JP5808699B2 - 高周波増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、高周波増幅器に係り、特に、カスコード型の高周波増幅器に係る。

ケーブルテレビ（ＣＡＴＶ）等のマイクロ波パワーアンプ、ミリ波帯のパワーアンプ等には、高い電力利得が得られるカスコード型の高周波増幅器がしばしば用いられる。このような高周波増幅器の例として、特許文献１には、２つのトランジスタが縦続接続されたカスコード回路であって、ソースまたはエミッタが接地された第１トランジスタと、ソースまたはエミッタが第１トランジスタのドレインまたはコレクタに接続された第２トランジスタと、第２トランジスタのゲートまたはベースに接続され、入力された信号を改善して出力する信号改善回路と、信号改善回路の第２トランジスタと反対側に接続され、所定周波数近傍の高周波信号を短絡するフィルタ回路とを備えるカスコード回路が記載されている。ここで、より具体的には、信号改善回路は、反射利得を抑制する抵抗であり、フィルタ回路は、インダクタとキャパシタとを直列に接続した直列共振回路である。さらに具体的には、フィルタ回路は、オープンスタブあるいはショートスタブである。

特開２０１０−６８２６１号公報

以下の分析は本発明において与えられる。

ところで、ケーブルテレビに用いるカスコード型の高周波増幅器は、例えば４０ＭＨｚ〜１ＧＨｚのような広帯域に対応して増幅特性が良好であることが求められる。しかしながら、特許文献１に開示されるようなカスコード回路では、動作シミュレーションを行って見ると、広帯域に亘って、動作安定性を確保しながら、低歪特性を得ることができないことが判明した。

本願発明者は、特許文献１に開示されるようなカスコード回路を解析し、第１トランジスタの負荷インピーダンス（前段の第１トランジスタと後段の第２トランジスタとの段間インピーダンス）が低周波側と高周波側とで大きく異なることを見い出した。すなわち、第１トランジスタの負荷インピーダンスは、低周波側では、第２トランジスタのゲート容量により、信号改善回路およびフィルタ回路の影響がなく、第２トランジスタの１／ｇｍ（ｇｍは、相互コンダクタンスであって、例えば３Ω程度と低い値）相当となる。これに対し、高周波側では、第２トランジスタのゲート容量を介した信号改善回路およびフィルタ回路のインピーダンスが支配的になる。このようなことから、第１トランジスタの負荷インピーダンスが大きな周波数依存性を有してしまうために、広帯域に亘って低歪特性を得ることができないと考え、本願発明を創案するに至った。

本発明の１つのアスペクト（側面）に係る高周波増幅器は、ソース接地の第１のトランジスタと、第１のトランジスタとカスコード回路を構成する第２のトランジスタと、第２のトランジスタのゲートと接地間に接続され、第１の抵抗素子および直列共振回路が直列接続される直列回路と、直列回路に並列接続される第２の抵抗素子と、を備え、第１および第２の抵抗素子の抵抗値をそれぞれＲ１、Ｒ２とし、第２のトランジスタの相互コンダクタンスをｇｍとする場合、１／ｇｍ＜Ｒ１≦Ｒ２＜３０／ｇｍを満たす。

本発明によれば、広帯域に亘って、動作安定性を確保しながら、低歪特性を得ることができる。

本発明の第１の実施形態に係る高周波増幅器の回路図である。 本発明の第１の実施形態に係る高周波増幅器の実装の例を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る高周波増幅器の等価回路とスミスチャートである。 従来の高周波増幅器における等価回路とスミスチャートである。 本発明の第１の実施形態に係る高周波増幅器の歪特性（相互変調３次歪−出力）を示す図である。 従来の高周波増幅器における歪特性（相互変調３次歪−出力）を示す図である。 本発明の第１の実施形態の高周波増幅器（ａ）と従来の高周波増幅器（ｂ）におけるＳパラメータ及び安定係数Ｋｆを示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る高周波増幅器の回路図である。 本発明の第３の実施形態に係る高周波増幅器の実装図である。 本発明の第４の実施形態に係るシステムの回路図である。

以下、本発明を実施するための形態について、概説する。なお、以下の概説に付記した図面参照符号は、専ら理解を助けるための例示であり、図示の態様に限定することを意図するものではない。

