeschlossen wird. Weiter kann durch Verwendung der radialen Stichleitung 7 ein Hochfrequenzsignal an dem Knoten in einem breiten Band kurzgeschlossen werden.
Eine Gatevorspannungsschaltung 8 und eine Anpassschaltung, die einen Ausgleicher 9 und eine Koppelleitung 10 enthält, sind zwischen das Gate des HEMT 1 und den Eingangsanschluss geschaltet. Eine Drainvorspannungsschaltung 11 und eine Anpassschaltung, die einen Ausgleicher 12 und eine Koppelleitung 13 enthält, sind zwischen den Drain des HEMT 2 und den Ausgangsanschluss geschaltet.
Die Gatevorspannungsschaltung 8 enthält einen Widerstand, eine Übertragungsleitung, einen Kondensator und einen Gatevorspan nungsanschluss, liefert eine Gatevorspannung und sorgt für die Stabilität des Betriebs der Schaltung.
Die Drainvorspannungsschaltung 11 enthält eine kurzgeschlossene Stichleitung mit einer Länge von λ/4 eines Hochfrequenzsignals mit der vorbestimmten Frequenz, einen Kondensator und einen Drainvorspannungsanschluss, liefert eine Drainvorspannung und filtert andere Signale als ein Hochfrequenzsignal bei der vorbestimmten Frequenz aus.
Die Koppelleitungen 10 und 13 filtern ein Gleichspannungssignal und ein Signal in einem Niederfrequenzband aus. Die Ausgleicher 9 und 12 verringern eine Verstärkung in einem Band, das durch die Koppelleitungen 10 und 13 nicht ausgefiltert werden kann, und sorgen für eine Stabilität des Betriebs der Schaltung.
Bei dem wie oben beschrieben aufgebauten Verstärker wird ein dem Eingangsanschluss eingegebenes Signal verstärkt und von dem Ausgangsanschluss ausgegeben.
Als nächstes werden Frequenzkennlinien einer Verstärkung und einer Reflexionsverstärkung/dämpfung des Verstärkers beschrieben.
7 ist ein erläuterndes Diagramm der Frequenzkennlinien der Verstärkung des in 6 gezeigten Verstärkers. 8 ist ein erläuterndes Diagramm der Frequenzkennlinien der Reflexionsverstärkung/dämpfung auf einer Eingangsseite und einer Ausgangsseite des in 6 gezeigten Verstärkers.
Aus 7 und 8 ist ersichtlich, dass bei der vorbestimmten Frequenz von 76 GHz die Reflexionsverstärkung beschränkt und eine Verstärkung in einer Höhe von 10 dB erzielt werden kann.
Bei dem Verstärker gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind der erste Transistor und der zweite Transistor als Kaskode verbunden, und das Gate des zweiten Transistors ist mit dem Widerstand zum Beschränken der Reflexionsverstärkung verbunden. Die radiale Stichleitung zum Kurzschließen von Hochfrequenzsignalen bei der vorbestimmten Frequenz einschließlich der Nachbarschaft der Frequenz ist mit der Seite des Widerstands verbunden, die dem zweiten Transistor gegenüber liegt.
Daher kann ein Verstärker mit hoher Verstärkung gewonnen werden, der die Reflexionsverstärkung in dem Millimeterwellenband beschränkt.
9 ist ein Schaltbild, das einen Verstärker gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Es sei angemerkt, dass der Verstärker als Breitbandverstärker gebildet ist, der in einem breiten band verwendet werden kann.
In 9 sind ein HEMT 1 und ein HEMT 2 als Kaskode geschaltet. Das Gate des HEMT 1 ist mit einem Eingangsanschluss verbunden und der Drain des HEMT 2 ist mit einem Ausgangsanschluss verbunden.
Das Gate des HEMT 2 ist mit einem Reflexionsverstärkungsbeschränkungswiderstand 3 zum Beschränken einer Reflexionsverstärkung verbunden. Eine offene Stichleitung 4 zum Kurzschließen von Hochfrequenzsignalen mit einer vorbestimmten Frequenz einschließlich der Nachbarschaft der Frequenz ist mit einer Seite des Reflexionsverstärkungsbeschränkungswiderstands 3 verbunden, die dem HEMT 2 gegenüber liegt. Eine Länge der offenen Stichlei tung 4 ist so eingestellt, dass sie kürzer als ein Viertel der Wellenlänge (λ/4) eines Hochfrequenzsignals mit der zu verwendenden vorbestimmten Frequenz (z. B. 76 GHz) ist.
