CN101674053A - 栅地-阴地放大器电路 - Google Patents

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CN101674053A CN200910147026A CN200910147026A CN101674053A CN 101674053 A CN101674053 A CN 101674053A CN 200910147026 A CN200910147026 A CN 200910147026A CN 200910147026 A CN200910147026 A CN 200910147026A CN 101674053 A CN101674053 A CN 101674053A
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Abstract

本发明提供栅地－阴地放大器电路，其能够实现在毫米波段能够稳定地工作且高增益或高输出的毫米波器件。该栅地－阴地放大器电路栅地阴地连接有两个晶体管，并且具备：源极被接地的HEMT(1)；源极与HEMT(1)的漏极连接的HEMT(2)；与HEMT(2)的栅极连接，并抑制反射增益的反射增益抑制电阻(3)；和连接于反射增益抑制电阻(3)的与HEMT(2)相反的一侧，并将规定频率附近的高频信号短路的开路短截线(4)。

Description

栅地-阴地放大器电路
技术领域
本发明涉及在毫米波段使用的栅地-阴地放大器电路(cascodecircuit)。
背景技术
近年来，60GHz波段WPAN(Wireless Personal Area Network：无线个人局域网络)、76GHz波段毫米波雷达等利用毫米波段的电波的应用不断增加。伴随于此，毫米波器件被要求高增益、高输出。
作为用于提高功率增益的一般的方法，已知有栅地阴地连接晶体管的方式。所谓栅地阴地连接，是在源极接地晶体管的漏极上连接栅极接地晶体管的方式，构成的电路被称为栅地-阴地放大器电路。
以下，参照附图，对一般的现有的栅地-阴地放大器电路进行说明。
图24是表示现有的栅地-阴地放大器电路的电路图。
在图24中，在源极被接地的第一晶体管51的漏极上连接有栅极被接地的第二晶体管52的源极。此外，为了将高频信号接地，第二晶体管52的栅极通过MIM电容器53接地。此外，在第一晶体管的栅极上连接有输入端子，在第二晶体管的漏极上连接有输出端子。
再有，在图24的栅地-阴地放大器电路中，作为晶体管，使用高电子迁移率晶体管(HEMT：High Electron Mobility Transistor)进行说明，但是即使使用异质结双极晶体管(HBT：Hetero-junction BipolarTransistor)等也能够说明同样的情况。在此情况下，成为在发射极接地晶体管的集电极上连接基极接地晶体管的方式。以下，令HEMT的漏极、栅极、源极与HBT的集电极、基极、发射极能够分别置换进行解释。
如上所述，第二晶体管52的栅极的高频信号通过MIM电容器53接地。但是，在毫米波段，不能忽视MIM电容器53的连接配线的电感、导通孔的寄生电感。因此，期望频率的高频信号通过寄生成分被短路。从而，在毫米波段，存在即使栅地阴地连接晶体管，也不能充分地使增益提高的问题。
此处，作为示例，图25表示发射极被接地的单体HBT与被栅地阴地连接的HBT的最大可达增益(MAG：Maximum Available Gain)的频率特性。
在图25中，例如在10GHz等微波波段，通过栅地阴地连接HBT，功率增益比单体HBT增加大约10dB。但是，在毫米波段，随着频率上升，被栅地阴地连接的HBT与单体HBT的功率增益的差减少，特别是在60GHz频带、76GHz频带等高频带，即使作为栅地-阴地放大器电路也不能获得充分的增益。
再有，作为用于提高功率增益的其它方法，考虑通过连续地串联连接单体的晶体管而获得增益。但是，在此情况下，伴随晶体管和外围电路的增加，存在芯片面积增加，并且成本增加这样的问题。
于是，为了解决上述问题，例如列举以下的方式。
在专利文献1记载的栅地-阴地放大器电路中，如图26所示，第一晶体管51和第二晶体管52被栅地阴地连接，在第二晶体管52的栅极上连接有具有工作频率的大致1/4波长的长度的开路短截线54(例如，参照专利文献1)。
