JP4037654B2 - 低雑音増幅器 - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、数GHzの高周波における低雑音増幅器に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
米国においては、衛星からラジオ放送を行う衛星ラジオ放送が既に開始されている。我が国においても同様の衛星ラジオ放送が開始されようとしている。この衛星ラジオ放送は衛星デジタル放送とされており、例えば、Sバンド(2.6GHz)を使用して携帯電話機や車等の移動体、および、オフィスや家庭等を受信対象として放送されようとしている。衛星デジタル放送では、音声、データ、画像がマルチチャンネルにより送信され、衛星ラジオ受信機はカーナビやカーオーディオと一体化することができると共に、PDAや携帯電話機と一体化できるようにされている。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
衛星ラジオ放送を受信する衛星ラジオ受信機においては、衛星から送信される微弱な電波を受信するために、初段の増幅器はLNA(Low Noise Amplifier)とされている。このようなLNAの従来の回路構成を図10に示す。
図10に示すLNA200は初段の増幅素子としてFET(Field-effect Transistor:電界効果トランジスタ)を備えている。初段の増幅器はソース接地型増幅回路とされており、そのゲートにはマッチング回路202を介して入力信号が入力されている。入力INPUTとFETのゲートの間に接続されているマッチング回路202は、3つの所定のインピーダンスを有するマイクロストリップラインMSL201,MSL202,MSL203をT型に接続して構成されており、LNA200の動作周波数帯域内において入出力インピーダンス整合を行っている。このマッチング回路202により、LNA200のNF(Noise Figure)が向上されている。
【0004】
FETにより増幅された信号は、負荷抵抗RLが接続されているドレインから出力され、マイクロストリップラインMSL205を介して縦続接続されているMMIC(Monolithic Microwave Integrated Circuit:モノリシック・マイクロ波集積回路)203に入力されて、さらに増幅される。このようにして、LNA200の出力OUTPUTから増幅された信号が出力されるようになる。なお、FETのソースにはソース抵抗Rsが接続されており、ソース抵抗Rsには並列にバイパスコンデンサC202が接続されている。
【0005】
ところで、図10に示す構成のLNA200を、2.3GHz帯を動作周波数帯域とするように設計した際の電気的特性を図11ないし図13に示す。図11は、スミスチャートで示されているLNA200の入力インピーダンス特性であり、図12は、スミスチャートで示されているその出力インピーダンス特性であり、図13は、その周波数特性(ゲイン特性)を示すグラフである。図13を参照すると、設計周波数(2.3GHz帯)より低い周波数、例えば1.4GHz〜1.8GHzにおいて大きな利得を有している。これは、FETにおけるドレイン−ゲート間の帰還容量により、この周波数帯域において大きな利得を有するようになっているものと考えられる。また、図11を参照すると設計周波数より低い大きな利得を有している周波数帯域において、抵抗成分が負になっており、LNA200が不安定動作になりやすいことがわかる。
【0006】
そこで、LNA200の不安定動作を改善するために、従来はLNA200の全体の利得を低減するようにしていた。しかしながら、LNA200の全体の利得を低減すると、所望の利得を満足することができないおそれが生じるという問題点があった。また、これを解決するために、LNAを3段以上の多段構成とすると、コストが上昇するという問題点が生じるようになる。
そこで、本発明は、全体の利得を低減することなく安定動作するようにした低雑音増幅器を提供することを目的としている。