本発明の一つの好ましい形態に係る高周波増幅器は、ソース接地の第１のトランジスタ（図１のＴｒ１）と、第１のトランジスタとカスコード回路を構成する第２のトランジスタ（図１のＴｒ２）と、第２のトランジスタのゲートと接地間に接続され、第１の抵抗素子（図１のＲ１）および直列共振回路（図１のＬ１、Ｃ１に相当）が直列接続される直列回路と、直列回路に並列接続される第２の抵抗素子（図１のＲ２）と、を備える。

高周波増幅器において、直列共振回路は、ＬＣ回路で構成され、直列回路は、ＬＣ素子間に第１の抵抗素子を含むようにしてもよい。

高周波増幅器において、直列共振回路は、ＬＣ回路で構成され、直列回路は、接地側に第１の抵抗素子を含むようにしてもよい。

高周波増幅器において、それぞれＬＣ素子の値の異なる複数の直列回路を含み、それぞれの直列回路は、第２のトランジスタのゲートと接地間に接続されるようにしてもよい。

高周波増幅器において、第１および第２の抵抗素子の抵抗値をそれぞれＲ１、Ｒ２とし、第２のトランジスタの相互コンダクタンスをｇｍとする場合、１／ｇｍ＜Ｒ１≦Ｒ２＜３０／ｇｍを満たすようにしてもよい。

高周波増幅器において、第１のトランジスタは、ＧａＡｓ(ガリウムヒ素)ＭＥＳＦＥＴ（Metal-Semiconductor Field Effect Transistor)またはＧａＡｓヘテロ接合ＦＥＴ(HJFET : Hetero Junction FET)であり、第２のトランジスタは、ＧａＮ(ガリウムナイトライド)ＦＥＴであってもよい。

半導体装置が上記の高周波増幅器を備えるようにしてもよい。

システムが上記の半導体装置を２個備え、それぞれをプッシュプル動作させるように構成されてもよい。

以上のような高周波増幅器によれば、第２の抵抗素子が存在することで高周波側において第１のトランジスタの負荷インピーダンスにおける周波数による変化を小さくすることができる。したがって、広帯域に亘って、動作安定性を確保しながら、低歪特性を得ることができる。

以下、より具体的な実施の形態に即し、図面を参照して詳しく説明する。

［実施形態１］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る高周波増幅器の回路図である。図１において、高周波増幅器は、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２、抵抗素子Ｒ１〜Ｒ４、容量素子（キャパシタ、Ｃ素子）Ｃ１〜Ｃ３、誘導素子（インダクタ、Ｌ素子）Ｌ１、入力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴを備える。

トランジスタＴｒ１は、例えばＧａＡｓＭＥＳＦＥＴあるいはＧａＡｓヘテロ接合ＦＥＴである。トランジスタＴｒ１は、ドレインをトランジスタＴｒ２のソースに接続し、ゲートを入力端子ＩＮに接続し、ソースを抵抗素子Ｒ３および容量素子Ｃ２の並列回路を介して接地し、ソース接地トランジスタとして機能する。

トランジスタＴｒ２は、例えば高耐圧のＧａＮＦＥＴである。トランジスタＴｒ２は、ドレインを出力端子ＯＵＴに接続し、ゲートを誘導素子Ｌ１、抵抗素子Ｒ１、容量素子Ｃ１の直列回路（ＬＣＲ回路）を介して接地すると共に、ゲートを抵抗素子Ｒ２を介して接地し、実効的にゲート接地トランジスタとして機能する。

このようなトランジスタＴｒ１は、カスコード回路の前段のトランジスタを構成し、トランジスタＴｒ２は、カスコード回路の後段のトランジスタを構成する。なお、入力端子ＩＮ、出力端子ＯＵＴ間には、抵抗素子Ｒ４、容量素子Ｃ３の直列回路が帰還回路として接続される。

ここで、ＬＣＲ回路における誘導素子Ｌ１、容量素子Ｃ１の定数は、増幅器の使用周波数帯域の高周波側の周波数ｆｈにおいて式（１）に示す直列共振条件となるように設定されることが好ましい。
Ｌ・Ｃ＝１／（２π・ｆｈ）^２ ・・・（１）
ただし、Ｌは、誘導素子Ｌ１のインダクタンス、Ｃは、容量素子Ｃ１のキャパシタンス、ｆｈは、増幅帯域の高周波側周波数である。

また、ＬＣＲ回路内の抵抗素子Ｒ１の値は、前段と後段の段間インピーダンスの変化が小さくなるように、以下の式（２）に示すよう、トランジスタＴｒ２のゲートが仮想接地される抵抗素子Ｒ２の値以下になるように設定されることが好ましい。
Ｒ１≦Ｒ２ ・・・（２）

