DE60006475T2

DE60006475T2 - Oszillatorschaltungen mit koaxialen Resonatoren

Info

Publication number: DE60006475T2
Application number: DE60006475T
Authority: DE
Inventors: Charles T. Nepean Nicholls; Johan M. Kinburn Grundlingh
Original assignee: Nortel Networks Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 1999-09-30
Filing date: 2000-09-06
Publication date: 2004-08-26
Anticipated expiration: 2020-09-07
Also published as: EP1093216A3; CA2319647A1; EP1093216A2; US6297704B1; DE60006475D1; JP2001144536A; EP1093216B1

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf Koaxial-Resonatoren und insbesondere auf Modifikationen von Koaxialresonator-Oszillator-Schaltungskonstruktionen.
Hintergrund der Erfindung
Oszillatoren sind in vielen unterschiedlichen Technologie-Gebieten erforderlich, insbesondere in der sich immer stärker ausbreitenden Kommunikations-Industrie. In Kommunikations-Anwendungen werden Oszillatoren üblicherweise verwendet, um Trägersignale mit bestimmten Frequenzen zu erzeugen, auf die nachfolgend Informationssignale aufmoduliert werden. Beispielsweise würde ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) in einem persönlichen Kommunikationssystem (PCS) typischerweise auf ungefähr 1900 MHz abgestimmt werden.
1 ist ein Blockschaltbild, das einen typischen Phasenregelschleifen-Frequenzsynthesizer (PLL-FS) zeigt, der eine übliche Realisierung eines VCO innerhalb einer Kommunikationsvorrichtung ist. In dem in 1 gezeigten Fall schließt der PLL-FS einen Bezugs-Quarzoszillator 20 ein, der in diesem Fall mit 8 MHz arbeitet und in Serie mit einem ersten Frequenzteiler 22, einem Phasendetektor 24, einem Schleifenfilter 26, einem VCO in der Form eines spannungsgesteuerten Koaxialresonator-Oszillators (VC-CRO) 28, einem Koppler 30, der eine Probe des Signalausgangs von dem VC-CRO 28 erzeugt, und einem Verstärker 32 geschaltet ist, der ein Ausgangssignal S_OUT(t) abgibt. Weiterhin schließt der PLL-FS einen Phasenrückführungspfad mit einem zweiten Frequenzteiler 36 ein, der zwischen dem Koppler 30 und dem Phasendetektor 24 eingeschaltet ist.
In dem Blockschaltbild nach 1 gibt der Bezugs-Quarzoszillator 20 als Ausgangssignal ein Quarz-Bezugssignal mit 8 MHz ab, das nachfolgend von dem ersten Frequenzteiler 22 in seiner Frequenz auf 160 kHz heruntergeteilt wird. Der Phasendetektor 24 empfängt das geteilte Quarzbezugssignal und vergleicht dessen Phase mit einem Rückführungssignal, wobei die Erzeugung des Rückführungssignals hier nachfolgend beschrieben wird. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 24 ist ein Basisbandsignal, dessen Amplitude proportional zur Phasendifferenz zwischen den zwei Signalen ist, die dem Phasendetektor 24 als Eingangssignale zugeführt werden, zusammen mit Vergleichsfrequenz-Störspitzen bei ganzzahligen Vielfachen von 160 kHz. Das Schleifenfilter 26 (das entweder passiv oder aktiv sein könnte) empfängt das Ausgangssignal von dem Phasendetektor 24 und beseitigt die Störsignale innerhalb des Signals durch Unterdrücken der Komponenten bei Vielfachen (n × 160 kHz) der Vergleichsfrequenz (160 kHz), so daß lediglich das Basisbandsignal verbleibt. Dieses gefilterte Ergebnis wird als eine Steuerspannung einem Abstimmanschluß 34 des VC-CRO 28 zugeführt, dessen Frequenz mit Hilfe einer Varaktor-Diodenanordnung (nicht gezeigt) gesteuert wird. Der VC-CRO 28 umfaßt in diesem Fall einen Colpitts-Oszillator, der mit einem keramischen Koaxialresonator stabilisiert ist, der ein Signal bei einer Schwingungsfrequenz auf der Grundlage der Resonanzfrequenz des speziellen verwendeten Resonators und der an dem Abstimmanschluß 34 zugeführten Steuerspannung erzeugt. Die Schwingungsfrequenz ist normalerweise geringfügig kleiner als die Resonanzfrequenz (typischerweise zwischen 200 MHz und 5 GHz). Das von dem VC-CRO 28 abgegebene Ausgangssignal wird von dem Koppler 30 abgetastet und in dem zweiten Frequenzteiler 36 in seiner Frequenz geteilt, um das Rückführungssignal zu erzeugen, das als Eingangssignal dem Phasendetektor 24 zugeführt wird. Es ist verständlich, daß das Ausmaß, in dem das Rückführungssignal in dem zweiten Frequenzteiler 36 geteilt wird, den Steuerspannungsausgang von dem Phasendetektor 26 bestimmt. Dieser Spannungspegel bestimmt nachfolgend die Schwingungsfrequenz, auf die der VC-CRO 28 abgestimmt ist, wobei Änderungen des Teilerfaktors stufenweise Änderungen der Schwingungsfrequenz ermöglichen. Wie dies in 1 gezeigt ist, wird das Ausgangssignal von dem VC-CRO 28 an dem Verstärker 32 empfangen, der das Signal verstärkt und das verstärkte Ergebnis als das Signal S_OUT(t) abgibt. Insgesamt ermöglicht die PLL-Synthesizer-Architektur eine digitale Steuerung der VC-CRO-Frequenz und verriegelt weiterhin den VC-CRO auf den Bezugs-Quarzoszillator, wodurch die Frequenzstabilität der Quelle über alle Systembedingungen hinweg sichergestellt wird, wie zum Beispiel Temperatur, Alterung und mechanische Beanspruchungen.
Die Verwendung eines Keramik-Koaxialresonators zur Stabilisierung eines VC-CRO in einem PLL-FS ergibt eine Anzahl von Vorteilen. Diese Vorteile beziehen sich auf die physikalische Konstruktion eines Keramik-Koaxialresonators. Typischerweise umfasst ein keramischer Koaxialresonator ein keramisches dielektrisches Material, das als ein rechtwinkliges Prisma mit einer koaxialen Bohrung geformt ist, die in Längsrichtung durch das Prisma hindurchläuft, sowie einen elektrischen Anschluss, der mit einem Ende verbunden ist. Die äußeren und inneren Oberflächen des Prismas, mit Ausnahme des mit dem elektrischen Anschluss verbundenen Endes und möglicherweise des gegenüberliegenden Endes, sind mit einem Metall beschichtet, wie zum Beispiel Kupfer oder Silber. Ein auf diese Weise gebildetes Bauteil bildet im wesentlichen eine Hochfrequenz-Resonanzschaltung, die eine Kapazität, eine Induktivität und einen Widerstand einschließt, und die in der transversen elektromagnetischen Betriebsart (TEM) schwingt (wie dies der Fall ist, wenn ein Colpitts-Oszillator stabilisiert wird). Die mit dieser Konstruktion erzielten Vorteile schließen einen großen Q-Wert (typischerweise ungefähr 800) ein und ergeben daher dem Resonator zugeordnete Schwingungen mit geringem Rauschen, sowie mit einer Temperaturstabilität und einer Widerstandsfähigkeit gegenüber Mikrophonie, die einen keramischen Koaxialresonator kennzeichnen. Diese Vorteile führen zu einem weiteren wichtigen Vorteil, nämlich zu geringen Kosten, derzeit ungefähr 65 Cent pro Resonator.
Unglücklicherweise ergibt sich ein wichtiges Problem bei der Verwendung von keramischen Koaxialresonatoren, wie sie derzeit konstruiert sind. Die Resonanzfrequenz eines keramischen Koaxial-Resonators hat aufgrund physikalischer Beschränkungen eine maximale Frequenz, die abgegeben werden kann. Die Resonanzfrequenz für einen keramischen Koaxialresonator beruht auf der mechanischen Größe und Form des speziellen Resonators. Allgemein ist die Resonanzfrequenz um so höher, je kleiner die Größe des Resonators ist und umgekehrt. Das Problem besteht darin, dass keramische Koaxialresonatoren eine minimale Größe haben, mit der sie hergestellt werden können, und die die Resonanzfrequenz auf oder unter einen maximalen Wert beschränkt. Dies ist eine physikalische Grenze, die, wie sie derzeit ausgelegt ist, das Ausgangssignal eines typischen Koaxialresonator-Oszillators (CRO) unter Verwendung eines keramischen Koaxialresonators auf ungefähr 5 GHz begrenzt, unabhängig davon, ob der CRO spannungsgesteuert ist oder nicht.
Bis in letzterer Zeit hat diese Grenze von 5 GHz nicht wesentlich die Verwendung von keramischen Koaxialresonatoren in VC-CRO's oder CRO's beschränkt, weil die Betriebsfrequenz bisheriger Kommunikations-Ausrüstungen typischerweise unter diesem Wert lag. Beispielsweise arbeiten PCS-Ausrüstungen bei ungefähr 1900 MHz. Derzeit gibt es eine Anzahl von anderen Kommunikations-Normen, die VCO's mit Schwingungsfrequenzen von mehr als 5 GHz erfordern. Beispielsweise werden Lichtleitfaser-OC-192-Signale mit ungefähr 10 GHz übertragen, und das neu entwickelte örtliche Mehrpunkt-Verteilungssystem (LMDS), das zur Verwendung für das Internet über drahtlose Verbindungen vorgesehen ist, ist für den Betrieb zwischen 28 bis 30 GHz bestimmt. Es kann angenommen werden, dass weitere Entwicklungen und Normen entstehen werden, die noch höhere Schwingungsfrequenzen erfordern.
Eine gut bekannte Technik zur Vergrößerung der Schwingungsfrequenz von Signalen in einem System unter Verwendung eines üblichen VCO gemäß 1 besteht in der Verwendung eines subharmonisch gepumpten Mischers, der die Schwingungsfrequenz in einer Stufe nach dem VCO verdoppelt. Leider ist selbst bei der Verwendung eines subharmonisch gepumpten Mischers ein System unter Verwendung des üblichen VCO, der mit einem keramischen Koaxialresonator arbeitet, immer noch auf eine maximale Schwingungsfrequenz von 10 GHz beschränkt, was für LMDS-Anwendungen unzureichend ist. Entsprechend sind Techniken erforderlich, um die Schwingungsfrequenz in den heutigen VCO's zu erhöhen.