这时，第二晶体管52的栅极在工作频率下通过开路短截线54被高频接地，因此，与在栅极的附近形成MIM电容器、导通孔并接地的情况相比，寄生成分的影响小，能够实现良好的接地。
因此，在工作频率下，与通过MIM电容器、导通孔接地的情况相比，能够使功率增益提高。
专利文献1：日本专利申请公开2002-359530号公报
发明要解决的问题
但是，在现有技术中，存在以下问题。
在专利文献1所示的现有的栅地-阴地放大器电路中，在输出侧产生反射增益。
此处，作为示例，在图27中表示单体HEMT、利用MIM电容器将第二晶体管的栅极接地的栅地-阴地放大器电路(参照图24)、和专利文献1所示的利用开路短截线将第二晶体管的栅极接地的栅地-阴地放大器电路(参照图26)的输出侧的反射特性的频率特性。
在图27中，在利用MIM电容器接地的栅地-阴地放大器电路中，在大约20～90GHz的频带中具有反射增益。此外，在利用开路短截线接地的栅地-阴地放大器电路中，在大约70GHz以上的频带中具有反射增益。
在栅地-阴地放大器电路具有反射增益的情况下，发生不需要的振荡，在将该栅地-阴地放大器电路应用于例如放大器时，存在有不能稳定并正常地工作的担忧的问题。
此外，在将该栅地-阴地放大器电路应用于例如振荡器时，存在有不能获得充分的输出的担忧的问题。
发明内容
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种栅地-阴地放大器电路，其能够实现在毫米波段能够稳定地工作、并且高增益或高输出的毫米波器件。
本发明的栅地-阴地放大器电路是级联连接有两个晶体管的栅地-阴地放大器电路，具备：第一晶体管，源极或发射极被接地；第二晶体管，源极或发射极与第一晶体管的漏极或集电极连接；信号改善电路，在第二晶体管的栅极或基极上连接，对输入的信号进行改善并输出；以及滤波电路，在信号改善电路的与第二晶体管相反的一侧连接，将规定频率附近的高频信号短路。
根据本发明的栅地-阴地放大器电路，两个晶体管被栅地阴地连接，在第二晶体管的栅极或基极上连接有信号改善电路，在信号改善电路的与第二晶体管相反的一侧连接有滤波电路。此处，信号改善电路将被输入的信号改善后输出。
因此，通过利用该栅地-阴地放大器电路，能够实现在毫米波段稳定地工作、并且高增益或高输出的毫米波器件。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的栅地-阴地放大器电路的电路图。
图2是将图1所示的栅地-阴地放大器电路的MAG的频率特性与单体HEMT进行比较而表示的说明图。
图3是表示图1所示的栅地-阴地放大器电路的输出侧的反射特性的频率特性的说明图。
图4是表示使用切换开关切换开路短截线的结构的电路图。
图5是表示长度可变短截线的电路图。
图6是表示本发明的实施方式2的放大器的电路图。
图7是表示图6所示的放大器的增益的频率特性的说明图。
图8是表示图6所示的放大器的输入侧和输出侧的反射特性的频率特性的说明图。
图9是表示本发明的实施方式3的放大器的电路图。
图10是表示图9所示的放大器的MAG的频率特性的说明图。
图11是表示图9所示的放大器的增益的频率特性的说明图。
图12是表示图9所示的放大器的输入侧和输出侧的反射特性的频率特性的说明图。
图13是表示本发明的实施方式4的振荡器的电路图。
图14是表示图13所示的振荡器的Re(Ztr)+Re(Zres)的频率特性的说明图。
图15是表示图13所示的振荡器的Im(Ztr)+Im(Zres)的频率特性的说明图。
图16是针对振荡信号的基波和二次谐波，表示图13所示的振荡器的分压电阻的电阻比与输出功率的关系的说明图。
图17是表示图13所示的振荡器中的相位调整线路的振荡频率下的电长度与振荡信号的二次谐波的最大输出功率的关系的说明图。
图18是表示在图13所示的振荡器中，电长度为18°的情况下的二次谐波的输出功率的等高线图。
图19是表示图13所示的振荡器的输出功率的高次谐波分布的说明图。
图20是表示本发明的实施方式5的振荡器的电路图。
图21是一般的二极管的等价电路图。
图22是表示本发明的实施方式5的振荡器的另一电路图。
图23是表示用于控制振荡器的振荡频率的电容器的电路图。
图24是表示现有的栅地-阴地放大器电路的电路图。
图25表示发射极被接地了的单体HBT和被栅地阴地连接的HBT的MAG的频率特性的说明图。