Anstelle des in 1 gezeigten Teilerwiderstands 5 ist eine erste Diode zwischen die Source des HEMT 1 und das Gate des HEMT 2 geschaltet. Die Anode der ersten Diode 14 ist mit Masse verbunden, und die Kathode der ersten Diode 14 ist mit dem Gate des HEMT 2 verbunden. Weiter ist anstelle des in 1 gezeigten Teilerwiderstands 6 eine zweite Diode 15 zwischen Gate und Drain des HEMT 2 geschaltet. Die Anode der zweiten Diode 15 ist mit dem Gate des HEMT 2 verbunden, und die Kathode der zweiten Diode 15 ist mit dem Drain des HEMT 2 verbunden.
Weil an die erste Diode 14 und die zweite Diode 15 eine Rückwärtsvorspannung angelegt ist, können die erste Diode 14 und die zweite Diode 15 als Widerstände mit einem hohen Widerstandswert angesehen werden. Dabei müssen die Teilerwiderstände für gewöhnlich Widerstandswerte in der Größenordnung mehrerer kΩ haben. Wenn ein Epitaxialwiderstand verwendet wird, der durch eine normalen GaAs-Wafer (Galliumarsenid) gewonnen wird, liegt eine Länge des Widerstands in der Größenordnung einiger hundert Mikrometer.
Wenn dagegen ein Schottky-Gate eines HEMT verwendet wird, um eine Diode zu bilden, kann die Diode gebildet werden, indem lediglich Drain und Source des HEMT kurzgeschlossen werden. Durch Verwenden einer Schottky-Diode als Teilerwiderstand kann daher eine Chipfläche verringert werden.
Es sei angemerkt, dass im Fall beispielsweise eines HBT-Prozesses, eine pn-Diode zwischen einer Basis und einem Kollektor als Teilerwiderstand verwendet werden kann.
Weiter sind Stabilisierungsschaltungen 16 und 17 jeweils zwischen das Gate des HEMT 1 und das Gate des HEMT 2 und zwischen das Gate des HEMT 2 und den Drain des HEMT 2 geschaltet, um den Verstärker über ein breites Band verwendbar zu machen. Jede der Stabilisierungsschaltungen 16 und 17 ist gebildet durch eine Reihenschaltung aus einem Widerstand und einem Kondensator.
Eine Gatevorspannungsschaltung 8 und eine Anpassschaltung, die einen Kondensator 18 enthält, sind zwischen das Gate des HEMT 1 und den Eingangsanschluss geschaltet. Eine Drainvorspannungsschaltung 11 und eine Anpassschaltung, die einen Kondensator 19 enthält, sind zwischen den Drain des HEMT 2 und den Ausgangsanschluss geschaltet.
Die Gatevorspannungsschaltung 8 und die Drainvorspannungsschaltung 11 haben jeweils ähnliche Funktionen wie die in 6 gezeigte Gatevorspannungsschaltung 8 und Drainvorspannungsschaltung 11. Die Kondensatoren 18 und 19 filtern ein Signal in einem Niederfrequenzband aus.
Bei dem wie oben beschrieben aufgebauten Verstärker wird ein dem Eingangsanschluss eingegebene Signal verstärkt und von dem Ausgangsanschluss ausgegeben.
Als nächstes werden Frequenzlinien einer MAG, einer Verstärkung und einer Reflexionsverstärkung/dämpfung des Verstärkers beschrieben.
10 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien einer MAG des in 9 gezeigten Verstärkers. 11 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien einer Verstärkung des in 9 gezeigten Verstärkers. 12 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien einer Reflexionsverstärkung/dämpfung auf einer Eingangsseite und einer Ausgangsseite des in 9 gezeigten Verstärkers.
Mit Bezug auf 10–12 ist Kraft der offenen Stichleitung 4 die MAG bei etwa 90 GHz erhöht, während Kraft der Stabilisierungsschaltungen 16 und 17 die MAG von etwa 30 GHz bis etwa 80 GHz flach ist.