Eine Technik, die versucht wurde um die von einem PLL-FS gemäß 1 abgegebene Schwingungsfrequenz über die 5 GHz-Grenze hinweg zu erhöhen, besteht in der Hinzufügung einer Frequenz-Vervielfacherstufe nach dem Verstärker 32. Ein Beispiel einer derartigen Vervielfacherstufe ist in 2 gezeigt. Wie dies gezeigt ist, ist ein Frequenz-Vervielfacher 38 mit dem Ausgang des Verstärkers 32 und weiterhin in Serie mit einem ersten Filter 40, einem Verstärker 42 und einem zweiten Filter 44 geschaltet. Bei dieser Konstruktion vergrößert der Vervielfacher 38 die Schwingungsfrequenz des Signals um das Dreifache gegenüber der von dem Verstärker 32 abgegebenen Frequenz. Wenn daher die ursprüngliche Frequenz des VCO 5 GHz betrug, so würde es dies ermöglichen, daß die resultierende Systemfrequenz (nach der Verwendung eines subharmonisch gepumpten Mischers) 30 GHz beträgt. Die Filter 40, 44 und der Verstärker 42 werden zur Verringerung der Störsignale und anderer unerwünschter Eigenschaften verwendet, die zu dem Signal als Ergebnis des Vervielfachers 38 hinzugefügt werden. Ein Problem bei dieser Realisierung besteht darin, dass die Filter 40, 44 und der Verstärker 42 nicht in der Lage sind, Störsignale und unerwünschte Mischprodukte vollständig zu beseitigen, die von dem Vervielfacher 38 als Ausgangssignal abgegeben werden, so daß diese nicht-idealen Eigenschaften an weitere Komponenten in dem System weitergeleitet werden, die das Schwingungssignal verwenden. Ein weiteres Problem ist der typische niedrige Wirkungsgrad von Vervielfachern, wie zum Beispiel des Vervielfachers 38, was zu einem hohen Stromverbrauch durch den Vervielfacher 38 in der Schaltung führen kann. Weiterhin tragen die zusätzlichen Bauteile 38, 40, 42, 44 auch zu der Bauteilanzahl und den Kosten für den Gesamt PLL-FS bei.
Eine weitere Technik, die zur Vergrößerung der von einem VCO abgegebenen Schwingungsfrequenz verwendet wird, besteht in dem Ersatz des üblichen VC-CRO 28 durch einen Oszillator, der mit einem anderen Resonatorbauteil als dem keramischen Koaxialresonator stabilisiert ist. Bei einer Realisierung ist dieser alternative Oszillator ein Oszillator mit einem dielektrischen Resonator (DRO), der es ermöglichen kann, dass Frequenzen von mehr als 20 GHz abgegeben werden. Ein DRO verwendet typischerweise weiterhin einen Colpitts- Oszillator, während ein dielektrischer Resonator anstelle des keramischen Koaxialresonators verwendet wird. Dielektrische Resonatoren bestehen aus einem Puck aus dielektrischem Material, der in einem Hohlraum eingeschlossen ist. Die physikalischen Abmessungen des Pucks legen den Frequenzbereich für einen DRO fest, während die Anordnung des Pucks innerhalb des Hohlraums kritisch für die Abstimmung der Mittenfrequenz ist. Einer der Hauptnachteile der DRO-Realisierung besteht in den Kosten des Abgleichs der Mittenfrequenz. Weil der Puck eines DRO bezüglich seiner Position innerhalb des Hohlraums empfindlich ist, ist der DRO insgesamt gegenüber Mikrophonie empfindlich, das heißt mechanischen Schwingungen des Resonatorgehäuses. Obwohl die Kosten der tatsächlichen Teile, die in einem DRO verwendet werden, niedrig sind, tragen die möglichen Probleme, die sich aus der Mikrophonie und der Frequenzzentrierung ergeben, beträchtliche Herstellungskosten zu einem DRO bei, weil speziell entwickelte Gehäuse erforderlich sind. Dies führt dazu, dass ein DRO derzeit ungefähr $ 500 bis 600 kostet. Andererseits kann ein gut bekannter CRO, wie er vorstehend beschrieben wurde, weniger als $ 10 kosten.
Eine weitere alternative Realisierung für den VCO nach 1 besteht in dem Ersatz des durch einen keramischen Koaxialresonator stabilisierten VC-CRO 28 durch einen mit Yttriumionen-Granat (YIG) stabilisierten Oszillator. Diese Oszillatoren können mit ausreichend hohen Frequenzen bei geringem Rauschen über die Abstimmbandbreite arbeiten. Leider gibt es eine Anzahl von unannehmbaren Nachteilen für ihre Verwendung. Einerseits ist die Abstimmung dieser YIG-Bauteile relativ langsam (eine Modulations-Bandbreite von 300 kHz gegenüber einer typischen Modulations-Bandbreite von 2 MHz für einen VC-CRO), und zwar aufgrund der Verwendung einer Induktivität innerhalb der Abstimmschaltung. Andere Nachteile schließen den hohen Stromverbrauch derartiger Oszillatoren und deren relativ hohen Kosten verglichen mit dem VC-CRO ein. Die minimalen Kosten für einen YIG-stabilisierten Oszillator betragen ungefähr $ 90. Aufgrund dieser Probleme werden YIG-stabilisierte Oszillatoren, mit Ausnahme von Messausrüstungen, selten in der Industrie verwendet.
Die Vorteile der Verwendung eines keramischen Koaxialresonators zur Stabilisierung eines Oszillators in einem PLL-Frequenzsynthesizer sind besonders deutlich, wenn er mit den vorstehend erläuterten alternativen Konstruktionen verglichen wird. Die einfache Konstruktion eines keramischen Koaxialresonators ist gegenüber Mikrophonie nicht empfindlich, weil es im Gegensatz zur dielektrischen Resonator-Realisierung keine Anordnungs- oder Hohlraum-Erfordernisse gibt. Weiterhin ist die Abstimmung eines VC-CRO ausreichend schnell, damit er in einer Vielzahl von Anwendungen verwendet werden kann, im Gegensatz zu der Abstimmung eines YIG-stabilisierten Oszillators. Ein Hauptvorteil, als Ergebnis der anderen Vorteile, besteht in der hohen Qualität der Betriebseigenschaften bei niedrigen Kosten. Der Nachteil ist, wie dies weiter oben erläutert wurde, die physikalische Beschränkung hinsichtlich der Größe eines Keramikresonators, wodurch weiterhin eine Beschränkung der erzielbaren Schwingungsfrequenz hervorgerufen wird.
Eine weitere wesentliche Beschränkung für die Gesamtkonstruktion eines CRO betrifft die Bauteile, die in dem PLL-FS verwendet werden, wie dies weiter unten beschrieben wird. Obwohl die Blockschaltbilder nach den 1 und 2 genau typische Blockschaltbilder für PLL-FS-Konstruktionen zeigen, sind in der Praxis bei PLL-FS-Konstruktionen normalerweise der erste Frequenzteiler 22, der Phasendetektor 24 und zumindest ein Teil des zweiten Frequenzteilers 36 in einem einzigen Bauteil kombiniert, das nachfolgend als ein PLL-Synthesizer-Chip bezeichnet wird. 3 zeigt ein modifiziertes Blockschaltbild nach 1 für den Fall, dass ein PLL-Synthesizer-Chip 45 den ersten Frequenzteiler 22, den Phasendetektor 24 und einen internen Frequenzteiler 46 beinhaltet. In diesem Fall ist der zweite Frequenzteiler 36 die Kombination des internen Frequenzteilers 46 und eines externen Frequenzteilers 47, der zwischen dem Koppler 30 und dem internen Frequenzteiler 46 eingeschaltet ist. Die Haupt-Ein/Ausgänge für diesen Synthesizer-PLL-Chip 45 schließen einen Bezugseingang von dem Quarzoszillator 20, einen Rückführungseingang von dem externen Frequenzteiler 47 und einen Ausgang an die Filterschleife 26 ein.
Ein wresentliches Problem der Gesamt-PLL-FS-Konstruktion nach 3 ergibt sich aus den Frequenz-Betriebsparametern bezüglich des Rückführungseingangs des PLL-Synthesizer-Chips 45, wobei dieser Betriebsparameter einen maximalen Frequenzpegel für den Rückführungseingang festlegt. Derzeit ist der maximale Frequenzpegel auf ungefähr 2,8 GHz festgelegt. Es wird erwartet, daß sich dieser Wert in den nächsten Jahren erhöht, beispielsweise auf Werte von 4,0 oder 6,0 GHz, und zwar aufgrund von Fortschritten in der Technologie. Leider begrenzt bei traditionellen Konstruktionen diese Beschränkung die Ausgangsfrequenz des CRO 28, sofern nicht ein Frequenzteiler, wie zum Beispiel der externe Frequenzteiler 47, zwischen dem CRO 28 und dem PLL-Synthesizer-Chip 45 eingefügt ist. Die Schwierigkeiten der Verwendung externer Frequenzteiler schließen die resultierende Vergrößerung des Phasenrauschens, die Kosten und die mechanische Größe des Gesamt-PLL-FS ein. Dieses vergrößerte Phasenrauschen ist besonders problematisch, weil der externe Frequenzteiler innerhalb der Rückführungsschleife angeordnet ist, wo der PLL-FS besonders empfindlich gegenüber Phasenrauschen ist.
Das US-Patent 5,373,260 offenbart eine Oszillator-Schaltung, die folgendes umfasst: N Koaxialresonatoren, wobei jeder der Koaxialresonatoren erste und zweite elektrische Anschlüsse aufweist, die an jeweiligen ersten und zweiten entgegengesetzten Enden des Koaxialresonators angekoppelt sind, wobei N größer als zwei ist; N Anschlußknoten, wobei jeder der Anschlußknoten zwischen unterschiedlichen zwei der Koaxialresonatoren angekoppelt ist; und N Koppel- Kondensatoren, die erste Enden, die mit jeweiligen der N Verbindungsknoten verbunden sind, und zweite Enden aufweisen, die miteinander an einem gemeinsamen Knoten verbunden sind, der weiterhin mit einem Abstimmkreis gekoppelt ist, der auf die N-te Harmonische abgestimmt ist; wobei im Betrieb eines der N-Schwingungssignale von jedem einen der N Anschlußknoten abgetastet wird, wobei die N Schwingungssignale eine gemeinsame Frequenz aufweisen, jedoch um 360° dividiert durch N phasenverschoben sind, und wodurch ein N-Ausgangs-Schwingungssignal mit einer Ausgangsfrequenz, die dem N-fachen der gemeinsamen Frequenz entspricht, an dem gemeinsamen Knoten im Betrieb erzeugt wird.
Es ist eine Realisierung für einen VCO erforderlich, die die Anforderungen an eine hohe Schwingungsfrequenz erfüllen kann, und gleichzeitig die Vorteile beibehält, die durch die Verwendung von keramischen Koaxialresonatoren erzielt werden. Eine derartige Konstruktion würde weiterhin die Beschränkungen in PLL-Synthesizer-Chips kompensieren, so dass keine externen Frequenzteiler erforderlich sein würden.
Die vorliegende Erfindung ergibt eine Oszillatorschaltung, die durch zumindest eine Verstärkungseinrichtung gekennzeichnet ist, die eine Phasenverschiebung vom Eingang zum Ausgang aufweist, und die parallel zu einem der N Koaxialresonatoren gekoppelt ist, wobei die kombinierte Verstärkung der zumindest einen Verstärkungseinrichtung größer als ein Verlust für die Oszillatorschaltung ist, wobei die Koaxialresonatoren in Serie in einem Ring derart gekoppelt sind, daß die elektrische Gesamtlänge der Koaxialresonatoren in dem Ring gleich 360° ist.
Die vorliegende Erfindung bildet eine neue Konfiguration für eine Oszillatorkonstruktion, die eine Anzahl von Koaxialresonatoren in einer Ringkonfiguration verwendet, statt wie bei einem typischen CRO, der einen einzigen Koaxialresonator mit einem Anschluss an einem Ende verwenden würde, der mit einer einen negativen Widerstand aufweisenden Zelle gekoppelt ist.