图26是表示现有的栅地-阴地放大器电路的另一电路图。
图27是表示单体HEMT、利用MIM电容器将第二晶体管的栅极接地了的栅地-阴地放大器电路、和利用开路短截线将第二晶体管的栅极接地了的栅地-阴地放大器电路的输出侧的反射特性的频率特性的说明图。
符号的说明
1、2HEMT(第一、第二晶体管)
3反射增益抑制电阻(信号改善电路)
4开路短截线(滤波电路)
14、15二极管(第一、第二二极管)
21、22HBT(第一、第二晶体管)
23相位调整线路(信号改善电路)
34短路短截线(滤波电路)
41切换开关
42MEMS开关
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的各实施方式进行说明，对于在各图中相同或相当的部分标注相同的符号进行说明。
实施方式1
图1是表示本发明的实施方式1的栅地-阴地放大器电路的电路图。再有，该栅地-阴地放大器电路构成为在76GHz(规定频率)下MAG最优化。
在图1中，源极被接地的HEMT1(第一晶体管)的漏极与栅极被接地的HEMT2(第二晶体管)的源极连接。即，HEMT1与HEMT2被栅地阴地连接。此外，在HEMT1的栅极上连接有输入端子，在HEMT2的漏极上连接有输出端子。
此外，在HEMT2的栅极上连接有用于抑制反射增益的反射增益抑制电阻3(信号改善电路)。此外，在反射增益抑制电阻3的与HEMT2相反的一侧，连接有将规定频率附近的高频信号短路的开路短截线4(滤波电路)。此处，开路短截线4的长度被设定为比使用的规定频率的高频信号的1/4波长(λ/4)短的长度。
此外，在HEMT1的源极与HEMT2的栅极之间，以及HEMT2的栅极与HEMT2漏极之间，连接有用于设定HEMT2的栅极电压的分压电阻5、6。
接着，对在上述结构的栅地-阴地放大器电路中，使反射增益抑制电阻3的电阻值作为参数而变化的情况下的MAG和反射特性的频率特性进行说明。
图2是将图1所示的栅地-阴地放大器电路的MAG的频率特性与单体HEMT进行比较的说明图。此外，图3是表示图1所示的栅地-阴地放大器电路的输出侧的反射特性的频率特性的说明图。
在图2和图3中，在反射增益抑制电阻3的电阻值为0Ω的情况下，MAG变得最高，但是产生反射增益，电路变得不稳定。此外，在反射增益抑制电阻3的电阻值为40Ω的情况下，虽然不产生反射增益，但是在76GHz附近，MAG变得比单体HEMT更低，未发挥栅地-阴地放大器电路的优点。此处，在反射增益抑制电阻3的电阻值为20Ω的情况下，不产生反射增益，并且在76GHz附近MAG变得高于单体HEMT。
因此，通过将反射增益抑制电阻3的电阻值设定为20Ω附近的值，能够抑制反射增益，并能够获得足够的MAG。
此外，通过将开路短截线4的长度设定得短于λ/4，能够抑制由反射增益抑制电阻3引起的MAG的降低，即能够将图2所示的A点转移至比规定频率更高的频率一侧。
再有，开路短截线4的长度也可以是使用的规定频率的高频信号的1/4波长。
此外，根据图2和图3，在约65GHz以下的频带中，栅地-阴地放大器电路具有比单体HEMT高的MAG，并且反射增益被抑制。
因此，例如在30GHz波段使用的放大器中，没有必要令开路短截线的长度一定为在30GHz波段的λ/4。即，如果MAG高于单体HEMT，并且反射增益被抑制的话，开路短截线的长度也可以被设定为比规定频率的高频信号的λ/4短的长度。
根据本发明的实施方式1的栅地-阴地放大器电路，第一晶体管和第二晶体管被栅地阴地连接，在第二晶体管的栅极上连接有抑制反射增益的电阻。此外，在电阻的与第二晶体管相反的一侧，连接有将规定频率附近的高频信号短路的开路短截线。
因此，能够以简易的电路结构获得抑制反射增益且提高毫米波段的MAG的栅地-阴地放大器电路。此外，即使在各个晶体管的MAG不足够高的情况下，通过栅地阴地连接，也能够提高MAG。
此外，通过使用该栅地-阴地放大器电路，能够实现在毫米波段稳定工作且高增益的毫米波器件。
此外，因为电路结构简易，所以能够不使芯片面积增加，防止成本的增加。
此外，MAG的频带不是由晶片面内的偏差较大的电容器容量决定，而是由短截线的长度决定，因此，能够抑制栅地-阴地放大器电路的特性的偏差，提高成品率。
再有，在上述实施方式1中，虽然栅地阴地连接单栅极HEMT(HEMT1、2)而构成栅地-阴地放大器电路，但是不限于此。例如，在HEMT处理的情况下，也可以使用与源极接地HEMT和栅极接地HEMT的栅地阴地连接等价的双栅极HEMT。