ところで、カスコード構成の段間インピーダンスＺｉｎは、トランジスタＴｒ２の相互コンダクタンスｇｍ、ゲート・ソース間アドミタンスｙｇｓ、ドレイン・ソース間アドミタンスｙｄｓ、及び後段トランジスタのゲートが仮想接地される抵抗素子Ｒ２の値Ｒｇを用いると、以下の式（３）で表される。

式（３）から、段間インピーダンスＺｉｎは、低周波では１／ｇｍ、高周波ではＲｇに凡そ近似することができる。これを踏まえ、抵抗素子Ｒ１の値の下限が１／ｇｍ以上でないと、損失と見えないので安定性が損なわれる。

一方、低周波の歪特性に対し高周波の歪特性の劣化が段間インピーダンスの増加によるものと考えると、高周波での段間インピーダンスも１／ｇｍになることが望ましい。すなわち、抵抗素子Ｒ１の値の上限も１／ｇｍ程度であることが好ましい。しかしながら、より広い許容範囲を設けることが可能である。例えばＣＡＴＶ信号では低周波から高周波に向けて１０ｄＢの傾斜（Ｔｉｌｔ）をかけるために、高周波側の歪特性は、その分だけ改善され歪特性の劣化を許容することができる。高周波側のインピーダンスが低周波側に比べ例えば３０倍高いインピーダンス、すなわち＋１５ｄＢに相当する値を許容するとすれば、抵抗素子Ｒ１の値の上限は、３０／ｇｍとなる。

以上のことから、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２の抵抗値をそれぞれＲ１、Ｒ２（＝Ｒｇ）とし、トランジスタＴｒ２の相互コンダクタンスをｇｍとする場合、Ｒ１、Ｒ２は、以下の式（４）を満たすことが好ましい。一例として、トランジスタＴｒ２がゲート幅１．６ｍｍのＧａＮＦＥＴで、１／ｇｍ≒３Ωである場合、３０／ｇｍ≒９０Ωである。
１／ｇｍ＜Ｒ１≦Ｒ２＜３０／ｇｍ ・・・（４）

次に、高周波増幅器の実装について説明する。図２は、第１の実施形態に係る高周波増幅器の実装の例を示す図である。図２において、図１と同一の符号は、同一物を表す。図１の回路図で表される各部品は、誘電体回路基板１０上に配置される。前段のトランジスタチップとされるトランジスタＴｒ１と後段のトランジスタチップとされるトランジスタＴｒ２との間、およびトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２と各部品との間は、ボンディングワイヤで接続される。ビアホールである仮想接地ＧＮＤ２に対してソース接地とされるトランジスタＴｒ１には、低歪なＧａＡｓＭＥＳＦＥＴあるいはＧａＡｓヘテロ接合ＦＥＴ（ＨＪＦＥＴ）を用いる。また、後段のトランジスタＴｒ２には、高耐圧のＧａＮＦＥＴを用いる。

トランジスタＴｒ２のドレインとトランジスタＴｒ１のゲート端子間は、誘電体回路基板１０上に配置したチップ状の抵抗素子Ｒ４とチップ状の容量素子Ｃ３の直列回路で構成されるフィードバック回路で接続される。また、トランジスタＴｒ２のゲートは、チップ状の抵抗素子Ｒ２を介してビアホールである仮想接地ＧＮＤ３に接続される。さらに、トランジスタＴｒ２が仮想接地ＧＮＤ３に接続される抵抗素子Ｒ２に対して並列に上記の式（１）、（４）の条件を満たすチップ状の誘導素子Ｌ１、チップ状の抵抗素子Ｒ１、チップ状の容量素子Ｃ１から成るＬＣＲ直列回路を備える。ここで、誘導素子Ｌ１をチップ状の素子として示したが、ボンディングワイヤで構成することも可能である。なお、仮想接地ＧＮＤ１〜ＧＮＤ３は、直接接地されるか、または容量素子などを介して使用周波数帯域で実質的に接地される。