Im Betrieb führt die Konfiguration der Resonatoren in Kombination mit den Verstärkern parallel zu jedem Resonator vorzugsweise dazu, dass der Gesamtoszillator eine Anzahl von phasenverschobenen Signalen erzeugt, die bei ihrer Kombination ein eine höhere Frequenz aufweisendes Signal erzeugen können, als dies normalerweise unter Verwendung eines einzelnen Koaxialresonators mit gleicher Größe erzeugt werden kann. Gleichzeitig kann eines der einzelnen phasenverschobenen Signale in der PLL-FS-Konstruktion zurückgespeist werden, wodurch die Notwendigkeit von Frequenzteilern verringert wird, die in dem Fall erforderlich sind, wenn das eine höhere Frequenz aufweisende Signal zurückgespeist wird. Insgesamt kann der Anwendungsbereich für die vorteilhaften keramischen Koaxialresonatoren durch die Verwendung dieser Erfindung erweitert werden.
Gemäß einem anderen breiten Gesichtspunkt ist die vorliegende Erfindung ein Phasenregelschleifen-Frequenzsynthesizer (PLL-FS), der die Oszillatorschaltung gemäß der Erfindung einschließt. Vorzugsweise umfasst dieser Synthesizer weiterhin einen Quarzresonator, eine Phasenregelschleifen- (PLL-) Synthesizer-Komponente, einen Verstärker und ein aktives oder passives Schleifenfilter. Vorzugsweise ist kein Frequenzteiler zusätzlich zu dem erforderlich, der in der PLL-Synthesizer-Komponente enthalten ist.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die vorliegenden Figuren beschrieben, in denen:
1 ein Blockschaltbild ist, das eine gut bekannte Phasenregelschleifen-Frequenzsynthesizer- (PLL-FS-) Konfiguration zeigt;
2 ein Blockschaltbild ist, das die gut bekannte PLL-FS-Konfiguration nach 1 mit einer zusätzlichen Frequenzvervielfacherstufe zeigt;
3 ein Blockschaltbild ist, das die PLL-FS-Konfiguration nach 1 zeigt, wobei jedoch der Aufbau eines PLL-Synthesizer-Chips gezeigt ist,
4 ein ausführliches Schaltbild ist, das einen gut bekannten Colpitts-Oszillator unter Verwendung eines keramischen Koaxialresonators zeigt,
5A ein Schaltbild ist, das einen symmetrischen Oszillator unter Verwendung eines einzigen Resonators zeigt,
5B das Schaltbild nach 5A mit einer zusätzlichen Kaskoden-Transistor-Konfiguration ist,
6A und 6B ausführliche Darstellungen sind, die jeweilige Querschnitts- und Längsansichten eines keramischen Koaxialresonators zeigen,
6C und 6D ausführliche Darstellungen sind, die Längsansichten des Keramikresonators nach den 6A und 6B, jeweils mit einer gut bekannten Einzelanschluss-Konfiguration und einer Doppelanschluss-Konfiguration, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigen,
7 ein Schaltbild ist, das einen Push-Push-Oszillator zeigt,
8A und 8B graphische Darstellungen von möglichen Spannungs-Schwingungsformen sind, die von den Transistoren in den ersten und zweiten, einen negativen Widerstand aufweisenden Zellen nach 7 erzeugt werden,
8C eine graphische Darstellung einer möglichen Spannungs-Schwingungsform ist, die die in den 8A und 8B gezeigten Schwingungsformen kombiniert und den abgestimmten Kreis nach 7 ansteuert;
9 ein Schaltbild ist, das einen alternativen Push-Push-Oszillator zeigt,
10 ein Blockschaltbild ist, das den Push-Push-Oszillator nach 7 bei einer Realisierung in einer PLL-FS-Konfiguration zeigt, wobei der PLL-Synthesizer-Chip gezeigt ist,
11 ein Schaltbild ist, das einen Ring-Oszillator gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt,
12 ein Schaltbild ist, das einen Phasenschieber zeigt, der in dem Ring-Oszillator nach 11 realisiert ist,
13A, 13B, 13C und 13D graphische Darstellungen von möglichen Spannungs-Schwingungsformen sind, die jeweils an den Knoten A bis D in 11 erzeugt werden,
14A, 14B, 14C und 14D graphische Darstellungen von möglichen Schwingungsformen sind, die von den jeweiligen Step-Recovery-Dioden in 11B erzeugt werden,
15A eine graphische Darstellung einer möglichen Spannungs-Schwingungsform ist, die die in den 14A bis 14D gezeigten Schwingungsformen kombiniert, und die vorzugsweise den Abstimmkreis nach 11 ansteuert, und
15B eine graphische Darstellung einer Spannungs-Schwingungsform ist, die die Schwingungsformen nach den 13A bis 13D kombiniert und die alternativ den Abstimmkreis nach 11 ansteuert, ohne dass Step-Recovery-Dioden verwendet werden.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind auf Oszillatorkonstruktionen gerichtet, die hohe Schwingungsfrequenzen ermöglichen, während weiterhin keramische Koaxialresonatoren zur Stabilisierung der Oszillatoren verwendet werden, wodurch die Vorteile beibehalten werden, die sich bei diesen Resonatoren ergeben. Diese Oszillatorkonstruktionen sind vorzugsweise derart, dass wenn sie den gut bekannten VC-CRO 28 in 1 ersetzen, der PLL-FS nach 1 für Hochfrequenz-Anwendungen, wie zum Beispiel LMDS-Anwendungen, verwendet werden kann. In Ausführungsbeispielen erfordert die Verwendung der Oszillatorkonstruktionen keine Frequenzteiler zum Verringern der Frequenz, die als Eingangssignal dem PLL-Synthesizer-Chip zugeführt wird.
Die in den 5A, 5B, 7 und 9 gezeigten Oszillatorkonstruktionen kompensieren die Forderung hinsichtlich der minimalen Größe, die sich bei keramischen Koaxialresonatoren ergibt, indem ein einziger Resonator mit einem elektrischen Anschluss an jedem Ende verwendet wird, um zwei Einrichtungen zu stabilisieren, die im Betrieb so erscheinen, als ob sie negative Widerstände aufweisen, und die nachfolgend als Zellen mit negativem Widerstand bezeichnet werden. Wie dies weiter unten ausführlicher beschrieben wird, führt dies im wesentlichen effektiv dazu, dass der keramische Koaxialresonator im Betrieb in zwei Resonatoren unterteilt wird. Daher arbeitet der Resonator wie zwei Resonatoren mit der halben Größe des einzelnen Resonators, was zu einer Verdopplung der Resonanzfrequenz verglichen mit der typischen Frequenz führt, die mit dem einzelnen keramischen Koaxialresonator erzeugt wird.
Bei bevorzugten Ausführungsformen, die unter Bezugnahme auf die 11 bis 15 beschrieben werden, werden ähnliche Koaxialresonatoren mit elektrischen Anschlüssen an jedem Ende verwendet. Bei diesen bevorzugten Ausführungsformen wird anstelle der Verwendung eines einzelnen Resonators mit Enden, die mit jeweiligen einen negativen Widerstand aufweisenden Zellen gekoppelt sind, eine Vielzahl von Resonatoren zu einer Ringkonfiguration zusammengeschaltet, vorzugsweise zu einer Ringkonfiguration mit vier Resonatoren in einem Kreis. Vorzugsweise befindet sich parallel zu jedem Resonator ein Verstärker, der so abgestimmt ist, dass er Schwingungen hervorruft, wie dies weiter unten beschrieben wird.
Um die Erläuterung bezüglich des Betriebs der Oszillatoren gemäß der bevorzugten Ausführungsformen zu unterstützen, wird zunächst die Betriebsweise eines typischen Oszillators mit einer einzelnen einen negativen Widerstand aufweisenden Zelle und einem einzelnen Koaxialresonator ausführlich anhand der 4 beschrieben. In diesem Fall weist die einen negativen Widerstand aufweisende Zelle eine Colpitts-Konstruktion auf. Danach werden Oszillatoren mit mehr als einem Oszillator unter Verwendung eines einzelnen Resonators, unter Bezugnahme auf die 5A, 5B, 7, 9 und die bevorzugte Ausführungsform nach 11 beschrieben.
4 zeigt ein Schaltbild eines VC-CRO mit einer einen negativen Widerstand aufweisenden Zelle vom Colpitts-Typ, der unter Verwendung eines keramischen Koaxialresonators stabilisiert ist. Wie dies in 4 zu erkennen ist, umfasst der VC-CRO einen Transistor 50 mit einem mit einer Leistungsversorgung (V_CC), über einen die Impedanz kontrollierenden Widerstand 53 gekoppelten Kollektor, eine mit einem Knoten 52 gekoppelte Basis und einem mit einem Knoten 56 über einen Störunterdrückungswiderstand 54 gekoppelten Emitter auf. Der die Impedanz kontrollierende Widerstand 53 hält eine kontrollierte Impedanz an dem Kollektor des Transistors 50 aufrecht. Der Störunterdrückungswiderstand 54 vergrößert die Linearität der Transkonduktanz, die dem Transistor 50 entspricht, indem die Aufwärtswandlung des Basisband-Flackerrauschens verringert wird, das in dem Transistor 50 vorliegt, verringert jedoch außerdem die Verstärkung des Transistors.
Mit dem Knoten 56 ist ein erster Rückkopplungskondensator 58, der zwischen den Knoten 52 und 56 eingeschaltet ist, und ein zweiter Rückkopplungskondensator 60 verbunden, der zwischen dem Knoten 56 und Erde eingeschaltet ist, wobei diese Kondensatoren zusammen einen Kondensator-Teiler bilden, der die Schleifenverstärkung für den Oszillator bestimmt. Es sei festgestellt, dass der Transistor 50 und die Kondensatoren 58, 60 im Betrieb die grundlegenden Bauteile bilden, die in einer einen negativen Widerstand aufweisenden Zelle vom Colpitts-Typ erforderlich sind.
In der einen negativen Widerstand aufweisenden Zelle nach 4 ist weiterhin ein erster Vorspannwiderstand 68, der zwischen dem Knoten 52 und der Leistungsversorgung eingeschaltet ist, ein zweiter Vorspannwiderstand 70, der zwischen dem Knoten 52 und Erde eingeschaltet ist, ein Kondensator 72, der zwischen dem Kollektor des Transistors 50 und Erde gekoppelt ist, eine Drosselinduktivität 74, die mit den Knoten 56 verbunden ist, ein Widerstand 76, der zwischen der Drosselinduktivität 74 und Erde eingeschaltet ist, und ein Koppelkondensator 78 enthalten, der zwischen dem Knoten 56 und einem Ausgangsanschluss 80 der Schaltung angeschaltet ist. Die ersten und zweiten Vorspannwiderstände 68, 70 werden dazu verwendet, eine Vorspannung an der Basis des Transistors 50 aufrechtzuerhalten. Der Kondensator 72 stellt sicher, dass die Leistungsversorgung (V_CC) als Kurzschluss für das Hochfrequenz-Spektrum erscheint. Der Widerstand 76 stellt den Gleichstrom-Vorspannungspegel ein, während die Drosselinduktivität 74 im wesentlichen den Widerstand 76 von der Schaltung hinsichtlich des Hochfrequenz-Spektrums abschaltet. Insgesamt ist zu erkennen, dass die Bauteile 68, 70, 53, 54, 72, 74, 76 die richtige Betriebsweise des Transistors 50 und der Kondensatoren 58, 60 unterstützen.