在此情况下，能够缩小芯片面积。
此外，在上述实施方式1中，虽然将一组HEMT1和HEMT2栅地阴地连接，但是不限于此，也可以对于HEMT1，多级化地连接HEMT2。这时，作为多级化的方法，能够考虑在某个HEMT的漏极上依次串联连接另外的HEMT的源极的方法，和在某个HEMT的漏极上并联连接多个HEMT的源极的方法。
在这样的情况下，能够进一步提高增益、输出。
此外，在上述实施方式1中，虽然仅使用1根开路短截线4，但是不限于此，也可以如图4所示的栅地-阴地放大器电路那样，针对使用的每个频带设置多个开路短截线，使用切换开关41切换短截线。此外，也可以代替开路短截线4，使用通过图5所示那样的MEMS(MicroElectro Mechanical System：微机电元件)开关42能够调整长度的长度可变短截线，切换使用的频带。
在这样的情况下，因为能够仅针对与短截线长度对应的期望的频带使MAG增加，所以能够容易地降低不需要的频带的增益。
此外，历来，在使用多个频带的多频带系统中，在各个频带需要晶体管，但是通过使用切换开关41或长度可变短截线切换频带，即使在被多频带化的情况下，也能够在1组栅地-阴地放大器电路中实现在各频带下的工作。因此，能够减少所需的晶体管的数目，降低成本。
此外，在上述实施方式1中，作为将规定频率的信号短路的滤波电路使用开路短截线4，但是不限于此。例如，也可以使用以串联连接电感器和电容器，在规定频率下谐振的方式构成的串联谐振电路，或者也可以是具有规定频率的高频信号的1/2波长的长度的短路短截线。
在此情况下，也能够发挥与上述实施方式1相同的效果。
实施方式2
图6是表示本发明的实施方式2的放大器的电路图。其中，该放大器构成为在76GHz(规定频率)下增益最大。
在图6中，HEMT1和HEMT2被栅地阴地连接。此外，在HEMT1的栅极上连接有输入端子，在HEMT2的漏极上连接有输出端子。
此外，在HEMT2的栅极上连接有用于抑制反射增益的反射增益抑制电阻3。此外，在HEMT1的源极与HEMT2的栅极之间，以及HEMT2的栅极与HEMT2的漏极之间，连接有用于设定HEMT2的栅极电压的分压电阻5、6。
此外，在反射增益抑制电阻3的与HEMT2相反的一侧，代替图1所示的直线型的开路短截线4，连接有扇形的径向短截线7。径向短截线7与开路短截线4同样地被设定为规定频率的高频信号在连接点处被几乎短路的长度。此外，通过使用径向短截线7，能够在连接点处在宽频带使高频信号短路。
此外，在HEMT1的栅极与输入端子之间连接有栅极偏压电路8和均衡器9、耦合线路10等的匹配电路。此外，在HEMT2的漏极与输出端子之间连接有漏极偏压电路11和均衡器12、耦合线路13等的匹配电路。
栅极偏压电路8由电阻、传输线路、电容器和栅极偏压端子构成，供给栅极偏置电压，并谋求电路工作的稳定化。
漏极偏压电路11由具有规定频率的高频信号的λ/4的长度的短路短截线、电容器和漏极偏压端子构成，供给漏极偏置电压，并除去规定频率的高频信号以外的信号。
此外，耦合线路10、13除去直流信号和低频区域的信号。此外，均衡器9、12使利用耦合线路10、13未能完全除去的频带的增益降低，并且谋求电路工作的稳定化。
在上述结构的放大器中，输入输入端子的信号被放大后从输出端子输出。
接着，对该放大器的增益和反射特性的频率特性进行说明。
图7是表示图6所示的放大器的增益的频率特性的说明图。此外，图8是表示图6所示的放大器的输入侧和输出侧的反射特性的频率特性的说明图。
从图7和图8可知，在作为规定频率的76GHz下，反射增益被抑制，并且能够获得10dB左右的高增益。
根据本发明的实施方式2的放大器，第一晶体管和第二晶体管被栅地阴地连接，在第二晶体管的栅极连接有抑制反射增益的电阻。此外，在电阻的与第二晶体管相反的一侧，连接有将规定频率附近的高频信号短路的径向短截线。
因此，能够获得在毫米波段抑制反射增益且高增益的放大器。
实施方式3
图9是表示本发明的实施方式3的放大器的电路图。再有，该放大器构成为能够在宽频带使用的宽频带放大器。
在图9中，HEMT1和HEMT2被栅地阴地连接。此外，在HEMT1的栅极上连接有输入端子，在HEMT2的漏极上连接有输出端子。
