JP5347992B2 - 高周波増幅回路 - Google Patents

Description

本発明は、ピーキングによって高周波利得が改善された高周波増幅回路に関する。

増幅回路において高周波帯域の利得を改善する方法として、ＬＣ共振を利用したピーキング回路を設ける方法が知られている。たとえば、初段のトランジスタのエミッタと次段のトランジスタのベース間にインダクタを挿入し、このインダクタと次段のトランジスタのエミッタ容量とで直列共振回路を構成するものである。また、初段のトランジスタのエミッタと電源との間に直列にインダクタを挿入し、このインダクタと次段のトランジスタのエミッタ容量とで並列共振回路を構成するものもある。これらはいずれも高くないＱ値の共振器を利用する回路である。

特許文献１にもＬＣ共振を用いたピーキング回路が記載されており、抵抗を可変とすることでピーキングの量をコントロールできるようにしたものが記載されている。

特開平５−１２１９６２

回路をＩＣで形成する際、インダクタはスパイラルインダクタ、キャパシタはＭＩＭキャパシタが多く用いられる。しかし、スパイラルインダクタは面積が大きく、ＭＩＭキャパシタは小さいため、ＬＣ共振によるピーキング回路をＩＣで実現する際に回路のレイアウトが難しいという問題があった。

また、高周波回路では、負荷がＬＣ共振として機能するため、周波数によって負荷インピーダンスが変化し、広い範囲でマッチングすることを困難にしていた。

そこで本発明の目的は、ＬＣ共振を用いずに高周波帯域での利得が向上された高周波増幅回路を実現することにある。

第１の発明は、エミッタ／ソースが第１抵抗を介して接地され、コレクタ／ドレインが第２抵抗を介して電源に接続され、ベース／ゲートに入力された高周波信号を増幅してコレクタ／ドレインから出力する第１トランジスタと、ベース／ゲートが第１トランジスタのコレクタ／ドレインに接続され、エミッタ／ソースが第３抵抗を介して接地され、コレクタ／ドレインがインダクタを介して電源に接続され、高周波信号をコレクタ／ドレインから出力する第２トランジスタと、第１トランジスタのエミッタ／ソースと第２トランジスタのコレクタ／ドレインとの間に挿入された容量素子であって、アノードが第１トランジスタのエミッタ／ソースに、カソードが第２トランジスタのコレクタ／ドレインに接続され、ベース／ゲートがコレクタ／ドレインに接続されたダイオード接続のトランジスタから成る容量素子と、を有し、高周波信号は、２４ＧＨｚ以上、２６ＧＨｚ以下の帯域の信号であり、伝達特性を、その帯域において、平坦な特性としたことを特徴とする高周波増幅回路である。

容量素子には、第１トランジスタのエミッタ／ソースと第２トランジスタのコレクタ／ドレインとの間の電位差を利用して、逆バイアスのダイオードを用いるのが簡便で望ましい。ダイオード接続のトランジスタを用いると、非常に微小な容量を簡易に実現することができて望ましい。準ミリ波帯やミリ波帯の高周波信号において高域にピーキングをかけるためには、そのような微小な容量が必要となる。

第１、第２トランジスタは、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタでもよいし、ｎチャネルの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であってもよい。

本発明では、高周波信号は、準ミリ波帯またはミリ波帯とすることができる。

準ミリ波帯は１０〜３０ＧＨｚ、ミリ波帯は３０〜１００ＧＨｚである。

本発明の高周波増幅回路では、従来のようなＬＣ共振を用いずに、フィードバックによってピーキングがかかるようにしている。つまり、第１トランジスタのエミッタ／ソースと、第２トランジスタのコレクタ／ドレインとの間を容量素子を介して接続し、この容量素子によって、第２トランジスタの出力の位相を完全に正帰還または負帰還とならないようにコントロールして、第１トランジスタのエミッタにフィードバックさせることにより、高域での利得を向上させている。本発明の高周波増幅回路は、インダクタを用いずにピーキングを実現しているため、小型のＩＣ化が容易であり、また、広い周波数帯域でのマッチングが容易である。