【0007】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の低雑音増幅器は、増幅手段と、該増幅手段の入力側に設けられているT型のマッチング回路とを備え、前記T型のマッチング回路は、3つのマイクロストリップラインがT型に接続されて構成されており、直列に接続されている第1マイクロストリップラインと第2マイクロストリップラインとの接続点と、アース間に接続されている第3マイクロストリップラインが、第4マイクロストリップラインと第5マイクロストリップラインとに2分され、その中間点とアースとの間にコンデンサが接続されており、該コンデンサと、該コンデンサに直列に接続される前記第4マイクロストリップラインとの直列回路が帯域外の低い周波数において直列共振することにより、帯域外の周波数におけるインピーダンス特性が安定化されるようになされている。
【0008】
また、上記本発明の低雑音増幅器において、前記第4マイクロストリップラインが、集中定数からなるインピーダンス素子に置き換えられていてもよい。
さらに、上記本発明の低雑音増幅器において、前記増幅手段に縦続して、第2の増幅手段が接続されていてもよい。
【0009】
このような本発明によれば、マッチング回路を構成しているマイクロストリップラインを2分し、その中間点とアースとの間にコンデンサを接続するようにしている。この場合、2分された一方のマイクロストリップラインとコンデンサとの直列回路が、帯域外の低い周波数において直列共振するようになり、このため、入力インピーダンスの位相が回転されて低雑音増幅器が安定して動作するようになる。
【0010】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態の低雑音増幅器の回路構成を図1に示す。ただし、図1に示す低雑音増幅器は1段の増幅器とされている。
図1に示す本発明の低雑音増幅器であるLNA1は、数GHzの周波数帯域における低雑音増幅器とされている。そして、増幅素子としてFETを備えた1段の増幅器とされている。LNA1はソース接地型増幅回路とされており、そのゲートにはマッチング回路2を介して入力信号が入力されている。入力INPUTとFETのゲートの間に接続されているマッチング回路2は、4つのマイクロストリップラインMSL1,MSL2,MSL3,MSL4をT型に接続して構成されており、LNA1の動作周波数帯域内において入出力インピーダンス整合を行っている。このマッチング回路2により、LNA1のNF(Noise Figure)が向上されるようになる。
【0011】
FETにより増幅された信号は、負荷抵抗RLが接続されているドレインから導出され、マイクロストリップラインMSL5を介して出力されている。このようにして、LNA1の出力OUTPUTから所定レベルに増幅された信号が出力されるようになる。なお、FETのソースにはソース抵抗Rsが接続されており、ソース抵抗Rsには並列にバイパスコンデンサC2が接続されている。
【0012】
本発明のLNA1においては、T型のマッチング回路2に特徴を有しており、マッチング回路2は所定のインピーダンスとされている第1マイクロストリップラインMSL1と第2マイクロストリップラインMSL2からなる直列回路が入力INPUTとFETのゲートとの間に接続されており、第1マイクロストリップラインMSL1と第2マイクロストリップラインMSL2との接続点とアース間に所定のインピーダンスとされている第3マイクロストリップラインが接続されてT型に構成されている。そして、本発明にかかるLNA1におけるマッチング回路2では、第3マイクロストリップラインが第4マイクロストリップラインMSL3と第5マイクロストリップラインMSL4とに2分割されて構成されており、その接続点とアース間にコンデンサC1が接続されている。この場合、第4マイクロストリップラインMSL3の長さは、第4マイクロストリップラインMSL3とコンデンサC1との直列回路がLNA1の設計周波数帯域の帯域外における所定の低い周波数において直列共振する長さとされている。マッチング回路2の構成を、このようにすることによりLNA1の全体の利得を低減することなく安定に動作させることができるようになる。
【0013】
ここで、図1に示す構成のLNA1の設計周波数帯域を2.3GHz帯とした際の電気的特性を図3ないし図5に示す。ただし、マッチング回路2における第4マイクロストリップラインMSL3の長さは約20mmとされ、第5マイクロストリップラインMSL4の長さは約2mmとされると共に、コンデンサC1は約5pFとされている。図3は、スミスチャートで示されているLNA1の入力インピーダンス特性であり、図4は、スミスチャートで示されているその出力インピーダンス特性であり、図5は、その周波数特性(ゲイン特性)を示すグラフである。図5を参照すると、マーカ1ないしマーカ3で示される設計周波数(2.32GHz〜2.345GHz)において約20dBの利得が得られている。そして、設計周波数より低い周波数のマーカ5(略1.41GHz)において、第4マイクロストリップラインMSL3とコンデンサC1との直列回路が直列共振し、このため、このマーカ5の周波数における利得が低減していることがわかる。