此外，在HEMT2的栅极上连接有用于抑制反射增益的反射增益抑制电阻3。此外，在反射增益抑制电阻3的与HEMT2相反的一侧，连接有将规定频率附近的高频信号短路的开路短截线4。此处，开路短截线4的长度被设定为比使用的规定频率(例如，76GHz)的高频信号的1/4波长(λ/4)短的长度。
此外，在HEMT1的源极与HEMT2的栅极之间，代替图1所示的分压电阻5，连接有阳极(anode)被接地且阴极(cathode)与HEMT2的栅极连接的第一二极管14。此外，在HEMT2的栅极与HEMT2的漏极之间，代替图1所示的分压电阻6，连接有阳极与HEMT2的栅极连接且阴极与HEMT2的漏极连接的第二二极管15。
因为在第一二极管14和第二二极管15上分别施加反偏置的电压，所以能够将第一二极管14和第二二极管15看作高电阻值的电阻。此处，作为分压电阻，通常需要数kΩ等级的电阻值，当使用通过一般的镓砷(GaAs)晶片得到的外延电阻(epitaxial resistance)时，该电阻的长度为数100μm等级。
另一方面，在使用HEMT的肖特基栅极构成二极管的情况下，仅将HEMT的漏极和源极短路就能够获得二极管。
因此，通过使用肖特基二极管作为分压电阻，能够缩小芯片面积。
再有，例如在HBT处理的情况下，也可以使用基极/集电极之间的PN二极管作为分压电阻。
此外，在HEMT1的栅极与HEMT2的栅极之间，以及HEMT2的栅极与HEMT2的漏极之间，连接有用于使放大器能够在宽频带使用的稳定化电路16、17。稳定化电路16、17分别通过串联连接电阻和电容器而被构成。
此外，在HEMT1的栅极与输入端子之间，连接有栅极偏压电路8和电容器18等的匹配电路。此外，在HEMT2的漏极与输出端子之间连接有漏极偏压电路11和电容器19等的匹配电路。
栅极偏压电路8和漏极偏压电路11具有与图6所示的结构相同的功能。此外，电容器18、19除去低频区域的信号。
在上述结构的放大器中，输入输入端子的信号被放大后从输出端子输出。
接着，对该放大器的MAG、增益和反射特性的频率特性进行说明。
图10是表示图9所示的放大器的MAG的频率特性的说明图。此外，图11是表示图9所示的放大器的增益的频率特性的说明图。此外，图12是表示图9所示的放大器的输入侧和输出侧的反射特性的频率特性的说明图。
在图10～图12中，通过开路短截线4，在90GHz附近MAG增加。另一方面，通过稳定化电路16、17，MAG在大约30～80GHz的范围中变得平坦。
此处，MAG在30GHz以下、90GHz以上的频带中也具有增益。但是，通过电容器18、19除去30GHz以下的低频区域的信号，通过具有滤波功能的漏极偏压电路11除去90GHz以上的高频区域的信号，结果是，该放大器的增益变为图11所示那样的特性。
此外，从图10～图12可知，能够确保30～90GHz这样的3倍频带，并且，在该频带中反射增益被抑制，尽管在毫米波段也能够获得5dB以上的高的增益。
一般而言，在宽频带放大器中，预匹配电路等外围电路复杂，但是采用本放大器，能够以比较简易的电路结构和设计实现宽频带化。
根据本发明的实施方式3的放大器，第一晶体管和第二晶体管被栅地阴地连接，在第二晶体管的栅极上连接有抑制反射增益的电阻。此外，在电阻的与第二晶体管相反的一侧，连接有将规定频率附近的高频信号短路的开路短截线。
此外，在第一晶体管的栅极与第二晶体管的栅极之间，以及第二晶体管的栅极与第二晶体管的漏极之间，连接有稳定化电路。此外，在第一晶体管的栅极与输入端子之间连接有栅极偏压电路和匹配电路，在第二晶体管的漏极与输出端子之间连接有漏极偏压电路和匹配电路。
因此，能够获得在整个毫米波段的宽频带中抑制反射增益并且高增益的放大器。
实施方式4
图13是表示本发明的实施方式4的振荡器的电路图。再有，该振荡器构成为输出振荡信号的2次谐波。
在图13中，在发射极被接地的HBT21(第一晶体管)的集电极上连接有基极被接地的HBT22(第二晶体管)的发射极。即，HBT21和HBT22被栅地阴地连接。此外，在HBT22的集电极上连接有输出端子。
此外，在HBT22的基极上连接有将振荡信号的相位调整为期望的相位的相位调整线路23(信号改善电路)。此外，在相位调整线路23的与HBT22相反的一侧连接有将规定频率附近的高频信号短路的开路短截线24。此处，开路短截线24的长度被设定为相对于振荡信号的振荡频率(规定频率)的1/4波长(λ/4)的长度。再有，也可以根据需要，在HBT22的基极上追加连接相对于振荡信号的高次谐波为λ/4的开路短截线。