また、第１トランジスタのエミッタ／ソースと、第２トランジスタのコレクタ／ドレインとの間の電位差を利用して、ダイオードを逆バイアスに接続して容量素子として用いる。

また、ダイオードとして、ダイオード接続のトランジスタを用いているので、微小な容量を簡便に実現することができる。

また、本発明の高周波増幅回路は準ミリ波帯やミリ波帯の信号、特に２４〜２６ＧＨｚの信号を増幅する増幅回路において有効である。

実施例１の高周波増幅回路の構成を示した回路図。 利得周波数特性を示したグラフ。 反射特性を示したグラフ。

以下、本発明の具体的な実施例について図を参照に説明するが、本発明は実施例に限定されるものではない。

図１は、実施例１の高周波増幅回路の構成を示した回路図である。高周波増幅回路は、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタであるトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３を有している。トランジスタＴｒ２とトランジスタＴｒ３は、コレクタがそれぞれ接続され、トランジスタＴｒ２のエミッタとトランジスタＴｒ３のベースが接続されたダーリントン接続となっている。高周波増幅回路は、１段目にトランジスタＴｒ１を用いたエミッタ接地増幅回路、２段目にトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３を用いたエミッタ接地回路の２段増幅の構成となっている。トランジスタＴｒ１は、本発明の第１トランジスタに相当し、トランジスタＴｒ２、３は、本発明の第２トランジスタに相当している。

トランジスタＴｒ１のコレクタは、コレクタ抵抗Ｒｃ１を介して電源端子Ｖｃｃに接続されている。また、トランジスタＴｒ１のベースは、マッチング回路１０を介して高周波信号の入力端子Ｖｉｎに接続されている。また、トランジスタＴｒ１のエミッタは、エミッタ抵抗Ｒｅ１を介してグランドに接続されている。

トランジスタＴｒ２のベースは、コレクタ抵抗Ｒｃ１とトランジスタＴｒ１のエミッタとの間の線路に接続されている。また、トランジスタＴｒ２のエミッタは、エミッタ抵抗Ｒｅ２を介してグランドに接続されている。また、トランジスタＴｒ２、Ｔｒ３のコレクタは、インダクタＬを介して電源端子Ｖｃｃに接続されている。また、インダクタＬとトランジスタＴｒ３のエミッタとの間の線路には、出力端子Ｖｏｕｔが接続されている。トランジスタＴｒ３のエミッタは、ダイオード接続のトランジスタＴｒ５を介してグランドに接続されている。また、ダイオード接続のトランジスタＴｒ５に並列にキャパシタＣが接続されている。

トランジスタＴｒ１のベースとトランジスタＴｒ３のエミッタは、帰還抵抗Ｒｆを介して接続されている。このフィードバックによってトランジスタＴｒ１をバイアスするとともに、入力インピーダンスを下げる働きをしている。

トランジスタＴｒ１のエミッタとトランジスタＴｒ２のコレクタは、ダイオード接続のトランジスタＴｒ４を介して接続されている。トランジスタＴｒ４のエミッタはトランジスタＴｒ２のコレクタに接続され、トランジスタＴｒ４のベースとコレクタはトランジスタＴｒ１のエミッタに接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタの電位は、トランジスタＴｒ２のコレクタの電位よりも低いため、ダイオード接続のトランジスタＴｒ４には逆バイアスがかかり、容量素子として動作する。

この高周波増幅回路では、トランジスタＴｒ２のコレクタからの出力の一部を、ダイオード接続のトランジスタＴｒ４の容量によって、完全に正帰還または負帰還とならないように位相をずらし、トランジスタＴｒ１のエミッタにフィードバックさせている。これにより、高域での利得を向上させている。

図２は、実施例１の高周波増幅回路の利得周波数特性を示したグラフである。実施例１の高周波増幅回路において、ダイオード接続のトランジスタＴｒ４による容量を、０．００５ｐＦとした場合と、０．０１ｐＦとした場合についての利得周波数特性を示している。また、比較例として、ダイオード接続のトランジスタＴｒ４を設けなかった場合についても示している。図２を見ると、ダイオード接続のトランジスタＴｒ４を設けなかった比較例の高周波増幅回路では、２３ＧＨｚあたりから利得が減少し始めていることがわかる。これに対し、ダイオード接続のトランジスタＴｒ４による容量を０．００５ｐＦとした実施例１の高周波増幅回路では、２４ＧＨｚあたりまではなだらかに利得が上昇し、２４〜２６ＧＨｚではほぼ一定の利得となり、２６ＧＨｚを越えると利得が減少し始める特性となっている。また、ダイオード接続のトランジスタＴｒ４による容量を０．０１ｐＦとした実施例１の高周波増幅回路では、２６ＧＨｚあたりまで利得が上昇した後、２７ＧＨｚあたりまでほぼ一定の利得となり、２７ＧＨｚを越えると利得が減少し始める特性となっている。