Hierbei weist die MAG auch in Frequenzbändern von 30 GHz oder weniger und 90 GHz oder mehr Verstärkungen auf. Da jedoch ein Signal in dem Niederfrequenzband von 30 GHz oder weniger durch die Kondensatoren 18 und 19 ausgefiltert wird und ein Hochfrequenzband von 90 GHz oder mehr durch die Drainvorspannungsschaltung 11 ausgefiltert wird, die eine Filterfunktion aufweist, hat die Verstärkung die Kennlinien, wie sie in 11 gezeigt sind.
Weiter ist aus 10–12 ersichtlich, dass ein drittes Band, das so groß ist wie 30–90 GHz, sichergestellt werden kann, und dass in diesem Band die Reflexionsverstärkung beschränkt ist und eine Verstärkung in einer Höhe von 5 dB oder mehr auch in dem Millimeterwellenband erzielt wird.
Auch wenn ein typischer Breitbandverstärker eine komplizierte Peripherieschaltung hat wie z. B. eine Voranpassungsschaltung, kann die vorliegende Erfindung einen Breitbandverstärker mit ei nem relativ einfachen Schaltungsaufbau und einem relativ einfachen Entwurf verwirklichen.
Bei dem Verstärker gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind der erste Transistor und der zweite Transistor als Kaskode verbunden, und das Gate des zweiten Transistors ist mit dem Widerstand zum Beschränken der Reflexionsverstärkung verbunden. Die offene Stichleitung zum Kurzschließen von Hochfrequenzsignalen bei der vorbestimmten Frequenz einschließlich der Nachbarschaft der Frequenz ist mit der Seite des Widerstands verbunden, die dem zweiten Transistor gegenüber liegt.
Weiter sind die Stabilisierungsschaltungen jeweils zwischen das Gate des ersten Transistors und das Gate des zweiten Transistors und zwischen das Gate des zweiten Transistors und den Drain des zweiten Transistors geschaltet. Weiter sind eine Gatevorspannungsschaltung und eine Anpassschaltung zwischen das Gate des ersten Transistors und den Eingangsanschluss geschaltet, und eine Drainvorspannungsschaltung und eine weitere Anpassungsschaltung sind zwischen den Drain des zweiten Transistors und den Ausgangsanschluss geschaltet.
Daher kann ein Verstärker mit hoher Verstärkung gewonnen werden, der die Reflexionsverstärkung über ein breites Band in dem Millimeterwellenband einschränkt.
13 ist ein Schaltbild, das einen Oszillator gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Es sei angemerkt, dass der Oszillator daran angepasst ist, eine zweite Harmonische eines Oszillationssignals auszugeben.
In 13 ist ein Kollektor eines HBT 21 (erster Transistor), dessen Emitter mit Masse verbunden ist, mit dem Emitter eines HBT 22 (zweiten Transistor) verbunden, dessen Basis mit Masse verbunden ist. Anders ausgedrückt sind der HBT 21 und der HBT 22 als Kaskode geschaltet. Der Kollektor des HBT 22 ist mit einem Ausgangsanschluss verbunden.
Die Basis des HBT 22 ist mit einer Phaseneinstellleitung 23 (Signalverbesserungsschaltung) zum Einstellen der Phase eines Oszillationssignals auf eine gewünschte Phase verbunden. Eine offene Stichleitung 24 zum Kurschließen von Hochfrequenzsignalen bei einer vorbestimmten Frequenz einschließlich der Nachbarschaft der Frequenz ist mit einer Seite der Phaseneinstellleitung 23 verbunden, die dem HBT 22 gegenüberliegt. Die Länge der offenen Stichleitung 24 ist auf ein Viertel der Wellenlänge (λ/4) eines Oszillationssignals eingestellt, dessen Schwingfrequenz die vorbestimmte Frequenz ist. Es sei angemerkt, dass erforderlichenfalls zusätzlich eine offene Stichleitung, deren Länge λ/4 einer Harmonischen eines Oszillationssignals ist, mit der Basis des HBT 22 verbunden sein kann.
Teilerwiderstände 25 und 26 zum Einstellen einer Basisspannung des HBT 22 sind jeweils zwischen einen Emitter des HBT 21 und die Basis des HBT 22 und zwischen die Basis und den Kollektor des HBT 22 geschaltet.