【0014】
また、図3を参照すると設計周波数より低いマーカ5で示される周波数の近傍において、抵抗成分が負になることがないと共に、位相回転されてマーカ5で示される周波数においてインピーダンスはインダクティブとなっていることがわかる。すなわち、第3マイクロストリップラインを2分すると共に、第4マイクロストリップラインMSL3とコンデンサC1との直列回路を設計周波数より低い利得の高いマーカ5の周波数において共振させることにより、LNA1が安定動作するようになるのである。さらに、図4を参照するとマーカ1ないしマーカ3で示される設計周波数帯域においてほぼインピーダンス整合されていると共に、設計周波数より低いマーカ5で示される周波数においてもほぼインピーダンス整合されていることがわかる。このように、本発明にかかるLNA1は全体の利得を低減することなく十分な利得を得るようにしても安定に動作させることができるようになる。
なお、マッチング回路2におけるマイクロストリップラインMSL3を集中定数からなるインピーダンス素子であるインダクタL1に置き換えて、図2に示すマッチング回路20としてもほぼ同様の電気的特性を得ることができるようになる。
【0015】
次に、本発明の実施の形態の低雑音増幅器の他の回路構成を図6に示す。ただし、図6に示す低雑音増幅器は2段の増幅器とされている。
図6に示す本発明の低雑音増幅器であるLNA100は、数GHzの周波数帯域における低雑音増幅器とされている。そして、増幅素子としてFETを備えた初段の増幅器と、初段の増幅器に縦続するMMIC3からなる2段の増幅器とされている。LNA100における初段の増幅器は、図1に示すLNA1と同様の増幅回路とされている。すなわち、ソース接地型増幅回路とされており、そのゲートにはマッチング回路2を介して入力信号が入力されている。入力INPUTとFETのゲートの間に接続されているマッチング回路2は、4つのマイクロストリップラインMSL1,MSL2,MSL3,MSL4をT型に接続して構成されており、LNA1の動作周波数帯域内において入出力インピーダンス整合を行っている。このマッチング回路2により、LNA1のNF(Noise Figure)が向上されるようになる。
【0016】
FETにより増幅された信号は、負荷抵抗RLが接続されているドレインからマイクロストリップラインMSL5を介して出力され、縦続接続されているMMIC3に入力されている。そして、MMIC3において増幅されて、LNA100の出力OUTPUTから所定レベルに増幅された信号が出力されるようになる。なお、FETのソースにはソース抵抗Rsが接続されており、ソース抵抗Rsには並列にバイパスコンデンサC2が接続されている。
【0017】
本発明のLNA100においても、T型のマッチング回路2の構成に特徴を有しており、この構成については前述した通りであるので、その説明は省略するが、図6に示す構成のマッチング回路2によりLNA100の全体の利得を低減することなく安定に動作させることができるようになる。
【0018】
ここで、図6に示す構成のLNA100の設計周波数帯域を2.3GHz帯とした際の電気特性を図7ないし図9に示す。ただし、マッチング回路2におけるマイクロストリップラインMSL3の長さは約20mmとされ、マイクロストリップラインMSL4の長さは約2mmとされると共に、コンデンサC1は約5pFとされている。図7は、スミスチャートで示されているLNA100の入力インピーダンス特性であり、図8は、スミスチャートで示されているその出力インピーダンス特性であり、図9は、その周波数特性(ゲイン特性)を示すグラフである。図9を参照すると、マーカ1ないしマーカ3で示される設計周波数(2.32GHz〜2.345GHz)において約30dBの利得が得られている。そして、設計周波数より低い周波数のマーカ5(略1.41GHz)において、マイクロストリップラインMSL3とコンデンサC1との直列回路が直列共振し、このため、このマーカ5の周波数における利得が低減していることがわかる。
【0019】