此外，在HBT21的发射极与HBT22的基极之间，以及HBT22的基极与HBT22的集电极之间连接有用于设定HBT22的基极电压的分压电阻25、26。
此外，在HBT21的基极上连接有基极偏压电路27、第一线路28、和第一短截线29。此外，在HBT22的集电极与输出端子之间，连接有集电极偏压电路30、第二线路31、和第二短截线32。再有，第一线路28和第一短截线29构成谐振电路。
此外，HBT21的发射极经由第三线路33接地。
基极偏压电路27和集电极偏压电路30分别具有与图9所示的栅极偏压电路8和漏极偏压电路11相同的功能。
第一短截线29和第二短截线32分别是具有振荡信号的λ/4长度的短路短截线和开路短截线，通过利用这些短截线使振荡信号全反射，使振荡成长。
因为作为振荡信号的基波被第二短截线32反射，所以不会从输出端子输出。此外，振荡信号的二次谐波相对于第二短截线32为开路(open)，因此不受到第二短截线32的影响。由此，从输出端子输出振荡信号的二次谐波。
此外，第一线路28、第二线路31和第三线路33是为了调整反射增益和反射相位而设置的线路，以满足振荡条件的方式其长度被设定。
此处，令从图13的A-A面观察晶体管侧(图13的右侧)时的阻抗为Ztr，令从A-A面观察谐振电路侧(图13的左侧)时的阻抗为Zres，一般而言，在满足以下数学式(1)的频率范围内，并且在满足以下数学式(2)的频率下，满足振荡条件而发生振荡。
Re(Ztr)+Re(Zres)＜0かつRe(Ztr)＜0…(1)
Im(Ztr)+Im(Zres)＝0…(2)
图14是表示图13所示的振荡器的Re(Ztr)+Re(Zres)的频率特性的说明图。此外，图15是表示图13所示的振荡器的Im(Ztr)+Im(Zres)的频率特性的说明图。
在图14和图15中，在大约20～50GHz的频带中满足数学式(1)，在大约38GHz处满足数学式(2)。于是，在本实施方式4的振荡器中，生成约38GHz的振荡信号。
接着，对分压电阻25、26进行说明。
图16是针对振荡信号的基波和二次谐波表示图13所示的振荡器的分压电阻25和分压电阻26的电阻比k(k：分压电阻26的电阻值/分压电阻25的电阻值)与输出功率的关系的说明图。
在图16中，对于基波，在k为0.7的情况下输出功率变为最大，但是对于二次谐波，k越小输出功率越高。因此，在该实施方式4中，为了取出二次谐波，令k＝0.1。再有，在取出基波的情况下，令k＝0.7即可。
接着，对相位调整线路23和开路短截线24进行详细的说明。
如上所述，开路短截线24具有振荡信号的λ/4的长度，在HBT22的基极将振荡信号短路。
此外，相位调整线路23为了将振荡信号的二次谐波的输出功率最优化，将二次谐波的相位调整至希望的相位。
图17是表示图13所示的振荡器的相位调整线路23的振荡频率(38GHz)下的电长度φ与振荡信号的二次谐波(76GHz)的最大输出功率的关系的说明图。
二次谐波的最大输出功率表示各电长度的最优负载阻抗处的二次谐波的输出功率。作为一例，图18表示在图13所示的振荡器中，电长度φ为18°的情况下的二次谐波的输出功率的等高线图。从图18可知，能够在等高线图的大致中心获得最大输出功率21dBm。图17是绘制各电长度的等高线图的最大输出功率而得到的图。
从图17可知，即使在未连接相位调整线路23的情况下(即φ＝0°的情况下)，最大也能够获得15dBm左右的高输出。但是，通过将振荡信号的二次谐波的相位相对于HBT22的基极偏移大约15～24°，能够使二次谐波的输出功率进一步高输出化。因此，在本实施方式4中，令电长度φ＝18°。
图19表示图13所示的振荡器的输出功率的高次谐波分布(振荡频谱)。在图中，横轴表示高次谐波次数，1表示基波，2表示二次谐波。
从图19可知，在大约38GHz振荡的该振荡器中，振荡信号的二次谐波的输出功率为21dBm。
这样，通过使用相位调整线路23和开路短截线24，能够充分地使负电阻|Re(Ztr)|增大，并且，能够最优化振荡信号的二次谐波的输出功率，因此，能够使输出功率最大限度地增加。
根据本发明的实施方式4的振荡器，第一晶体管和第二晶体管被栅地阴地连接，在第二晶体管的基极上连接有将被输入的信号的相位调整至希望的相位的相位调整线路。此外，在相位调整线路的与第二晶体管相反的一侧，连接有将规定频率附近的高频信号短路的开路短截线。