Weiter ist die Basis des HBT 21 mit einer Basisvorspannungsschaltung 27, einer ersten Leitung 28 und einer ersten Stichleitung 29 verbunden. Eine Kollektorvorspannungsschaltung 30, eine zweite Leitung 31 und eine zweite Stichleitung 32 sind zwischen den Kollektor des HBT 22 und den Ausgangsanschluss geschaltet.
Es sei angemerkt, dass die erste Leitung 28 und die erste Stichleitung 29 eine Resonanzschaltung bilden.
Der Emitter des HBT 21 ist über eine dritte Leitung 33 mit Masse verbunden.
Die Basisvorspannungsschaltung 27 und die Kollektorvorspannungsschaltung 30 haben jeweils Funktionen ähnlich denen der in 9 gezeigten Gatevorspannungsschaltung 8 und Drainvorspannungsschaltung 11.
Die erste Stichleitung 29 und die zweite Stichleitung 32 sind jeweils eine kurzgeschlossene Stichleitung und eine offene Stichleitung, deren Länge jeweils λ/4 eines Oszillationssignals ist. Durch Totalreflexion eines Oszillationssignals an dieser Stichleitung wird bewirkt, dass die Oszillation wächst.
Weil eine Grundwelle, die ein Oszillationssignal ist, von der zweiten Stichleitung 32 reflektiert wird, wird sie nicht von dem Ausgangsanschluss ausgegeben. Weil für eine zweite Harmonische eines Oszillationssignals die zweite Stichleitung 32 offen ist, wird sie nicht durch die zweite Stichleitung 32 beeinträchtigt. Daher wird eine zweite Harmonische eines Oszillationssignals von dem Ausgangsanschluss ausgegeben.
Die erste Leitung 28, die zweite Leitung 31 und die dritte Leitung 33 sind Leitungen, die zum Einstellen der Reflexionsverstärkung und einer Reflexionsphase bereitgestellt sind, und die Längen der Leitungen sind so eingestellt, dass die Oszillationsbedingungen erfüllt sind.
Eine Impedanz des Transistors gesehen von einer Linie A-A in 13 aus (in 13 auf der rechten Seite) sei Z_tr, und eine Impedanz auf der Seite der Resonanzschaltung gesehen von der Linie A-A (in 13 auf der linken Seite) sei Z_res. Im Allgemeinen sind die Oszillationsbedingungen erfüllt und eine Oszillation tritt auf, wenn die Frequenz die beiden folgenden Gleichungen (1) und (2) erfüllt. Re(Ztr) + Re(Zres) < 0 und Re(Ztr) < 0 (1) Im(Ztr) + Im(Zres) = 0 (2)
14 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien von Re(Z_tr) + Re(Z_res) des in 13 gezeigten Oszillators. 15 ist ein erläuterndes Diagramm von Frequenzkennlinien von Im(Z_tr) + Im(Z_res) des in 13 gezeigten Oszillators.
Mit Bezug auf 14 und 15 ist Gleichung (1) in einem Frequenzband von etwa 20 bis etwa 50 GHz erfüllt, und Gleichung (2) ist bei etwa 38 GHz erfüllt. Daher wird in dem Oszillator gemäß der vierten Ausführungsform ein Oszillationssignal bei etwa 38 GHz erzeugt.
Als nächstes werden die Teilerwiderstände 25 und 26 im Detail beschrieben.
16 ist ein erläuterndes Diagramm, das eine Beziehung zwischen einem Widerstandsverhältnis k aus dem Teilerwiderstand 25 und dem Teilerwidertand 26 (k: Widerstandswert des Teilerwiderstands 26/Widerstandswert des Teilerwiderstands 25) und einer Ausgangsleistung des in 13 gezeigten Oszillators im Hinblick auf eine Grundwelle und eine zweite Harmonische eines Oszillationssignals zeigt.
In 16 ist die Ausgangsleistung im Hinblick auf die Grundwelle maximal, wenn k = 0,7 ist, während im Hinblick auf die zweite Harmonische die Ausgangsleistung größer wird, wenn k kleiner wird. Daher ist in der vierten Ausführungsform k auf 0,1 gesetzt, um die zweite Harmonische zu entnehmen. Es sei angemerkt, dass k auf 0,7 eingestellt sein kann, wenn die Grundwelle entnommen wird.
Als nächstes werden die Phaseneinstellleitung 23 und die offene Stichleitung 24 im Detail beschrieben.