Mit dem Knoten 52 ist weiterhin ein keramischer Koaxialresonator 62 und eine Frequenzabstimmeinrichtung 150 über einen Koppelkondensator 64 verbunden, und ein Phasenrauschen-Optimierungs-Kondensator 66 ist zwischen dem Knoten 52 und Erde angeschaltet. Der Koppelkondensator 64 bewirkt eine Ausrichtung der Impedanz-Ortskurve des Resonators 62 bei Resonanz mit der der Impedanz des übrigen Teils des Oszillators. Die Frequenz-Abstimmvorrichtung, die weiter unten beschrieben wird, steuert die Abstimmung der Schwingungsfrequenz für die Gesamtschaltung.
Es gibt zwei Bedingungen, die erfüllt sein müssen, damit die in 4 gezeigte Schaltung schwingt. Erstens muß die Gesamt-Schleifenverstärkung des Rückkopplungspfads für den Transistor 50, der die Kondensatoren 58, 60, den Widerstand 54, die dem Resonator 62 entsprechenden Verluste und die Last an dem Ausgangsknoten 80 umfasst, größer als Eins sein. Zweitens muss eine erste Reaktanz bei Betrachtung von dem Pfeil 82 aus komplex konjugiert zu einer zweiten Reaktanz bei Betrachtung von dem Pfeil 84 aus sein. Diese Zwangsbedingung zeigt an, dass die sich aus dem keramischen Koaxialresonator 62 und den Kondensatoren 64, 66 ergebende Reaktanz komplex konjugiert zu der Reaktanz sein muss, die sich aufgrund des Transistors 50 und der Kondensatoren 58, 60 (der einen negativen Widerstand aufweisenden Zelle) ergibt. Weil sich die Reaktanz dieser Bauteile mit der Frequenz ändert, tritt die Schwingungsfrequenz auf, wenn die Frequenz-/Reaktanzcharakteristiken der ersten und zweiten Reaktanz gleich und entgegengesetzt sind. Weil die Reaktanz des Transistors 50 als eine Funktion des Transistorrauschens schwankt, sollte die Steigung der Quellenfrequenz gegenüber der Reaktanzcharakteristik für den Resonator 62 (diese Steigung stellt den Q-Wert für den Resonator dar) hoch sein, um die Wirkung der Schwankungen der Reaktanz in dem Transistor 50 auf die Schwingungsfrequenz für die Gesamtschaltung zu verringern.
Wie dies weiter oben erwähnt wurde, schließt der VC-CRO nach 4 die Frequenzeinstelleinrichtung 150 ein, die zur Einstellung der Schwingungsfrequenz der Schaltung verwendet wird. In dem in 4 gezeigten Fall umfasst die Frequenzeinstellvorrichtung 150 einen Koppelkondensator 152, der zwischen dem elektrischen Anschluss des Resonators 62 und einem Knoten 154 eingeschaltet ist, eine Varaktordiode 156, deren Kathode mit dem Knoten 154 gekoppelt ist, und deren Anode mit der Erde gekoppelt ist, eine Drosselinduktivität, die zwischen dem Knoten 154 und einem Knoten 160 eingeschaltet ist, und einen Kondensator 162, der zwischen dem Knoten 160 und Erde eingeschaltet ist. Bei diesem Aufbau wird, wenn eine positive Abstimmspannung (V_TUNE) an dem Knoten 160 angelegt wird, die Diode 156 in Sperr-Richtung vorgespannt. Diese Vorspannung in Sperr-Richtung führt zu einer Vergrößerung des Verarmungsbereichs des Bauteils, was andererseits zu einer Verringerung der Kapazität der Diode 156 führt. Weil die Varaktordiode mit dem Resonator 62 über den Koppelkondensator 152 gekoppelt ist, ermöglicht die Einstellung der Kapazität der Diode die Regelung der Last auf den Resonator 62. Insgesamt ist es durch Ändern der Abstimmspannung (V_tune) möglich, die Lastimpedanz an dem Resonator 62 zu ändern, wodurch die Schwingungsfrequenz geändert wird.
Es sei bemerkt, daß ohne die Frequenzeinstelleinrichtung 150 der VC-CRO nach 4 nicht spannungsgesteuert sein würde. Es ist weiterhin verständlich, daß andere VC-CRO-Realisierungen andere Varaktordioden-Konfigurationen oder vollständig andere Techniken verwenden können, um die Schwingungsfrequenz des VC-CRO einzustellen.
Wie dies weiter oben erläutert wurde, ist die Schwingungsfrequenz, die dem VC-CRO nach 4 entspricht, aufgrund der physikalischen Bedingungen an dem keramischen Koaxialresonator 62 auf weniger oder gleich 5 GHz beschränkt.
5A zeigt ein Schaltbild einer Oszillatorkonstruktion, die einen einzigen Resonator für zwei symmetrische Oszillatoren nutzt. Bei dieser Realisierung umfasst die Oszillator-Konstruktion erste und zweite einen negativen Widerstand aufweisende Zellen 90a, 90b, die in diesem Fall jeweils vom Colpitts-Oszillator-Typ sind, und die mit elektrischen Anschlüssen an entgegengesetzten Enden eines einzigen Koaxialresonators 92 gekoppelt sind, in diesem Fall ein keramischer Koaxialresonator. Diese ersten und zweiten einen negativen Widerstand aufweisenden Zellen 90a, 90b ergeben in Kombination mit dem Resonator 92 erste bzw. zweite Oszillatoren, die erste und zweite Schwingungssignale S_OSC1(t), S_OSC2(t) abgeben.
Jede dieser einen negativen Widerstand aufweisenden Zellen 90a, 90b in 5A ist identisch zu der einen negativen Widerstand aufweisenden Zelle, die in 4 gezeigt ist. Effektiv arbeiten die Bauteile in diesem einen negativen Widerstand aufweisenden Zellen in ähnlicher Weise, wie die weiter oben für die gut bekannte, einen negativen Widerstand aufweisende Zelle nach 4 beschrieben wurde.
In 5A sind die ersten und zweiten einen negativen Widerstand aufweisenden Zellen 90a, 90b nach 5A symmetrisch, so dass sie in Anti-Phase arbeiten, das heißt, dass sie mit der gleichen Frequenz, jedoch mit einer Phasenverschiebung von angenähert 180° arbeiten. Dies bedeutet, dass der den Knoten 52 in der ersten einen negativen Widerstand aufweisenden Zelle 90a durchquerende Strom ansteigt, wenn der den Knoten 52 in der zweiten einen negativen Widerstand aufweisenden Zelle 90b durchquerende Strom abnimmt und umgekehrt. Dieser Anti-Phasen-Betrieb in den zwei einen negativen Widerstand aufweisenden Zellen führt dazu, dass der keramische Koaxialresonator 92 in einer Differenzbetriebsart arbeitet. Dieser Differenzbetriebsart-Betrieb unterteilt effektiv den Resonator 92 in erste und zweite Hälften 94a, 94b durch die Schaffung einer virtuellen Erde 96 am Mittelpunkt des Resonators 92.
Die Aufteilung des keramischen Koaxialresonators 92 in zwei Hälften 94a, 94b im Betrieb verringert die effektive Länge des Resonators, die jede einen negativen Widerstand aufweisende Zelle 90a, 90b stabilisiert, auf die Hälfte. Weil die physikalische Größe des keramischen Koaxialresonators umgekehrt proportional zur Resonanzfrequenz ist, besteht das Endergebnis in einer Verdopplung der Schwingungsfrequenz in den ersten und zweiten Oszillatoren. Somit haben die resultierenden Schwingungssignale S_OSC1(t), S_OSC2(t) an den Ausgangsanschlüssen 80 der ersten bzw. zweiten Oszillatoren eine Schwingungsfrequenz, die angenähert gleich dem Doppelten der Resonanzfrequenz ist, die normalerweise mit dem Resonator 92 erzielt wird, wenn er in dem VC-CRO nach 4 eingesetzt ist.
Ein Unterschied zwischen dem CRO nach 4 und der speziellen Realisierung der ersten und zweiten Oszillatoren, die in 5A gezeigt ist, besteht in dem Fortfall des Kondensators 66. Wenn die Schwingungsfrequenz unter Verwendung der vorliegenden Erfindung verdoppelt wird, steigt der Verlust aufgrund des Kondensators 66 an. Obwohl dieser Kondensator 66 den Q-Wert für den Resonator 92 vergrößern kann, wenn er zwischen dem Knoten 52 und Erde angekoppelt ist, ist er nicht in der in 5A gezeigten Konstruktion eingefügt, und zwar aufgrund der Verringerung der Schleifenverstärkung, die der Kondensator bei hohen Frequenzen hervorruft. Alternativ ist ein Kondensator zwischen dem Knoten 52 und Erde sowohl in dem ersten als auch dem zweiten Oszillator eingefügt. Die Verluste aufgrund der Kondensatoren könnten in diesen alternativen Reaslisierungen aufgrund der speziellen Konstruktions-Parameter, der Charakteristik der verwendeten Bauteile und/oder aufgrund der Tatsache annehmbar sein, dass die Oszillatoren bei niedrigeren Frequenzen betrieben werden.
Es sei bemerkt, dass ähnlich wie in 4 die ersten und zweiten Oszillatoren in 5A spannungsgesteuerte Oszillatoren sind. Wie dies in 5A gezeigt ist, ist eine Frequenzeinstelleinrichtung 180 mit beiden elektrischen Anschlüssen des Resonators 92 gekoppelt. Diese Frequenzeinstelleinrichtung 180 besteht vorzugsweise aus zwei der in 4 gezeigten Frequenzeinstelleinrichtungen 150, mit einer gemeinsamen Abstimmspannung (V_TUNE). Wie dies in 5A gezeigt ist, umfasst die Frequenzeinstelleinrichtung 180 für beide Hälften 94a, 94b des Resonators 92 einen Koppelkondensator 182, der zwischen einem der elektrischen Anschlüsse des Resonators 92 und einem Knoten 184 eingeschaltet ist, eine Varaktordiode 186, deren Kathode mit dem Knoten 184 verbunden ist und deren Anode mit Erde verbunden ist, eine Drosselinduktivität 188, die zwischen dem Knoten 184 und einem Knoten 190 eingeschaltet ist, und einen Entkopplungskondensator 192, der zwischen dem Knoten190 und Erde eingeschaltet ist. Die Koppelkondensatoren 182 verhindern, dass irgendwelche Verluste an den Varaktor-Dioden 186 den Resonator 92 belasten, während die Entkopplungskondensatoren 192 die Abstimmspannung (V_TUNE) bei niedrigen Frequenzen entkoppeln, um Störungen auf dem Abstimmsignal zu unterdrücken. Bei dieser Realisierung führt ähnlich wie dies vorstehend für die Einrichtung 150 beschrieben wurde, eine positive Abstimmspannung (V_TUNE) dazu, dass beide Dioden in Sperr-Richtung vorgespannt werden. Dies führt andererseits zu einer Vergrößerung ihrer entsprechenden Verarmungsbereiche und zu einer Verringerung ihrer Kapazität. Entsprechend kann die Abstimmspannung V_TUNE die Belastung beider Seiten des Resonators 92 regeln und schließlich die Schwingungsfrequenzen steuern, die den ersten und zweiten Oszillatoren entsprechen. Bei dieser Realisierung werden die Schwingungsfrequenzen für die ersten und zweiten Oszillatoren einander nachgeführt, weil es eine gemeinsame Abstimmspannung gibt. Bei alternativen Realisierungen könnten andere gut bekannte Techniken zur Einstellung der Frequenz eines Oszillators mit einer zugeführten Spannung in 5A anstelle der Frequenzeinstelleinrichtung 180 genutzt werden.