因此，在毫米波段能够获得高输出的振荡器。
此外，因为负电阻|Re(Ztr)|不是由特性的偏差较大的电容器容量决定，而是由短截线的长度决定，所以能够降低振荡器的制造偏差。
再有，在上述实施方式4中，在相位调整线路23的与HBT22相反的一侧，仅连接具有相对于振荡信号的振荡频率的λ/4的长度的开路短截线24，但是不限于此，也可以进一步连接有相对于振荡信号的二次谐波具有λ/4的长度的二次谐波用开路短截线(n次谐波用开路短截线)。此外，也可以与相位调整线路23一起，连接将振荡信号的相位调整至期望的相位的相位调整线路。
在此情况下，能够进一步提高振荡信号的二次谐波的输出功率。
此外，在使用的频率跨过多个频带的情况下，也可以与上述实施方式1相同地，利用切换开关41切换多个开路短截线(参照图4)，或使用通过MEMS开关42能够调整长度的长度可变短截线，切换使用的频带(参照图5)。
实施方式5
在上述实施方式4中，利用开路短截线24在HBT22的基极将振荡信号短路，但不限于此。
因此，以下对利用短路短截线(short stub)将振荡信号短路的结构进行说明。再有，也可以代替开路短截线或短路短截线，使用以在振荡信号的振荡频率下谐振的方式构成的串联谐振电路。
图20是表示本发明的实施方式5的振荡器的电路图。再有，该振荡器以输出振荡信号的二次谐波的方式构成。此外，对于与上述的实施方式4相同的结构和功能，省略说明。
在图20中，在HBT22的基极上，代替图13所示的开路短截线24，连接有将规定频率附近的高频信号短路的短路短截线34(滤波电路)的一端。此处，短路短截线34的长度被设定为相对于振荡信号的振荡频率(规定频率)为1/2波长(λ/2)的长度。再有，短路短截线34的长度也可以被设定为相对于振荡信号的高次谐波为λ/2。
此外，短路短截线34的另一端经由用于除去直流信号的可变电容电容器35接地。
再有，因为该振荡器的振荡频率根据与短路短截线34的另一端连接的电容器的电容而变化，所以通过使用可变电容电容器35，能够使振荡频率可变。
此外，作为可变电容元件，能够代替电容器使用例如二极管。如图21所示的等价电路图那样，二极管能够看作并联连接可变电容电容器和可变电阻的电路。
在向二极管施加反方向电压的情况下，电阻变为数kΩ以上，因此，高频信号受到可变电容的较大的影响。从而，在作为可变电容元件使用二极管的情况下，能够构成通过施加在二极管上的电压而能够控制振荡频率的电压控制振荡器。
此处，图22表示在图20所示的振荡器中，作为可变电容元件使用二极管而构成的电压控制振荡器的电路图。
在图22中，在HBT22的基极上，代替图20所示的可变电容电容器35，连接有电容器36和二极管37。再有，电容器36是为了除去直流信号而被连接的。
此外，在电容器36与二极管37之间，连接有被输入用于控制振荡频率的信号的振荡频率控制偏压端子。
在现有的电压控制振荡器中，图23所示那样的用于控制振荡频率的电容器(变容二极管)连接在图22的Q点处。但是，在此情况下，存在以下问题，即，从图22的A-A面观察谐振电路侧(图13的左侧)时的阻抗Re(Zres)变高，难以满足上述的振荡条件的数学式(1)。
在本实施方式5中，通过在HBT22的基极上连接变容二极管，不用提高阻抗Re(Zres)，能够以更简单的电路结构获得电压控制振荡器。
根据本发明的实施方式5的振荡器，第一晶体管和第二晶体管被栅地阴地连接，在第二晶体管的基极上连接有将被输入的信号的相位调整为希望的相位的相位调整线路。此外，在相位调整线路的与第二晶体管相反的一侧，连接有将规定频率附近的高频信号短路的短路短截线。
因此，能够获得在毫米波段高输出的振荡器。
此外，经由二极管使短路短截线的另一端接地，由此能够以简易的电路结构获得电压控制振荡器。
再有，在上述实施方式5中，在相位调整线路23的与HBT22相反的一侧，仅连接有相对于振荡信号的振荡频率具有λ/2的长度的短路短截线34，但是不限于此，也可以进一步连接有相对于振荡信号的二次谐波具有λ/2的长度的二次谐波用短路短截线(n次谐波用短路短截线)。此外，也可以与相位调整线路23一起，连接将振荡信号的相位调整至期望的相位的相位调整线路。
此外，也可以代替上述二次谐波用短路短截线，将相对于振荡信号的二次谐波具有λ/4的长度的二次谐波用开路短截线与对应的相位调整线路一起连接。