この図２のように、第１トランジスタＴｒ１のエミッタと第２トランジスタＴｒ２のコレクタとの間にダイオード接続のトランジスタＴｒ４を設けたことで、高域にピーキングをかけることができ、高域での利得が向上していることがわかる。

高周波増幅回路を、２４〜２６ＧＨｚを利用する準ミリ波レーダ用アンプとして使用する場合、２４〜２６ＧＨｚにおいて平坦な周波数特性が望ましい。ダイオード接続のトランジスタＴｒ４を設けない比較例の高周波増幅回路では、２４〜２６ＧＨｚにおいて利得が減少する周波数特性となっているのに対し、容量０．００５ｐＦのダイオード接続のトランジスタＴｒ４を設けた実施例１の高周波増幅回路では、２４〜２６ＧＨｚにおいてほぼ平坦な周波数特性を示している。したがって、容量０．００５ｐＦのダイオード接続のトランジスタＴｒ４を設けた実施例１の高周波増幅回路のほうが、比較例の高周波増幅回路よりも、２４〜２６ＧＨｚを利用する準ミリ波レーダ用アンプとして適しているといえる。

図３は、高周波増幅回路の出力側の反射特性を示したグラフである。ダイオード接続のトランジスタＴｒ４による容量を、０．００５ｐＦとした場合と、０．０１ｐＦとした場合の双方において、Ｓ₂₂は２０〜３０ＧＨｚで−１０ｄＢ以下であり、実施例１の高周波増幅回路は広帯域にわたってマッチング可能であることがわかる。

なお、実施例１では、トランジスタＴｒ１のエミッタとトランジスタＴｒ２のコレクタとを接続する容量素子として、ダイオード接続のトランジスタＴｒ４を逆バイアスに接続して用いているが、ダイオードを逆バイアスにして用いてもよい。また、ＭＩＭキャパシタなどの他の容量素子を用いてもよい。しかし、準ミリ波帯やミリ波帯の信号をピーキングするには微小な容量が必要となり、ＭＩＭキャパシタでこれを実現することは難しいため、ダイオード、特にダイオード接続のトランジスタを逆バイアスに接続して用いるのが望ましい。

また、実施例１では、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ３としてｎｐｎ型のバイポーラトランジスタを用いているが、ＦＥＴを用いてもよい。

本発明は、準ミリ波帯やミリ波帯の信号を増幅する高周波増幅回路に有効である。

Ｔｒ１〜Ｔｒ５：トランジスタ
Ｒｃ１：コレクタ抵抗
Ｒｅ１、Ｒｅ２：エミッタ抵抗
Ｒｆ：帰還抵抗
Ｃ：キャパシタ
Ｌ：インダクタ
１０：マッチング回路

Claims (1)

1. エミッタ／ソースが第１抵抗を介して接地され、コレクタ／ドレインが第２抵抗を介して電源に接続され、ベース／ゲートに入力された高周波信号を増幅してコレクタ／ドレインから出力する第１トランジスタと、
   ベース／ゲートが前記第１トランジスタのコレクタ／ドレインに接続され、エミッタ／ソースが第３抵抗を介して接地され、コレクタ／ドレインがインダクタを介して電源に接続され、前記高周波信号をコレクタ／ドレインから出力する第２トランジスタと、
   前記第１トランジスタのエミッタ／ソースと前記第２トランジスタのコレクタ／ドレインとの間に挿入された容量素子であって、アノードが前記第１トランジスタのエミッタ／ソースに、カソードが前記第２トランジスタのコレクタ／ドレインに接続され、ベース／ゲートがコレクタ／ドレインに接続されたダイオード接続のトランジスタから成る容量素子と、
   を有し、
   前記高周波信号は、２４ＧＨｚ以上、２６ＧＨｚ以下の帯域の信号であり、伝達特性を、その帯域において、平坦な特性とした
   ことを特徴とする高周波増幅回路。

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