また、図7を参照すると設計周波数より低いマーカ5で示される利得の高い周波数の近傍において、抵抗成分が負になることがないと共に、位相回転されてマーカ5で示される周波数においてインピーダンスはインダクティブとなっていることがわかる。さらに、図8を参照するとマーカ1ないしマーカ3で示される設計周波数帯域においてほぼインピーダンス整合されていると共に、設計周波数より低いマーカ5で示される周波数においてもほぼインピーダンス整合されていることがわかる。このように、本発明にかかるLNA100は全体の利得を低減することなく十分な利得を得るようにしても安定に動作させることができるようになる。
なお、LNA100におけるマッチング回路2においてマイクロストリップラインMSL3を集中定数からなるインピーダンス素子であるインダクタL1に置き換えて、図2に示すマッチング回路20としてもほぼ同様の電気的特性を得ることができるようになる。
【0020】
【発明の効果】
上記したように本発明の低雑音増幅器は、マッチング回路を構成しているマイクロストリップラインを2分し、その中間点とアースとの間にコンデンサを接続するようにしている。この場合、2分された一方のマイクロストリップラインとコンデンサとの直列回路が、帯域外の利得の高い低い周波数において直列共振するようになり、このため、入力インピーダンスの位相が回転されて低雑音増幅器が安定して動作するようになる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態の低雑音増幅器の回路構成を示す図である。
【図2】本発明の実施の形態の低雑音増幅器におけるマッチング回路の他の構成を示す回路図である。
【図3】本発明の実施の形態の低雑音増幅器における入力インピーダンスを特性を示すスミスチャートである。
【図4】本発明の実施の形態の低雑音増幅器における出力インピーダンスを特性を示すスミスチャートである。
【図5】本発明の実施の形態の低雑音増幅器における周波数特性を示す図である。
【図6】本発明の実施の形態の他の低雑音増幅器の回路構成を示す図である。
【図7】本発明の実施の形態の他の低雑音増幅器における入力インピーダンスを特性を示すスミスチャートである。
【図8】本発明の実施の形態の他の低雑音増幅器における出力インピーダンスを特性を示すスミスチャートである。
【図9】本発明の実施の形態の他の低雑音増幅器における周波数特性を示す図である。
【図10】従来の低雑音増幅器の回路構成を示す図である。
【図11】従来の低雑音増幅器における入力インピーダンスを特性を示すスミスチャートである。
【図12】従来の低雑音増幅器における出力インピーダンスを特性を示すスミスチャートである。
【図13】従来の低雑音増幅器における周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
1 LNA、2 マッチング回路、2 T型マッチング回路、20 マッチング回路、100 LNA、200 LNA、202 マッチング回路、C1 コンデンサ、C2 バイパスコンデンサ、C202 バイパスコンデンサ、INPUT 入力、L1 インダクタ、MSL1,MSL2,MSL3,MSL4,MSL5 マイクロストリップライン、MSL201,MSL202,MSL203,MSL205 マイクロストリップライン、OUTPUT 出力、RL 負荷抵抗、Rs ソース抵抗

Claims (3)

  1. 増幅手段と、該増幅手段の入力側に設けられているT型のマッチング回路とを備え、
    前記T型のマッチング回路は、3つのマイクロストリップラインがT型に接続されて構成されており、直列に接続されている第1マイクロストリップラインと第2マイクロストリップラインとの接続点と、アース間に接続されている第3マイクロストリップラインが、第4マイクロストリップラインと第5マイクロストリップラインとに2分され、その中間点とアースとの間にコンデンサが接続されており、該コンデンサと、該コンデンサに直列に接続される前記第4マイクロストリップラインとの直列回路が帯域外の低い周波数において直列共振することにより、帯域外の周波数におけるインピーダンス特性が安定化されるようになされていることを特徴とする低雑音増幅器。
  2. 前記第4マイクロストリップラインが、集中定数からなるインピーダンス素子に置き換えられていることを特徴とする請求項1記載の低雑音増幅器。
  3. 前記増幅手段に縦続して、第2の増幅手段が接続されていることを特徴とする請求項1記載の低雑音増幅器。
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