Obwohl die Ausgangsanschlüsse mit den Knoten 56, die Knoten niedriger Impedanz sind, in der Oszillatorkonstruktion nach 5A gekoppelt sind, ist zu erkennen, dass es andere mögliche Ausgangsanschluss-Positionen gibt. Beispielsweise könnten die Ausgänge der ersten und zweiten Oszillatoren an den Kollektoren der Transistoren 50 liegen. Weiterhin könnte die Ausgangsstufe für diese Oszillatoren eine Kaskoden-Ausführungsform umfassen, wie dies in 5B durch die Kaskoden-Einrichtungen 220a, 220b gezeigt ist, die mit den Kollektoren der Transistoren 50 in den ersten bzw. zweiten Oszillatoren gekoppelt ist. Diese Kaskoden-Einrichtungen umfassen in diesem Fall jeweils einen Transistor 222 mit einem mit einem Knoten 224 gekoppelten Kollektor, einer mit einem Knoten 226 gekoppelten Basis und einem Emitter, der mit dem Kollektor des entsprechenden Transistors 50 gekoppelt ist. In 5B ist der Knoten 224 weiterhin mit einem Ausgangsanschluss 228 über einen Koppelkondensator 230 gekoppelt, und eine Drosselinduktivität 232 ist zwischen dem Knoten 224 und einem mit der der Leistungsversorgung und einem geerdeten Kondensator 234 verbundenen Knoten eingeschaltet. Der Knoten 226 ist weiterhin mit einem ersten Vorspannwiderstand 236, der zwischen der Leistungsversorgung und dem Knoten 226 eingeschaltet ist, einem zweiten Vorspannwiderstand 238, der zwischen dem Knoten 226 und Erde eingeschaltet ist, und einem geerdeten Kondensator 240 verbunden. Kaskoden-Einrichtungen, wie zum Beispiel die Einrichtungen 220a, 220b in 5B werden dazu verwendet, eine niedrige Impedanz an dem Kollektor ihrer jeweiligen Transistoren 50 zu schaffen und weiterhin die Signalspannungsleistung ihrer jeweiligen Ausgangs-Schwingungssignale S_OSC1(t), S_OSC1(t) zu vergrößern, wodurch in manchen Fällen die Notwendigkeit einer weiteren Verstärkerstufe ersetzt wird.
Es sollte verständlich sein, dass die in 5A oder 5B gezeigte Oszillatorkonstruktion den Standard-VC-CRO nach 4 in den PLL-FS nach 1 ersetzen könnte. Diese Änderung verdoppelt effektiv die Schwingungsfrequenz des PLL-FS, ohne die Notwendigkeit von Frequenzverdopplern und/oder Filtern. Zumindest der Verstärker 32 nach 1 und/oder eine Kaskodenstufe nach 5B ist erforderlich, um den Ausgangsleistungspegel nach dem VC-CRO nach 5A zu erhöhen.
Die 6A und 6B zeigen Querschnitts- und Längsansichten 108 bzw. 110 eines typischen keramischen Koaxialresonators ohne daran angebrachte elektrische Anschlüsse. Der in den 6A und 6B gezeigte Resonator ist ein rechtwinkliges Prisma aus keramischem dielektrischem Material mit einer Bohrung 112, in diesem Fall einer kreisförmigen Bohrung, die in Längsrichtung durch den Resonator hindurchläuft. Dieser Resonator schließt erste und zweite Enden 114, 116 ein, in denen sich die Öffnungen der Bohrung 112 befinden, sowie vier andere außenliegende Längsoberflächen. 6C zeigt eine Längsansicht des Resonators nach 6A, wobei ein erster elektrischer Anschluss 118 an der Innenoberfläche der Bohrung 112 an dem ersten Ende 114 angebracht ist. Dieser Resonator ist typisch für die Realisierung des Resonators 62 in 4. Für diese Realisierung würden die längsgerichteten Außenoberflächen, die Innenoberflächen der Bohrung 112 und möglicherweise das zweite Ende 116 eine hinzugefügte Schicht aus leitendem Material aufweisen, wobei das leitende Material normalerweise ein Metall, wie zum Beispiel Kupfer oder Silber ist. Der erste elektrische Anschluss 118 könnte vorzugsweise an dem keramischen dielektrischen Material über die leitende Materialschicht an der Innenoberfläche der Bohrung 112 in der Nähe des ersten Endes 114 angebracht sein.
Eine Modifikation, die gemäß bevorzugter Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung gemäß 6D an dem üblichen keramischen Koaxialresonator, wie zum Beispiel dem Resonator 62 in 4 durchgeführt wird, ist die Hinzufügung eines zweiten elektrischen Anschlusses 120 an der zweiten Endobertläche 116. Die ersten und zweiten elektrischen Anschlüsse 118, 120 sind erforderlich, um den Resonator 92 mit den Kondensatoren 64 in den jeweiligen ersten und zweiten Oszillatoren nach den 5A und 5B anzuschließen. Dieser zweite elektrische Anschluss 120 ist vorzugsweise mit dem keramischen dielektrischen Material in einer ähnlichen Weise verbunden, wie der erste elektrische Anschluss 118, jedoch über die leitende Materialschicht auf der Innenoberfläche der Bohrung 112 in der Nähe des zweiten Endes 116. Alternativ wird eine andere Technik zum Anbringen der ersten und/oder zweiten elektrischen Anschlüsse verwendet, wie zum Beispiel Löten. Es sei bemerkt, daß die elektrischen Anschlüsse leitende Laschen oder weiterhin irgendein anderes Bauteil sein könnten, das es möglich macht, dass der Resonator 92 einen Teil eines Oszillators an jedem Ende 114, 116 bildet.
Obwohl der in den 6A bis 6D gezeigte keramische Koaxialresonator die Form eines rechtwinkligen Prismas hat und die Bohrung 112 als kreisförmig gezeigt ist, sollen diese Merkmale den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung nicht beschränken. Der Resonator kann eine andere Form aufweisen, die immer noch in geeigneter Weise in Resonanz kommen kann, solange die entgegengesetzten Enden des Resonators mit einen negativen Widerstand aufweisenden Zellen gekoppelt werden können. Beispielsweise könnte der Resonator ein zylindrisches Prisma sein und/oder keine Bohrung aufweisen, sondern lediglich eine leitende Verbindung zwischen den entgegengesetzten Enden des Resonators. Weiterhin sollte die Verwendung von keramischem dielektrischem Material in dem Koaxialresonator nicht den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung beschränken.
Irgendein anderes dielektrisches Material könnte das keramische Material ersetzen, obwohl derzeit ein keramisches Material aufgrund der besseren Betriebsleistungseigenschaften bevorzugt wird.
Eine weitere Oszillatorkonstruktion, die den keramischen Koaxialresonator nach 6D verwendet, ist in 7 gezeigt. Diese Konstruktion umfasst zwei symmetrische, einen negativen Widerstand aufweisende Zellen 90a, 90b, ähnlich denen, die weiter oben anhand der 5A beschrieben wurden, wobei diese Zellen mit dem Resonator 92a als erste und zweite Oszillatoren arbeiten, die gegeneinander um angenähert 180° phasenverschoben sind. Der Hauptunterschied zwischen den Realisierungen nach den 5A und 7 besteht in der Art und Weise der Abgabe der Schwingungssignale von dem Gesamtoszillator. Wie dies in 7 zu erkennen ist, wurden die Widerstände 53, Kondensatoren 72, Koppelkondensatoren 78 und Ausgangsanschlüsse 80 in den symmetrischen, einen negativen Widerstand aufweisenden Zellen 90a, 90b entfernt. Anstelle dieser Bauteile sind die den Transistoren 50 nach 7 entsprechenden Kollektoren miteinander an einem Knoten 98 verbunden und weiterhin mit einem Abstimmkreis 100 und einem Ausgangsanschluss 124 über einen Koppelkondensator 122 verbunden.
Der Abstimmkreis 100 umfasst vorzugsweise einen Kondensator 102, eine Induktivität 104 und einen Widerstand 106, die parallel zwischen der Leistungsversorgung und dem Knoten 98 angeschaltet sind. Dieser Abstimmkreis 100 ist auf die zweite harmonische Frequenz der Oszillatoren abgestimmt, was dem Doppelten der Schwingungsfrequenz entsprechend den ersten und zweiten Oszillatoren ist, um die Grundfrequenz zu unterdrücken und um die zweite Harmonische auszuwählen. Obwohl in 7 der Abstimmkreis 100 eine Anzahl von Bauteilen in Parallelschaltung umfasst, könnten alternativ andere Schaltungen, die eine bestimmte Abstimmfrequenz haben, verwendet werden, wie zum Beispiel eine einzige Induktivität oder eine Viertelwellen-Resonanzleitung.
Effektiv ist der einzelne Ausgang am Ausgangsanschluss 124 nach 7 eine Kombination der Schwingungssignale von den ersten und zweiten Oszillatoren, die gegeneinander um ungefähr 180° phasenverschoben sind. Die 8A und 8B zeigen graphische Darstellungen von möglichen Spannungs-Schwingungsformen, die von den Transistoren 50 in den ersten und zweiten, einen negativen Widerstand aufweisenden Zellen 90a bzw. 90b erzeugt werden. Weiterhin zeigt 8C eine mögliche Spannungs-Schwingungsform-Kombination der in den 8A und 8B gezeigten Schwingungsformen, wobei diese kombinierte Schwingungsform den Abstimmkreis 100 in 7 ansteuert. Wie dies in den 8A und 8B zu erkennen ist, sind die von den Transistoren 50 erzeugten Schwingungsformen begrenzte oder abgeschnittene sinusförmige Signale, die um 180° phasenverschoben sind. Die Begrenzung dieser Signale kann sich aufgrund der Tatsache ergeben, dass die Transistoren 50 in eine Kompression übergehen, weil die Signalspannung durch eine Leistungsversorgung begrenzt ist, oder aufgrund der Tatsache, dass die Transistoren 50 eine Zeitperiode abgeschaltet werden, während die Transistoren durch eine Begrenzung begrenzt werden. Das Ergebnis der Kombination der Spannungs-Schwingungsformen nach den 8A und 8B ist, wie dies in 8C gezeigt ist, eine Spannungs-Schwingungsform mit einer Gesamt-Schwingungsfrequenz, die gleich der doppelten Frequenz jedes der ersten und zweiten Oszillatoren ist. Diese Art von Schaltung, bei der zwei symmetrische Oszillatoren zwei gegenphasig begrenzte Signale mit einer ersten Frequenz erzeugen und die begrenzten Signale zur Erzeugung eines Signals mit einer zweiten Frequenz kombinieren, die gleich dem Doppelten der ersten Frequenz ist, ist als Push-Push-Oszillator bekannt. Wie dies in 7 gezeigt ist, kann die Verwendung einer Push-Push-Oszillator-Konstruktion eine Vervierfachung der resultierenden Schwingungsfrequenz verglichen mit der Resonanzfrequenz ermöglichen, die unter Verwendung des Resonators 92 in dem Oszillator nach 4 erzielt würde.