次に、以上のような構成の高周波増幅器の各種特性に関し、従来技術との比較し説明する。

図３（ａ）に、本実施形態の高周波増幅器において、トランジスタＴｒ１にゲート幅２ｍｍのＧａＡｓＭＥＳＦＥＴを用い、トランジスタＴｒ２にゲート幅１．６ｍｍのＧａＮＦＥＴを用いてカスコード増幅器を構成したときの等価回路を示す。また、図３（ｂ）に、トランジスタＴｒ１の負荷インピーダンス（段間インピーダンス）ＺＬ１の周波数特性を表すスミスチャートを示す。抵抗素子Ｒ１に相当する仮想接地されるゲート抵抗（３５Ω）と並列に高周波側で直列共振条件となるＬＣＲ直列回路（Ｌ＝１ｎＨ、Ｒ＝１０Ω、Ｃ＝１０ｐＦ）を備えるため、トランジスタＴｒ１の負荷インピーダンスＺＬ１は高周波側で低くなる。

したがって、高周波側において前段と後段の段間インピーダンスＺＬ１の変化を小さくして、広帯域に亘り動作安定性を確保しながら、低歪特性を得ることができる。このような構成によれば、前段と後段の段間インピーダンスＺＬ１の周波数依存を小さくすることができる。

図４（ａ）に、従来の高周波増幅器において、カスコード増幅器を構成したときの等価回路を示す。図３（ａ）に対し、抵抗素子Ｒ２が除かれ、抵抗素子Ｒ１に相当する抵抗素子の値は、特許文献１に開示される２０Ωとされる。このような高周波増幅器において、トランジスタＴｒ１の負荷インピーダンスＺＬ１の周波数特性を表すスミスチャートを図４（ｂ）に示す。前段と後段の段間インピーダンスＺＬ１の変化が図３（ｂ）に対して大きいことが示される。

また、図５には、本実施形態の高周波増幅器における歪特性（相互変調３次歪−出力）を示す。図５（ａ）は、低周波側（５０ＭＨｚ±Δｆ／２、Δｆ＝１０ｋＨｚの２波入力）の歪特性であり、図５（ｂ）は、高周波側（８５０ＭＨｚ±Δｆ／２、Δｆ＝１０ｋＨｚの２波入力）の歪特性である。同様に、図６には、従来技術の高周波増幅器における歪特性を示す。本実施形態の高周波増幅器では、従来技術に比べ、歪特性が低周波側で５ｄＢ程度、高周波側で１０ｄＢ程度改善されていることが示される。

さらに、図７には、高周波増幅器のＳパラメータ及び安定係数Ｋｆを示す。高周波増幅器（ａ）と従来技術（ｂ）による高周波増幅器のＳパラメータ及び安定係数Ｋｆを示す。例えばＳ２１の特性に示されるように、本実施形態の高周波増幅器によれば、安定性を確保（Ｋｆ＞１）しながら、従来技術に比べ利得の広帯域化が可能であることが分かる。

なお、本実施形態の高周波増幅器では、抵抗素子Ｒ１を、誘導素子Ｌ１および容量素子Ｃ１の間に挿入する形態に関して説明した。しかしながら、このような形態に限定されること無く、抵抗素子Ｒ１、誘導素子Ｌ１、容量素子Ｃ１が等価的に直列回路を構成すれば等価回路としては同一である。したがって、誘導素子Ｌ１および容量素子Ｃ１の直列回路に対して接地側あるいはトランジスタＴｒ２のゲート側に抵抗素子Ｒ１を挿入するようにしてもよい。このように抵抗素子Ｒ１の挿入位置を適宜選択することで、部品をレイアウトする際の自由度を高め、小型化することができる。

［実施形態２］
図８は、本発明の第２の実施形態に係る高周波増幅器の回路図である。図８において、図１と同一の符号は、同一物をあらわし、その説明を省く。本実施形態の高周波増幅器は、トランジスタＴｒ２のゲートに接続される抵抗素子Ｒ２に対してＬＣＲ直列回路群１１を並列に接続して備える。ＬＣＲ直列回路群１１は、誘導素子Ｌ１ａ、抵抗素子Ｒ１ａ、容量素子Ｃ１ａからなる直列回路（ＬＣＲ回路）と、誘導素子Ｌ１ｂ、抵抗素子Ｒ１ｂ、容量素子Ｃ１ｂからなる直列回路（ＬＣＲ回路）と、誘導素子Ｌ１ｃ、抵抗素子Ｒ１ｃ、容量素子Ｃ１ｃからなる直列回路（ＬＣＲ回路）とを並列接続して構成される。