在此情况下，能够进一步提高振荡信号的二次谐波的输出功率。
此外，通过连接变容二极管、电容器36，即使从最优的阻抗产生偏差的情况下，也可以将短路短截线34的长度以输出变为最优的方式从λ/2起适当调整。

Claims (15)

1.一种栅地-阴地放大器电路，是级联连接有两个晶体管的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，具备：
第一晶体管，源极或发射极被接地；
第二晶体管，源极或发射极与所述第一晶体管的漏极或集电极连接；
信号改善电路，在所述第二晶体管的栅极或基极上连接，对输入的信号进行改善并输出；以及
滤波电路，在所述信号改善电路的与所述第二晶体管相反的一侧连接，将规定频率附近的高频信号短路。
2.如权利要求1所述的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，
所述滤波电路是串联连接有电感器和电容器的串联谐振电路。
3.如权利要求1所述的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，
所述滤波电路是开路短截线。
4.如权利要求3所述的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，
所述开路短截线具有相对于所述规定频率的大致1/4波长的长度。
5.如权利要求3所述的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，
所述开路短截线是使用MEMS开关而能够调整长度的长度可变短截线。
6.如权利要求1所述的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，
所述滤波电路是短路短截线。
7.如权利要求6所述的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，
所述短路短截线具有相对于所述规定频率的大致1/2波长的长度。
8.如权利要求3～7中任一项所述的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，
连接有多个所述开路短截线或所述短路短截线，
还具备：切换开关，对使用的所述开路短截线或所述短路短截线进行切换。
9.如权利要求1所述的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，
所述第二晶体管被多级化。
10.如权利要求1所述的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，
作为所述第一晶体管和所述第二晶体管，使用双栅极HEMT。
11.如权利要求1所述的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，还具备：
第一二极管，其阳极被接地，并且阴极与所述第二晶体管的栅极或基极连接；以及
第二二极管，其阳极与所述第二晶体管的栅极或基极连接，并且阴极与所述第二晶体管的漏极或集电极连接。
12.如权利要求1所述的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，
所述信号改善电路是抑制反射增益的电阻。
13.如权利要求1所述的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，
所述信号改善电路是将输入的信号的相位调整为期望的相位的相位调整线路。
14.如权利要求13所述的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，还具备：
n次谐波用开路短截线，该n次谐波用开路短截线连接于所述相位调整线路的与所述第二晶体管相反的一侧，并且具有相对于所述规定频率的n次谐波的大致1/4波长的长度，其中，n为2以上的整数。
15.如权利要求13所述的栅地-阴地放大器电路，其特征在于，还具备：
n次谐波用短路短截线，该n次谐波用短路短截线连接于所述相位调整线路的与所述第二晶体管相反的一侧，并且具有相对于所述规定频率的n次谐波的大致1/2波长的长度，其中，n为2以上的整数。
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