Obwohl sich die vorstehend beschriebenen Realisierungen von Oszillatoren sich auf einen negativen Widerstand aufweisende Zellen von einem Colpitts-Typ beziehen, könnten alternativ auch andere einen negativen Widerstand aufweisende Zellen verwendet werden. Es gibt viele gut bekannte Einrichtungen, die als einen negativen Widerstand aufweisende Zellen im Betrieb wirken, die mit jeder Seite eines Koaxialresonators gekoppelt werden können, um einen Oszillator zu bilden. Beispielsweise zeigt die 9 die Push-Push-Architektur nach 7, wobei die einen negativen Widerstand aufweisenden Zellen vom Colpitts-Typ durch alternative, einen negativen Widerstand aufweisende Zellen 300a, 300b ersetzt sind. In diesem Fall umfasst jede der einen negativen Widerstand aufweisenden Zellen 300a, 300b einen Transistor 302 mit einem mit einem Knoten 98 gekoppelten Kollektor (der weiterhin mit dem anderen Kollektor gekoppelt ist), eine mit einem Knoten 306 gekoppelte Basis und einen mit einem Knoten 308 gekoppelten Emitter. Die Knoten 308 sind jeweils weiterhin mit einem jeweiligen Ende des Resonators 92 über einen Koppelkondensator 64 gekoppelt. Die Knoten 306 sind weiterhin mit einer Induktivität 312 gekoppelt, die zwischen dem Knoten 306 und Erde angeschaltet ist, wobei ein erster Vorspannwiderstand 314 mit dem Knoten 306 und der Leistungsversorgung gekoppelt ist, und ein zweiter Vorspannwiderstand 316 zwischen dem Knoten 306 und Erde eingeschaltet ist. Die Emitter-Vorspannung in diesen einen negativen Widerstand aufweisenden Zellen 300a, 300b wird durch jeweilige Widerstände 318 erzielt, die von dem Hochfrequenzkreis durch jeweilige in Serie geschaltete Drosselinduktivitäten 320 isoliert sind. Die verbleibenden, in 9 gezeigten, Bauteile wurden weiter oben unter Bezugnahme auf andere Realisierungen beschrieben. Der Gesamtbetrieb des Push-Push-Oszillators nach 9 ist ähnlich der Konstruktion nach 7, jedoch mit einer unterschiedlichen Konfiguration für die symmetrischen, einen negativen Widerstand aufweisenden Zellen. Das Endergebnis ist ähnlich, das heißt eine Vervierfachung der Schwingungsfrequenz am Ausgangsanschluss 124, verglichen mit der üblichen Resonanzfrequenz für den Resonator 92, wenn er in einer Konstruktion nach 4 betrieben wird.
Die vorstehend anhand der 5A, 5B, 7 und 9 beschriebenen VCO's erzeugen Signale mit einer höheren Frequenz, als typische VCO's, die keramische Koaxialresonatoren mit ähnlichen Abmessungen verwenden. Diese eine höhere Frequenz aufweisenden Signale können die Notwendigkeit von Frequenz-Vervielfacher-Stufen nach dem VCO verringern, während immer noch die Verwendung von keramischen Koaxialresonatoren ermöglicht wird. Leider bleibt ein Hauptproblem, das verbleibt und tatsächlich hinsichtlich seiner Bedeutung zunimmt, bezüglich der Notwendigkeit von Frequenzteilern zur Verringerung der Frequenz des Rückführungssignals auf einen Wert, der die Zuführung an einen hinsichtlich seiner Frequenz beschränkten PLL-Synthesizer-Chip ermöglicht.
Dieses Problem kann in gewisser Weise durch die Abtastung der ersten oder zweiten Schwingungssignale S_OSC1(t), S_OSC2(t) nach 5A in der Push-Push-Oszillatorkonstruktion nach 7 gemildert werden. 10 ist ein Blockschaltbild, das den PLL-FS nach 3 in dem Fall zeigt, dass der VC-CRO 28 ein Push-Push-Oszillator ist, wobei eines der einzelnen Schwingungssignale S_OSC1(t), S_OSC2(t) (ähnlich wie in 5A) sowie das Gesamt-Schwingungssignal S_OSC(t) abgetastet wird. Wie dies in 10 gezeigt ist, umfasst der VC-CRO 28 logisch einen ersten Oszillator 350, der ein Signal S_OSC1(t) mit einer ersten Frequenz erzeugt, sowie einen zweiten Oszillator 352, der ein Signal S_OSC(t) mit einer zweiten Frequenz erzeugt, die dem Doppelten der ersten Frequenz entspricht. Entsprechend ist das Ausmaß der Frequenzteilung, die in dem externen Frequenzteiler 47 in diesem Fall erforderlich ist, um zwei reduziert, verglichen mit dem Fall, dass das die volle Frequenz aufweisende Signal S_OSC(t) für Rückführungszwecke verwendet würde. Diese Verringerung der Frequenzteilung kann zu einfacheren externen Teilern führen, was andererseits das Phasenrauschen, die Kosten und die mechanische Größe verringern kann, die sich bei derartigen Bauteilen ergibt. In manchen speziellen Fällen kann die Verwendung der vorstehend beschriebenen Technik für die Push-Push-Oszillator-Konstruktion zum vollständigen Fortfall der Notwendigkeit des externen Frequenzteilers 47 führen, in Abhängigkeit von den erforderlichen Konstruktionsmerkmalen und den Betriebsparametern des PLL-Synthesizer-Chips 45.
Eine weitere Oszillatorkonstruktion gemäß bevorzugter Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird nunmehr unter Bezugnahme auf 11 beschrieben. Bei dieser bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die Oszillatorkonstruktion ein erstes Ausgangssignal, das mit einem Frequenzbereich ähnlich dem der Push-Push-Oszillatorkonstruktion nach 7 abgetastet wird, sowie ein zweites Ausgangssignal auf, das mit einer Frequenz abgetastet wird, die einem Viertel der Frequenz des ersten Ausgangssignals entspricht. Die Abtastung dieses zweiten Ausgangssignals kann die Notwendigkeit eines externen Frequenzteilers verringern, wie dies weiter unten beschrieben wird, selbst verglichen mit der vorstehend beschriebenen Push-Push-Oszillatorkonstruktion.
Die Oszillatorkonstruktion nach 11 umfasst vier keramische Koaxialresonatoren 400, wobei jeder der Resonatoren eine elektrische Länge von einer Viertelwellenlänge, oder in anderen Worten eine elektrische Länge von 90° aufweist. Wie dies weiter unten beschrieben wird, ist die der elektrischen Länge entsprechende Wellenlänge umgekehrt proportional zu einem Viertel der Ausgangsfrequenz des Oszillators. Jeder dieser Resonatoren 400 ist hinsichtlich seiner Konstruktion ähnlich dem in 6D gezeigten Koaxialresonator, das heißt jeder Resonator umfasst elektrische Anschlüsse, die an jedem Ende angebracht sind. In diesem Fall kann eine elektromagnetische Schwingung den Resonator 400 von einem elektrischen Anschluss zum anderen durchlaufen, wobei eine Phasenverschiebung von 90° eingeführt wird. Wie dies in 11 gezeigt wird, sind die vier Resonatoren 400 in Serie in einer Ring-Konfiguration geschaltet, um eine Gesamt-Phasenverschiebung um den Ring herum von 360° einzuführen. In dieser Ringkonfiguration sind die elektrischen Anschlüsse an jedem Ende jedes Resonators 400 mit anderen elektrischen Anschlüssen von Resonatoren 400 in Serie geschaltet.
Wie dies in 11 gezeigt ist, ist ein Verstärker 402, der in Serie mit einem Phasenschieber 403 gekoppelt ist, weiterhin parallel zu jedem Resonator 400 eingeschaltet, was dazu führt, dass jedem Verstärker 402 eine Last dargeboten wird, die aus den vier Resonatoren 400 besteht. Jede dieser Kombinationen eines Verstärkers 402 und eines Phasenschiebers 403 ist vorzugsweise so ausgelegt, dass eine Phasenverschiebung von ungefähr 90° zwischen dem Eingang des Verstärkers 402 und dem Ausgang des Phasenschiebers 403 bei einer Frequenz eingeführt wird, die einem Viertel der Oszillator-Ausgangsfrequenz entspricht. Es sei bemerkt, dass der Verstärker 402 und der Phasenschieber 403 alternativ in der entgegengesetzten Reihenfolge angeordnet sein könnten oder in eine einzige Verstärkerkomponente mit einstellbarer Phase integriert werden könnte. Allgemein kann der Verstärker 402 oder die Kombination des Verstärkers 402 und des Phasenschiebers 403 als eine Verstärkungseinrichtung bezeichnet werden.
Die Phasenschieber 403 sind auf eine bestimmte Phasenverschiebung abgestimmt, die andererseits die Gesamtfrequenz des Oszillators innerhalb eines vorher festgelegten Bereichs einstellen kann, der durch die physikalische Länge der verwendeten Resonatoren bestimmt ist. Bei bevorzugten Ausführungsformen werden diese Phasenschieber 403 durch die Einfügung einer Abstimmspannung V_TUNE eingestellt, die die Phasenverschiebung modifiziert, die von der Kombination aus dem Verstärker 402 und dem Phasenschieber 403 geliefert wird.
12 ist ein Schaltbild eines Phasenschiebers 403 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform. Bei dieser Ausführungsform umfasst der Phasenschieber 403 zwei Varaktor-Dioden 450a, 450b, deren Anoden miteinander verbunden und weiterhin über eine Induktivität 452 mit Erde verbunden sind, während ihre Kathoden über Koppelkondensatoren 454a bzw. 454b mit jeweiligen Eingangs/Ausgangs-Knoten KNOTEN1, KNOTEN2 des Phasenschiebers 403 verbunden sind. Die jeweiligen Eingangs/Ausgangs-Knoten KNOTEN1, KNOTEN2 sind die jeweiligen Eingänge und Ausgänge des Phasenschiebers 403, obwohl zu erkennen ist, dass sie austauschbar sind. Der Phasenschieber 403 nach 12 umfasst weiterhin Widerstände 456a, 456b, die an einem Ende miteinander und mit einem Eingangsanschluss 458 für die Abstimmspannung V_TUNE verbunden sind, und die am anderen Ende mit den jeweiligen Kathoden der Varaktor-Dioden 450a, 450b verbunden sind, sowie einen Entkopplungskondensator 450, der zwischen dem Eingangsanschluss 458 für die Abstimmspannung V_TUNE und Erde angeschaltet ist. Die Koppelkondensatoren 454a, 454b verringern die Belastung irgendwelcher Verluste an den Varaktor-Dioden 450a, 450b auf die Resonatoren 400 oder die Verstärker 402. Der Entkopplungskondensator 460 bewirkt eine Entkopplung der Abstimmspannung V_TUNE bei niedrigen Frequenzen, um Störungen auf dem Abstimmsignal zu unterdrücken. Bei dieser Ausführungsform bewirkt eine positive Abstimmungspannung V_TUNE, dass beide Dioden 450a, 450b in Sperr-Richtung vorgespannt werden. Dies führt andererseits zu einer Vergrößerung ihrer entsprechenden Verarmungsbereiche und zu einer Verringerung ihrer Kapazität. Entsprechend kann die Abstimmspannung V_TUNE die Kapazitätsbelastung der den Phasenverschieber 403 durchlaufenden Signale regeln und als Ergebnis die Phasenverschiebung der Kombination aus dem Verstärker 402/des Phasenschiebers 403 steuern, wobei diese Phasenverschiebung schließlich die Schwingungsfrequenz für den Gesamtoszillator steuert.