Wie oben beschrieben ist die Länge der offenen Stichleitung 24 λ/4 eines Oszillationssignals, und ein Oszillationssignal wird an der Basis des HBT 22 kurzgeschlossen.
Die Phaseneinstellleitung 23 stellt die Phase einer zweiten Harmonischen auf eine gewünschte Phase ein, um die Ausgangsleistung einer zweiten Harmonischen eines Oszillationssignals zu optimieren.
17 ist ein erläuterndes Diagramm, das eine Beziehung zwischen einer elektrischen Länge ϕ der Phaseneinstellleitung 23 bei der Oszillationsfrequenz (38 GHz) und der maximalen Ausgangsleistung der zweiten Harmonischen (76 GHz) eines Oszillationssignals des in 13 gezeigten Oszillators zeigt.
Die maximale Ausgangsleistung einer zweiten Harmonischen ist die Ausgangsleistung der zweiten Harmonischen bei einer optimalen Lastimpedanz im Hinblick auf die jeweiligen elektrischen Längen. Als Beispiel ist 18 ein Konturdiagramm, das eine Ausgangsleistung der zweiten Harmonischen des in 13 gezeigten Os zillators zeigt, wenn die elektrische Länge ϕ = 18° ist. Aus 18 ist ersichtlich, dass die maximale Ausgangsleistung von 21 dBm etwa in der Mitte des Konturdiagramms erreicht werden kann. 17 trägt die maximale Ausgangsleistung des Konturdiagramms im Hinblick auf die jeweiligen elektrischen Längen auf.
Aus 17 ist ersichtlich, dass eine hohe Ausgangsleistung von etwa 15 dBm maximal erzielt werden kann, wenn die Phaseneinstellleitung 23 nicht angeschlossen ist (genauer gesagt ϕ = 0°). Durch Verschieben der Phase der zweiten Harmonischen des Oszillationssignals von der Basis des HBT 22 um etwa 15–24° kann die Ausgangsleistung der zweiten Harmonischen jedoch weiter erhöht werden. Daher ist in der vierten Ausführungsform die elektrische Länge ϕ auf 18° eingestellt.
19 ist ein erläuterndes Diagramm einer Verteilung von Oberwellen im Hinblick auf die Ausgangsleistung des in 13 gezeigten Oszillators. In 19 stellt die horizontale Achse den Rang der Harmonischen dar. Beispielsweise bedeutet 1 eine Grundwelle und 2 eine zweite Harmonische.
Aus 19 ist ersichtlich, dass bei dem Oszillator, der bei etwa 38 GHz schwingt, die Ausgangsleistung einer zweiten Harmonischen eines Oszillationssignals 21 dBm ist.
So kann durch Verwenden der Phaseneinstellleitung 23 und der offenen Stichleitung 24 ein negativer Widerstand |Re(Z_tr)| hinreichend groß gemacht werden, und weil die Ausgangsleistung der zweiten Harmonischen des Oszillationssignals optimiert werden kann, kann die Ausgangsleistung auf das Maximum erhöht werden. Bei dem Oszillator gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind der erste Transistor und der zweite Tran sistor als Kaskode verbunden, und die Basis des zweiten Transistors ist mit der Phaseneinstellleitung zum Einstellen der Phase eines Eingangssignals auf eine gewünschte Phase verbunden. Die offene Stichleitung zum Kurzschließen von Hochfrequenzsignalen mit der vorbestimmten Frequenz einschließlich der Nachbarschaft der Frequenz ist mit der Seite der Phaseneinstellleitung verbunden, die dem zweiten Transistor gegenüberliegt.
Daher kann ein Oszillator mit hoher Ausgangsleistung in dem Millimeterwellenband gewonnen werden.
Weil der negative Widerstand |Re(Z_tr)| nicht durch den Kapazitätswert eines Kondensators bestimmt ist, dessen Eigenschaften stark schwanken, sondern durch die Länge der Stichleitung, können Herstellungsschwankungen des Oszillators unterdrückt werden.