ＬＣＲ直列回路群１１中の３つのＬＣＲ直列回路におけるそれぞれのＬＣ素子の定数は、それぞれが異なる周波数で直列共振条件となるように設定する。また、３つのＬＣＲ直列回路におけるそれぞれの抵抗素子の抵抗値は、それぞれが、トランジスタＴｒ２の仮想接地される抵抗素子Ｒ２の値以下の範囲であれば、異なる値に設定されるようにしてもよい。直列共振条件を満たす各周波数では、実施形態１と同様に、前段と後段の段間インピーダンスが小さくなる。したがって、さらに広帯域に亘って段間インピーダンスの周波数依存を小さくすることができる。これにより、増幅器の低歪化が、より広帯域に亘って安定的に可能となる。

なお、上記では、ＬＣＲ直列回路群１１が３つのＬＣＲ直列回路から構成される例を示した。しかしながら、この例に限定されることなく、ＬＣＲ直列回路群１１は、所望の周波数帯域で所定の特性が得られるように２以上のＬＣＲ直列回路から構成されるようにしてもよいことはいうまでもない。

［実施形態３］
図９は、本発明の第３の実施形態に係る高周波増幅器の実装図である。図９において、図２と同一の符号は、同一物をあらわし、その説明を省く。本実施形態の高周波増幅器は、マイクロ波モノリシック集積回路（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）ＭＣ１、ＭＣ２と外付けの容量素子Ｃ２とを備える。マイクロ波モノリシック集積回路ＭＣ１は、トランジスタＴｒ１、抵抗素子Ｒ３を搭載する。マイクロ波モノリシック集積回路ＭＣ２は、トランジスタＴｒ２、抵抗素子Ｒ１、Ｒ２、誘導素子Ｌ１、容量素子Ｃ１を搭載する。トランジスタＴｒ１のドレインとトランジスタＴｒ２のソースとは、ボンディングワイヤＷ１によって接続される。なお、ここでは帰還回路を不要としている。

このような構成の高周波増幅器によれば、精度の高い設計と作り込みを容易にし、回路の小型化が図られる。

なお、ミリ波用の高周波増幅器では、ＬＣ回路をオープンスタブあるいはショートスタブに置き換えることも可能である。ただし、オープンスタブとする場合には、抵抗素子Ｒ１の挿入位置がトランジスタＴｒ２のゲート側に限定される。また、ショートスタブとする場合には、抵抗素子Ｒ１の挿入位置がトランジスタＴｒ２のゲート側あるいは接地側に限定される。

［実施形態４］
図１０は、本発明の第４の実施形態に係るシステムの回路図である。図１０において、図１と同一の符号は、同一物をあらわし、その説明を省く。本実施形態のシステムは、高周波増幅器２０ａ、２０ｂ、抵抗素子Ｒ１１〜Ｒ１６、バラン（トランス）Ｂ１、Ｂ２、誘導素子Ｌ１１、入力端子ＩＮ０、出力端子ＯＵＴ０を備える。高周波増幅器２０ａ、２０ｂは、同一の構成であり、図１に示す高周波増幅器に同じである。

バランＢ１は、入力側巻線の一端を接地し、他端を入力端子ＩＮ０に接続する。バランＢ１は、出力側巻線の一端および他端をそれぞれ高周波増幅器２０ａ、２０ｂ内のトランジスタＴｒ１のゲートにそれぞれ接続する。

バランＢ２は、入力側巻線の一端および他端をそれぞれ高周波増幅器２０ａ、２０ｂ内のトランジスタＴｒ２のドレインにそれぞれ接続する。バランＢ２は、出力側巻線の一端を接地し、他端を出力端子ＯＵＴ０に接続する。

電源Ｖｃｃは、信号の交流分を遮断する誘導素子Ｌ１１を介してバランＢ２の入力側巻線の中点に与えられる。さらに、バランＢ２の入力側巻線の中点は、抵抗素子Ｒ１１、Ｒ１２の直列接続によって分割され、分割点が高周波増幅器２０ａ、２０ｂ内の抵抗素子Ｒ２の仮想接地側に接続される。また、バランＢ２の入力側巻線の中点は、抵抗素子Ｒ１３、Ｒ１４の直列接続によって分割され、分割点がそれぞれ抵抗素子Ｒ１５、Ｒ１６を介して高周波増幅器２０ａ、２０ｂ内のトランジスタＴｒ１のゲートにそれぞれ接続される。