Für jede Kombination aus Verstärker 402 und Phasenschieber 403 gibt es zwei Rückführungspfade. Der erste Rückführungspfad schließt den einzelnen 90°-Koaxialresonator 400 im Nebenschluß mit der speziellen Kombination aus Verstärker 402 und Phasenschieber 403 ein, während der zweite Rückführungspfad die drei anderen in Serie geschalteten Koaxialresonatoren im Nebenschluß mit der speziellen Kombination aus Verstärker 402 und Phasenschieber 403 einschließt. Die Kombination dieser drei Koaxialresonatoren in Serie führt eine Phasenverschiebung von 270° zwischen dem Eingang und Ausgang der Kombination aus Verstärker 402 und Phasenschieber 403 ein. Weil die Kombination des Verstärkers 402 und des Phasenschiebers 403 vorzugsweise ebenfalls eine Phasenverschiebung von angenähert 90° einführt, beträgt die Gesamt-Phasenverschiebung für eine Welle, die den zweiten Rückführungspfad durchläuft, angenähert 360°. Eine identische Situation ergibt sich für jede der anderen drei Kombinationen aus Verstärker und Phasenschieber, das heißt ein Rückführungspfad von 360° ergibt sich aus dem Aufbau nach 11. Unter der Voraussetzung, dass die kombinierte Verstärkung der Verstärker 402 die Verluste übersteigt, die die Oszillatorschaltung insgesamt erzeugt, kann ein Schwingungszustand in den Resonatoren 400 bei einem Frequenzbereich ausgebildet werden, der durch die physikalischen Abmessungen der Koaxialresonatoren 400 festgelegt ist.
Die Verwendung von vier Verstärkern 402 in der Schaltung nach 11 stellt sicher, dass ein die Resonatoren 400 durchlaufendes Schwingungssignal eine gleichförmig hohe Leistung über den gesamten Ring von Resonatoren 400 aufweist. Es sei bemerkt, dass selbst bei dem Fortfall eines oder mehrerer der Kombinationen aus Verstärker 402 und Phasenschieber 403 bei dem Oszillator nach 11 die Schwingungsbedingung immer noch erfüllt sein könnte, solange die kombinierte Verstärkung der verbleibenden Verstärker 402 immer noch den Verlust übersteigt, den die Oszillatorschaltung insgesamt hervorruft. Die Verringerung der Anzahl der Verstärker 402 in dem Oszillator nach 11 kann Kosten verringern und wird in vielen Fällen nicht zu einer wesentlichen Beeinträchtigung des Schwingungssignals an irgendeinem Punkt innerhalb des Rings von Resonatoren 400 führen.
Wie dies in 11 gezeigt ist, wird die Schwingungsmode, die in dem Ring von Resonatoren 400 ausgebildet wird, an jedem von vier Resonator-Anschlussknoten abgetastet, wobei dies die Knoten A bis D in 11 sind. Jeder Resonator-Anschlussknoten A bis D ist von dem nächsten durch einen der 90° Koaxialresonatoren getrennt. Somit sind die Phasenverschiebungen zwischen den vier Signalen, die an den Resonator-Anschlussknoten abgetastet werden, Faktoren von 90°. Die 12A, 12B, 12C und 12D zeigen graphische Darstellungen von möglichen Spannungs-Schwingungsformen, die jeweils an den Knoten A bis D im Betrieb des Oszillators nach 11 erzeugt werden. Wie dies zu erkennen ist, sind die an den Resonator-Anschlussknoten bei einer Ausführungsform erzeugten Schwingungsformen begrenzte oder abgeschnittene sinusförmige Signale, die gegeneinander um 90° phasenverschoben sind. Diese Begrenzung kann sich aus Begrenzungen innerhalb der Verstärker 402 ergeben, wie zum Beispiel möglicherweise Maximal/Minimalwerten für die Leistungsversorgungs-Anschlüsse und/oder Transistoren in den Verstärkern 402, die in die Kompression gehen. Die Verstärker 402 sind in diesem Fall alle derart vorgespannt, dass die Begrenzung an der gleichen Hälfte der Periode für die Signale an allen vier Resonator-Anschlussknoten A bis D auftritt, das heißt entweder die positive oder die negative Halbperiode. In anderen Fällen, wie dies weiter unten beschrieben wird, ist nur eine geringe oder keine Begrenzung in den abgetasteten Signalen erforderlich.
Wie dies weiterhin in 11 gezeigt ist, umfasst der Oszillator weiterhin vier Kopplungskondensatoren 404, die zwischen jeweiligen der Resonator-Anschlussknoten A bis D und jeweiligen Knoten 409 eingeschaltet sind, vier Vorspann-Widerstände 405, die zwischen einer negativen Spannungsquelle -V_E und jeweiligen der Knoten 409 angeschaltet sind, vier Entkopplungs-Kondensatoren 407, die zwischen dem Erdanschluss und jeweiligen der Knoten 409 angeschaltet sind, vier Impulserzeugungs-Induktivitäten 406, die zwischen jeweiligen der Knoten 409 und jeweiligen Knoten 411 eingeschaltet sind, vier Gleichspannungs-Sperrkondensatoren 410, die zwischen jeweiligen der Knoten 411 und einem Knoten 412 eingeschaltet sind, und vier Step-Recovery-Dioden, die jeweils eine mit dem Erdanschluss verbundene Anode und eine Kathode aufweisen, die mit einem jeweiligen der Knoten 411 gekoppelt ist. Weiterhin ist der Knoten 112, der mit jedem der Gleichspannungs-Sperrkondensatoren 410 gekoppelt ist, weiterhin mit einem Abstimmkreis 414 und über einen Koppelkondensator 422 mit einem Ausgangsanschluss 424 gekoppelt.
Die Abstimmkreis 414 ist vorzugsweise ähnlich dem Abstimmkreis 100 nach 7 und umfasst in diesem Fall einen Kondensator 416, eine Induktivität 418 und einen Widerstand 420, die parallel zwischen dem Erdanschluss und dem Knoten 412 eingeschaltet sind. Dieser Abstimmkreis 414 ist auf die vierte harmonische Frequenz oder Oberwelle der einzelnen Schwingungssignale abgestimmt, die in den 12A bis 12D gezeigt sind, um die Grundfrequenz zu unterdrücken und um die vierte Harmonische der Signale am Knoten 412 auszuwählen. Obwohl der Abstimmkreis 414 eine Anzahl von Bauteilen in Parallelschaltung umfasst, sollte dies nicht den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung beschränken. Alternativ könnten andere Schaltungen, die eine spezielle Abstimmfrequenz haben, verwendet werden, wie zum Beispiel eine einzelne Induktivität oder eine Viertelwellen-Resonanzleitung.
Bei der bevorzugten, in 11 gezeigten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung arbeiten die Impulserzeugungs-Induktivitäten 406 und die Impulsrückgewinnungs-Dioden 408 in Kombination als Kammfunktions-Generatoren, die eine Impulskette von Harmonischen erzeugen, die von dem Abstimmkreis 414 verwendet werden, um die gewünschte Harmonische oder Oberwelle „abzugreifen". Das Ergebnis dieser Betriebsweise besteht in wesentlich schmaler definierten Spannungsspitzen in den Schwingungssignalen an den Knoten 411 als die minimalen Einsenkungen, die in den 12A bis 12D jeweils für die Knoten A bis D gezeigt wurden. Die 13A, 13B, 13C und 13D zeigen mögliche Schwingungsformen nach 12A bis 12D, nachdem ein Step-Recovery-Betrieb ausgeführt wurde.
Es sei bemerkt, dass bei Verwendung der Step-Recovery-Dioden 408 die in den 12A bis 12D gezeigte Begrenzung reduziert oder fortgelassen werden kann, weil die Unterscheidung zwischen den Spannungsspitzen ausreichend deutlich ist. Diese Verringerung der Begrenzung kann es ermöglichen, dass die Resonatoren 400 für einen vergrößerten Anteil des Schwingungszyklus belastet werden, so dass die Güte Q vergrößert wird, die die Resonatoren 400 ergeben können, wodurch das Phasenrauschen verringert wird.
Die vier Schwingungssignale, die in den 13A bis 13D gezeigt sind, werden am Knoten 412 kombiniert. In diesem Fall unterdrückt, wie dies weiter oben beschrieben wurde, der Abstimmkreis 414 in erheblichem Ausmaß die Grundfrequenzsignale und die harmonischen Signale, die während der Kombination erzeugt werden, mit Ausnahme der vierten Harmonischen. Auf diese Weise hat die Frequenz der resultierenden Kombination eine Frequenz gleich dem Vierfachen der Schwingungsmode, die in dem Resonatorring ausgebildet wird. Ein Abtastprobenkombinations-Ergebnis am Knoten 412 ist in 14A für die Kombination der in den 13A bis 13D gezeigten Schwingungsformen gezeigt. Entsprechend arbeitet der Oszillator gemäß der bevorzugten in 11 gezeigten Ausführungsform mit einem Ausgangssignal S_OSC(t) mit einer Frequenz, die dem Vierfachen von dem entspricht, was übliche Oszillator-Konstruktionen mit dem gleichen keramischen Koaxialresonator erzielen können.
Zusätzlich könnte ein an einem der Resonator-Anschlußknoten A bis D erzeugtes Schwingungssignal zur Abtastung eines Schwingungssignals bei einem Viertel der Frequenz, verglichen mit der Gesamt-Ausgangsfrequenz des Oszillators, verwendet werden. Dies ist in 11 am Knoten D dargestellt. In diesem Fall koppelt ein Koppelkondensator 426 den Knoten D mit einem zweiten Ausgangsanschluss 428, der dazu verwendet werden kann, um ein eine niedrigere Frequenz aufweisendes Rückführungssignal S_OSC1(t) an den PLL-Synthesizer-Chip to senden, wobei dieses eine niedrigere Frequenz aufweisende Rückführungssignal ein Viertel der Ausgangsfrequenz am Anschluss 424 ist.
Obwohl die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die, wie vorstehend anhand der 11 beschrieben wurde, Step-Recovery-Dioden 408 verwendet, um den Wirkungsgrad bei der Erzeugung der vierten Harmonischen zu verbessern und um die Notwendigkeit einer Begrenzung an den Verstärkern 402 zu verringern, sind derartige Dioden nicht erforderlich. Beispielsweise könnten die Schwingungssignale an den Resonator-Anschlussknoten A bis D nach den 12A bis 12D am Knoten 412 ohne den Step-Recovery-Betrieb kombiniert werden. Ein Beispiel für eine derartige Schwingungsform, die durch eine derartige Kombination erzeugt werden könnte, ist in 14B gezeigt. In diesem Fall sind die Spannungsspitzen nicht so gut definiert, jedoch immer noch befriedigend. Die Vorteile der Nichtverwendung der Step-Recovery-Dioden beziehen sich auf die Verringerung der Kosten und des mechanischen Raums, während die Vorteile der Verwendung der Step-Recovery-Dioden sich auf den vergrößerten Wirkungsgrad beziehen, der sich aufgrund der gut definierten Spannungsspitzen ergibt, die dem Ausgangsresonanzkreis zugeführt werden können.