Es sei angemerkt, dass auch wenn in der vierten Ausführungsform nur die offene Stichleitung 24, deren Länge λ/4 eines Oszillationssignals beträgt, mit der Seite der Phaseneinstellleitung 23 verbunden ist, die dem HBT 22 gegenüberliegt, die vorliegende Erfindung nicht darauf eingeschränkt ist, und es kann weiter eine offene Stichleitung für eine zweite Harmonische (eine offene Stichleitung für eine n-te Harmonische) angeschlossen sein, deren Länge λ/4 einer zweiten Harmonischen eines Oszillationssignals ist. Weiter kann zusammen mit der Phaseneinstellleitung 23 eine Phaseneinstellleitung zum Einstellen der Phase eines Oszillationssignals auf eine gewünschte Phase angeschlossen sein. In diesem Fall kann die Ausgangsleistung der zweiten Harmonischen des Oszillationssignals weiter verbessert sein.
Wenn die zu verwendende Frequenz über eine Mehrzahl von Bändern reicht, kann ähnlich wie bei der ersten Ausführungsform eine ge eignete offene Stichleitung unter Verwendung des Auswahlschalters 41 (s. 4) aus einer Mehrzahl von offenen Stichleitungen gewählt werden, oder es kann eine Stichleitung variabler Länge (s. 5) verwendet werden, deren Länge durch die MEMS-Schalter 42 eingestellt werden kann, um das zu verwendende Frequenzband einzustellen.
Auch wenn in der vierten Ausführungsform unter Verwendung der offenen Stichleitung das Oszillationssignal an der Basis des HBT 22 kurzgeschlossen wird, ist die vorliegende Erfindung nicht darauf eingeschränkt.
Im Folgenden wird ein Aufbau beschrieben, bei der ein Oszillationssignal unter Verwendung einer kurzgeschlossenen Stichleitung kurzgeschlossen wird. Es sei angemerkt, dass anstelle der offenen Stichleitung oder der kurzgeschlossenen Stichleitung eine Serienresonanzschaltung verwendet werden kann, die daran angepasst ist, bei der Oszillationsfrequenz eines Oszillationssignals zu schwingen.
20 ist ein Schaltbild, das einen Oszillator gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Es sei angemerkt, dass der Oszillator daran angepasst ist, eine zweite Harmonische eines Oszillationssignals auszugeben. Die Beschreibung von Aufbauten und Funktionen, die den in der vierten Ausführungsform beschriebenen ähnlich sind, unterbleibt.
In 20 ist die Basis eines HBT 22 statt mit der in 13 gezeigten offenen Stichleitung 24 mit einem Ende einer kurzgeschlossnen Stichleitung 34 (Filterschaltung) verbunden. Die kurzgeschlossene Stichleitung 34 schließt Hochfrequenzsignale mit einer vorbestimmten Frequenz einschließlich der Nachbar schaft der Frequenz kurz. Die Länge der kurzgeschlossenen Stichleitung 34 ist auf die Hälfte der Wellenlänge (λ/2) eines Oszillationssignals eingestellt, dessen Oszillationsfrequenz die vorbestimmte Frequenz ist. Es sei angemerkt, dass die Länge der kurzgeschlossenen Stichleitung 34 auf λ/2 einer Harmonischen eines Oszillationssignals eingestellt sein kann.
Das andere Ende der kurzgeschlossenen Stichleitung 34 ist über einen Kondensator 35 variabler Kapazität zum Ausfiltern eines Gleichspannungssignals mit Masse verbunden.
Es sei angemerkt, dass die Oszillationsfrequenz unter Verwendung des Kondensators 35 variabler Kapazität veränderbar gemacht werden kann, weil die Oszillationsfrequenz des Oszillators sich in Abhängigkeit von der Kapazität des mit dem anderen Ende der kurzgeschlossenen Stichleitung 34 verbundenen Kondensators ändert.
Weiter kann als Element variabler Kapazität beispielsweise eine Diode anstelle des Kondensators verwendet werden. Die Diode kann als Schaltung angesehen werden, bei der ein Kondensator variabler Kapazität und ein variabler Widerstand parallel geschaltet sind, wie es dem Ersatzschaltbild in 21 dargestellt ist.
Wenn an die Diode eine Rückwärtsspannung angelegt wird, wird der Widerstandswert mehrere kΩ oder mehr, und somit ist ein Hochfrequenzsignal hauptsächlich durch eine variable Kapazität beeinflusst. Daher kann, wenn eine Diode als Element variabler Kapazität verwendet wird, ein spannungsgesteuerter Oszillator gebildet werden, der die Oszillationsfrequenz über die Spannung steuern kann, die an die Diode angelegt wird.