このような構成のシステムにおいて、高周波増幅器２０ａ、２０ｂには、電源Ｖｃｃが誘導素子Ｌ１１を介して供給される。また、トランジスタＴｒ１のゲートには、抵抗素子Ｒ１３、Ｒ１４の分割点の電位がバイアスとして与えられる。さらに、トランジスタＴｒ２のゲートには、抵抗素子Ｒ１１、Ｒ１２の分割点の電位がバイアスとして与えられる。

以上のようなシステムは、高周波増幅器２０ａ、２０ｂを並列に接続し、これらの入出力をバラン（トランス）Ｂ１、Ｂ２を用いてプッシュプル動作させるように構成される。このようなシステムによれば、飽和に至る出力振幅がプッシュプル動作によって２倍となる。また、出力信号における２次歪がプッシュプル動作によってキャンセルされる。このようなシステムは、例えば４０ＭＨｚ〜１ＧＨｚの広帯域に対応するＣＡＴＶモジュールとして好適である。

なお、前述の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素（各請求項の各要素、各実施例の各要素、各図面の各要素等を含む）の多様な組み合わせ、ないし、選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

１０ 誘電体回路基板
１１ ＬＣＲ直列回路群
２０ａ、２０ｂ 高周波増幅器
Ｂ１、Ｂ２ バラン
Ｃ１〜Ｃ３、Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ１ｃ 容量素子
ＩＮ、ＩＮ０ 入力端子
Ｌ１、Ｌ１ａ、Ｌ１ｂ、Ｌ１ｃ、Ｌ１１ 誘導素子
ＭＣ１、ＭＣ２ マイクロ波モノリシック集積回路
ＯＵＴ、ＯＵＴ０ 出力端子
Ｒ１〜Ｒ４、Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ、Ｒ１ｃ、Ｒ１１〜Ｒ１６ 抵抗素子
Ｔｒ１、Ｔｒ２ トランジスタ
Ｗ１ ボンディングワイヤ

Claims (8)

1. ソース接地の第１のトランジスタと、
   前記第１のトランジスタとカスコード回路を構成する第２のトランジスタと、
   前記第２のトランジスタのゲートと接地間に接続され、第１の抵抗素子および直列共振回路が直列接続される直列回路と、
   前記直列回路に並列接続される第２の抵抗素子と、
   を備え、
   前記第１および第２の抵抗素子の抵抗値をそれぞれＲ１、Ｒ２とし、前記第２のトランジスタの相互コンダクタンスをｇｍとする場合、１／ｇｍ＜Ｒ１≦Ｒ２＜３０／ｇｍを満たすことを特徴とする高周波増幅器。
2. 前記直列共振回路は、ＬＣ回路で構成され、
   前記直列回路は、ＬＣ素子間に前記第１の抵抗素子を含むことを特徴とする請求項１記載の高周波増幅器。
3. 前記直列共振回路は、ＬＣ回路で構成され、
   前記直列回路は、接地側に前記第１の抵抗素子を含むことを特徴とする請求項１記載の高周波増幅器。
4. それぞれＬＣ素子の値の異なる複数の前記直列回路を含み、それぞれの前記直列回路は、前記第２のトランジスタのゲートと接地間に接続されることを特徴とする請求項２または３に記載の高周波増幅器。
5. ソース接地の第１のトランジスタと、
   前記第１のトランジスタとカスコード回路を構成する第２のトランジスタと、
   前記第２のトランジスタのゲートと接地間に接続され、第１の抵抗素子および直列共振回路が直列接続される直列回路と、
   前記直列回路に並列接続される第２の抵抗素子と、
   を備え、
   前記直列共振回路は、ＬＣ回路で構成され、
   前記直列回路は、ＬＣ素子間に前記第１の抵抗素子を含み、
   さらに、それぞれＬＣ素子の値の異なる複数の前記直列回路を含み、前記複数の直列回路のそれぞれは、前記第２のトランジスタのゲートと接地間に接続され、
   前記複数の直列回路に含まれる前記第１の抵抗素子それぞれの抵抗値は前記第２の抵抗素子の抵抗値以下、且つ、前記複数の直列回路に含まれる前記第１の抵抗素子それぞれの抵抗値は互いに異なる、ことを特徴とする高周波増幅器。
6. 前記第１のトランジスタは、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴまたはＧａＡｓヘテロ接合ＦＥＴであり、前記第２のトランジスタは、ＧａＮＦＥＴであることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一に記載の高周波増幅器。
7. 請求項１乃至６のいずれか一に記載の高周波増幅器を備える半導体装置。
8. 請求項７記載の半導体装置を２個備え、それぞれをプッシュプル動作させるように構成されるシステム。

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