22 ist ein Schaltbild, das einen spannungsgesteuerten Oszillator wie den in Fig. 2000 gezeigten Oszillator zeigt, der unter Verwendung einer Diode als Element variabler Kapazität gebildet ist.
In 22 ist eine Basis eines HBT22 statt mit dem in 20 gezeigten Kondensators variabler Kapazität mit einem Kondensator 36 und einer Diode 37 verbunden. Es sei angemerkt, dass der Kondensator 36 zum Zweck des Ausfilterns eines Gleichspannungssignals angeschlossen ist.
Ein Oszillationsfrequenzsteuervorspannungsanschluss, dem ein Signal zum Steuern der Oszillationsfrequenz zugeführt wird, ist zwischen dem Kondensator 36 und der Diode 37 angeschlossen.
Bei einem herkömmlichen spannungsgesteuerten Oszillator ist ein Kondensator (Varactor) zum Steuern der Oszillationsfrequenz, wie er in 23 gezeigt ist, mit einem Punkt Q in 22 verbunden. In diesem Fall tritt jedoch das Problem auf, dass eine Impedanz Re(Z_res) auf der Seite der Resonanzschaltung gesehen von einer Linie A-A in 22 (auf der linken Seite in 22) größer wird und es schwierig ist, dass die Gleichung (1) der oben genannten Oszillationsbedingungen erfüllt ist.
Durch Anschließen des Varactors an die Basis des HBT 22 kann in der fünften Ausführungsform ein spannungsgesteuerter Oszillator mit einem einfacheren Schaltungsaufbau gewonnen werden, ohne die Impedanz Re(Z_res) zu erhöhen.
Bei dem Oszillator gemäß der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind der erste Transistor und der zweite Transistor als Kaskode geschaltet, und die Basis des zweiten Tran sistors ist mit der Phaseneinstellleitung zum Einstellen der Phase eines Eingangssignals auf eine gewünschte Phase verbunden. Die offene Stichleitung zum Kurzschließen von Hochfrequenzsignalen mit der vorbestimmten Frequenz einschließlich der Nachbarschaft der Frequenz ist mit der Seite der Phaseneinstellleitung verbunden, die dem zweiten Transistor gegenüberliegt.
Somit kann ein Oszillator mit hoher Ausgangsleistung in dem Millimeterwellenband erzielt werden.
Durch Verbinden des anderen Endes der kurzgeschlossenen Stichleitung über die Diode mit Masse kann weiter ein spannungsgesteuerter Oszillator gewonnen werden, der einen einfachen Schaltungsaufbau aufweist.
Es sei angemerkt, dass auch wenn in der fünften Ausführungsform nur die kurzgeschlossene Stichleitung 34, deren Länge λ/2 eines Oszillationssignals ist, mit der Seite der Phaseneinstellleitung 23 verbunden ist, die dem HBT 22 gegenüberliegt, die vorliegende Erfindung nicht darauf eingeschränkt ist, und weiter eine kurzgeschlossene Stichleitung für eine zweite Harmonische (offene Stichleitung für eine n-te Harmonische), deren Länge λ/2 einer zweiten Harmonischen eines Oszillationssignals ist, angeschlossen sein kann. Außerdem kann zusammen mit der Phaseneinstellleitung eine Phaseneinstellleitung zum Einstellen der Phase eines Oszillationssignals auf eine gewünschte Phase angeschlossen sein.
Anstelle der kurzgeschlossenen Stichleitung für eine zweite Harmonische kann eine offene Stichleitung für eine zweite Harmonische, deren Länge λ/4 einer zweiten Harmonischen eines Oszillationssignals ist, zusammen mit einer entsprechenden Phasenein stellleitung angeschlossen sein. In diesen Fällen kann die Ausgangsleistung der zweiten Harmonischen des Oszillationssignals weiter verbessert sein.
Wenn die Impedanz durch das Anschließen des Varactors 37 und des Kondensators 36 von ihrem optimalen Wert abweicht, kann weiter die Länge der kurzgeschlossenen Stichleitung 34 geeignet von λ/2 geändert werden, so dass der Ausgang optimal wird.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

- JP 2002-359530 A [0012, 0014, 0015]

Claims

Kaskodeschaltung, die zwei als Kaskode geschaltete Transistoren enthält, mit einem ersten Transistor (1), dessen Source oder Emitter mit Masse verbunden ist, einem zweiten Transistor (2), dessen Source oder Emitter mit dem Drain oder Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, einer Signalverbesserungsschaltung (3; 23), die mit dem Gate oder der Basis des zweiten Transistors verbunden ist, zum Verbessern und Ausgeben eines Eingangssignals, und einer Filterschaltung (4; 7; 24; 34), die mit einer Seite der Signalverbesserungsschaltung verbunden ist, die dem zweiten Transistor gegenüberliegt, zum Kurzschließen von Hochfrequenzsignalen mit einer vorbestimmten Frequenz einschließlich der Nachbarschaft der Frequenz.
Kaskodeschaltung gemäß Anspruch 1, bei der die Filterschaltung eine Induktivität und eine Kapazität enthält, die in Reihe geschaltet sind.
Kaskodeschaltung gemäß Anspruch 1, bei der die Filterschaltung eine offene Stichleitung (4; 24) enthält.
Kaskodeschaltung gemäß Anspruch 3, bei der die Länge der offenen Stichleitung (4; 24) im Wesentlichen 1/4 der Wellenlänge eines Signals mit der vorbestimmten Frequenz ist.
Kaskodeschaltung gemäß Anspruch 3 oder 4, bei der die offene Stichleitung (4; 24) eine Stichleitung variabler Länge enthält, deren Länge durch ein mikroelektromechanischen Systemschalter (42) eingestellt werden kann.
Kaskodeschaltung gemäß Anspruch 1, bei der die Filterschaltung eine kurzgeschlossene Stichleitung (34) enthält.
Kaskodeschaltung gemäß Anspruch 6, bei der die Länge der kurzgeschlossenen Stichleitung (34) im Wesentlichen 1/2 der Wellenlänge eines Signals mit der vorbestimmten Frequenz ist.
Kaskodeschaltung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 7, die weiter enthält: eine Mehrzahl der offenen Stichleitungen oder eine Mehrzahl der kurzgeschlossenen Stichleitungen und einen Auswahlschalter (41) zum Wählen einer zu verwendenden offenen Stichleitung (4; 24) aus der Mehrzahl der offenen Stichleitungen oder einer zu verwendenden kurzgeschlossenen Stichleitung (34) aus der Mehrzahl der kurzgeschlossenen Stichleitungen.
Kaskodeschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, bei der der zweite Transistor (2) einen mehrstufigen Transistor enthält.
Kaskodeschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, bei der der erste Transistor (1) und der zweite Transistor (2) einen Doppelgatetransistor hoher Elektronenbeweglichkeit enthält.
Kaskodeschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, die weiter enthält: eine erste Diode (14), deren Anode mit Masse verbunden ist und deren Kathode mit dem Gate oder der Basis des zweiten Transistors (2) verbunden ist, und eine zweite Diode (15), deren Anode mit dem Gate oder der Basis des zweiten Transistors (2) verbunden ist und deren Kathode mit dem Drain oder dem Kollektor des zweiten Transistors (2) verbunden ist.
Kaskodeschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, bei der die Signalverbesserungsschaltung einen Widerstand (3) zum Beschränken einer Reflektionsverstärkung enthält.
Kaskodeschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, bei der die Signalverbesserungsschaltung eine Phaseneinstellleitung (23) zum Einstellen einer Phase eines Eingangssignals auf eine gewünschte Phase enthält.
Kaskodeschaltung gemäß Anspruch 13, die weiter eine offene Stichleitung für eine n-te Harmonische enthält, deren Länge im Wesentlichen 1/4 der Wellenlänge einer n-ten Harmonischen eines Signals mit der vorbestimmten Frequenz ist, wobei n eine ganze Zahl größer gleich 2 ist, und die mit einer Seite der Phaseneinstellleitung (23) verbunden ist, die dem zweiten Transistor (2) gegenüberliegt.
Kaskodeschaltung gemäß Anspruch 13, die weiter eine kurzgeschlossene Stichleitung für eine n-te Harmonische enthält, deren Länge im Wesentlichen 1/2 der Wellenlänge einer n-ten Harmonischen eines Signals mit der vorbestimmten Frequenz ist, wobei n eine ganze Zahl größer gleich 2 ist, und die mit einer Seite der Phaseneinstellleitung (23) verbunden ist, die dem zweiten Transistor (2) gegenüberliegt.