Die vorstehend beschriebene bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist speziell für die Verwendung von vier Resonatoren ausgelegt, die jeweils einen entsprechenden Verstärker und Phasenschieber aufweisen, die bei Konfiguration in einer Ringanordnung vier Quadratursignale erzeugen. Diese Quadratur-Signale vervierfachen bei ihrer Kombination die Frequenz eines gut bekannten Oszillators unter Verwendung eines Koaxialresonators mit identischen Abmessungen. Es sollte jedoch verständlich sein, dass die vorliegende Erfindung über diese spezielle Realisierung hinaus erweitert werden und sich auf Ringanordnungen mit mehr oder weniger Koaxialresonatoren und/oder Verstärker-/Phasenschieber-Kombinationen beziehen könnte. In einem Fall könnten lediglich drei Resonatoren verwendet werden, wobei zumindest einer der Resonatoren eine parallel geschaltete Verstärker-/Phasenschieber-Kombination hat. In diesem Fall würde jeder der Resonatoren vorzugsweise eine elektrische Länge von 120° haben, und der Verstärker oder die Verstärker in Kombination mit dem Phasenschieber bzw. den Phasenschiebern würden jeweils eine Phasenverschiebung von etwa 120° haben. Allgemein kann die Anzahl der Resonatoren von drei auf vier oder mehr vergrößert werden, solange die elektrische Gesamtlänge des Rings 360° beträgt und die kombinierte Verstärkung der Verstärker größer als die Verluste innerhalb der Gesamt-Oszillatorschaltung ist.
Vorzugsweise ist für den Fall von N Koaxialresonatoren die elektrische Länge für jeden einzelnen Koaxialresonator gleich 360° dividiert durch N. Weiterhin ist die Phasenverschiebung der Verstärker-/Phasenschieber-Kombinationen vorzugsweise jeweils etwa 360° dividiert durch N, obwohl dies durch die Abstimmspannung V_TUNE in bevorzugten Ausführungsformen eingestellt werden kann. In diesem Fall ist die Frequenz des Gesamtoszillators nach der Kombination von N abgetasteten Schwingungssignalen gleich dem N-fachen der Frequenz eines typischen Oszillators, der einen keramischen Koaxialresonator mit den gleichen Abmessungen verwendet.
Es sei bemerkt, daß die Realisierung von zwei Resonatoren nicht ideal arbeitet, und dass Realisierungen mit mehr als vier Koaxialresonatoren einen zunehmenden Bedarf für die Step-Recovery-Dioden haben, die bei der bevorzugten Ausführungsform nach 11 vorgesehen sind. Es sei weiterhin bemerkt, dass wie dies weiter oben erwähnt wurde, der Verstärker und der Phasenschieber zu einer einzigen Einrichtung kombiniert werden könnte, oder dass alternativ überhaupt kein Phasenschieber vorgesehen sein könnte, wie dies weiter unten für Oszillatoren beschrieben wird, die nicht spannungsgesteuert sind.
Ein Hauptvorteil der vorliegenden Erfindung besteht in der Möglichkeit der Vergrößerung einer Schwingungsfrequenz über die physikalischen Grenzen hinaus, die üblicherweise für einen keramischen Koaxialresonator angenommen wurden, wobei immer noch ein keramischer Koaxialresonator verwendet wird. Wenn er in der Push-Push-Oszillator-Konstruktion verwendet wird und das System weiterhin einen subharmonisch gepumpten Mischer zur Verdopplung der Frequenz hat, so kann die vorliegende Erfindung den Anwendungsbereich eines VC-CRO von angenähert 20 GHz (5 × 2 × 2) auf angenähert 40 GHz (5 × 2 × 2 × 2) vergrößern. In ähnlicher Weise kann bei Verwendung mit einer Ringoszillator-Konstruktion nach 11 und bei Einsatz eines subharmonisch gepumpten Mischers in dem System zum Verdoppeln der Frequenz, die vorliegende Erfindung den Anwendungsbereich für einen VC-CRO auf ungefähr 40 GHz vergrößern (5 × 4 × 2). Wenn mehr als vier Resonatoren verwendet werden, wie dies weiter oben beschrieben wurde, so kann die Schwingungsfrequenz noch weiter vergrößert werden.
Diese Vergrößerung der Frequenz ermöglicht es, bei Hochfrequenz-Anwendungen, wie zum Beispiel LMDS-Anwendungen, die erforderliche Frequenz zu erzielen, während immer noch die vorteilhaften keramischen Koaxialresonatoren verwendet werden. Alle die hier beschriebenen Vorteile der keramischen Koaxialresonatoren sind Vorteile der vorliegenden Erfindung, insbesondere wenn Anwendungen betrachtet werden, die Frequenzen von mehr als 20 GHz erfordern. Hinsichtlich der LMDS-Anwendungen kann der DRO mit derzeitigen Kosten von ungefähr $ 500 bis 600 durch einen Ringoszillator gemäß 11 bei Kosten von weniger als $ 20 ersetzt werden, unter der Annahme, dass ein subharmonisch gepumpter Mischer oder Frequenzverdoppler in dem System realisiert ist.
Selbst wenn die Vergrößerung der Frequenz, die sich aus der Realisierung der vorliegenden Erfindung ergibt, die Notwendigkeit einer Frequenz-Vervielfachungsstufe, ähnlich der wie sie in 2 gezeigt ist, nicht beseitigt, können sich immer noch Vorteile ergeben, wenn der erforderliche Frequenz-Vervielfachungsfaktor verringert wird. Dies ergibt sich allgemein daraus, dass der Umwandlungswirkungsgrad einer Vervielfacherstufe gleich Eins dividiert durch den Vervielfachungsfaktor ist. Weiterhin gibt es zwei allgemein verwendete Techniken zur Realisierung von Vervielfachern mit sich ändernden Nachteilen. Für Vervielfacherstufen, die lediglich eine Frequenzverdopplung erfordern, kann eine ein relativ geringes Phasenrauschen aufweisende Schottky-Sperrdiode verwendet werden, während, wenn relativ große Frequenzvervielfachungs-Operationen erforderlich sind, Step-Recovery-Dioden üblicherweise erforderlich sind, die das Gesamt-Phasenrauschen für den PLL-FS vergrößern. In diesem Fall der Verwendung einer Step-Recovery-Diode als Vervielfacherstufe wird eine Vielzahl der Harmonischen innerhalb der Spannungsimpulskette, die von der Step-Recovery-Diode erzeugt wird, von dem Abstimmkreis „abgegriffen", um die Frequenz zu vergrößern.
Ein weiterer Vorteil der in 11 gezeigten, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und in geringerem Ausmaß der Push-Push-Oszillator-Konstruktion ergibt sich aus dem eine niedrigere Frequenz aufweisenden Signal, das für die Rückführung abgetastet werden kann. Die Verringerung der minimalen Frequenz, die von der Oszillatorkonstruktion abgetastet werden kann, kann, wie dies weiter oben erläutert wurde, beträchtlich die Notwendigkeit von externen Frequenzteilern in einer PLL-FS-Realisierung verringern und damit das Phasenrauschen, die Kosten und die mechanische Größe verringern, die sich bei derartigen externen Frequenzteilern ergibt. Obwohl vorzugsweise die externen Frequenzteiler bei dem PLL-FS gemäß den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung fortgelassen sind, sei bemerkt, dass bei anderen Ausführungsformen derartige Frequenzteiler immer noch mit verringertem Teilerfaktor verwendet werden.
Ein weiterer Vorteil der in 11 gezeigten bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung betrifft eine Verringerung der Abstimmbandbreite, die verglichen mit traditionellen VCO-Konstruktionen erzielbar ist. Es ist zu erkennen, dass eine Änderung der Abstimmspannung für N kHz an einem der Verstärker 402 das gleiche Ergebnis auf die Ausgangsfrequenz hat, wie eine Änderung von 4 × N kHz mit der Abstimmspannung in einem traditionellen VCO, wie er in 4 gezeigt ist. Dies ist ein Vorteil für die Ringoszillator-Konstruktion nach 11, weil die Abstimmbandbreite des Oszillators im wesentlichen verringert wurde, was zu einer entsprechenden Verringerung des Phasenrauschens für den Oszillator führt.
Es sollte verständlich sein, dass obwohl die vorliegende Erfindung in einem System unter Verwendung eines keramischen Koaxialresonators zur Vergrößerung der Schwingungsfrequenz auf Werte oberhalb von 20 GHz verwendet werden kann, die vorliegende Erfindung auch in Realisierungen verwendet werden kann, die niedrigere Frequenzen erfordern. Die vorliegende Erfindung muss nicht mit dem eine minimale Größe aufweisenden keramischen Koaxialresonator oder mit irgendwelchen anderen Frequenz-Verdopplungstechniken betrieben werden. Es gibt mögliche Vorteile der vorliegenden Erfindung selbst bei diesen niedrigeren Frequenzen im Vergleich zu anderen Oszillator-Konstruktionen. Beispielsweise bestehen Vorteile bei der Verwendung größerer Resonatoren bei der Oszillator-Konstruktion nach 7, anstelle der Verwendung eines Resonators mit einem Viertel der Größe in einem üblichen CRO, wie er in 4 gezeigt ist. Einerseits kann der Gütefaktor Q des Resonators dadurch vergrößert werden, dass ein eine größere mechanische Größe aufweisender Resonator verwendet wird, der eine vergrößerte Menge an Energie speichern kann. Wenn größere Resonatoren in der Ring-Oszillator-Architektur der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwendet werden, und dann die vorstehend erläuterte Technik zur Verdopplung der Frequenz auf den interessierenden Wert verwendet wird, so wird der Q-Wert für die Resonatoren verbessert und das Phasenrauschen kann beträchtlich verringert werden. Zweitens besteht ein derzeitiger Nachteil mit symmetrischen oder Push-Push-Oszillator-Konstruktionen, wie sie weiter oben beschrieben wurden, darin, dass eine gemeinsam genutzte, isolierte Masse-Ebene erforderlich ist, um es zu ermöglichen, dass eine schwimmende Erde für die Resonatoren im Betrieb erzeugt wird. Die Notwendigkeit der isolierten Masse-Ebene ist ein Nachteil, den die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, wie sie in 11 gezeigt sind, nicht haben, weil die Resonatoren nach 11 keine derartige Erdung erfordern. Weiterhin ermöglicht es das Fehlen einer isolierten Masse- oder Erd-Ebene, dass die Außenseite der Resonatoren gemäß der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung geerdet wird, wodurch die Möglichkeiten der Herstellung verbessert werden.
Die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wurden als VC-CRO's beschrieben. Es ist zu erkennen, dass bei Fortfall der Phasenschieber 403 in 11 der Oszillator einfach ein CRO ohne Spannungssteuerung sein würde. In diesem Fall würde die Verstärkungseinrichtung lediglich die Verstärker 402 einschließen.
Obwohl die hier beschriebenen Oszillatorschaltungen der vorliegenden Erfindung bei der Grundbetriebsart der Resonatoren arbeiten, können die Schaltungen alternativ so ausgelegt werden, daß sie Schwingungen bei Moden höherer Ordnung der Resonatoren unterhalten.

Claims

Oszillatorschaltung mit: N Koaxialresonatoren (400), wobei jeder der Koaxialresonatoren erste und zweite elektrische Anschlüsse aufweist, die an jeweiligen ersten und zweiten entgegengesetzten Enden des Koaxialresonators angekoppelt sind, wobei N größer als zwei ist; N Verbindungsknoten (A, B, C, D), wobei jeder der Verbindungsknoten mit unterschiedlichen zwei der Koaxialresonatoren gekoppelt sind; und N Kopplungskondensatoren (404), die erste mit jeweiligen der N Verbindungsknoten gekoppelte Enden und zweite Enden aufweisen, die miteinander an einem gemeinsamen Knoten (412) gekoppelt sind, der weiterhin mit einem Abstimmkreis (414) gekoppelt ist, der auf die N-te Harmonische abgestimmt ist; wobei im Betrieb eines der N Schwingungssignale von jedem einen der N Verbindungsknoten (A, B, C, D) abgenommen wird, wobei die N Schwingungssignale eine gemeinsame Frequenz, jedoch eine Phasenverschiebung von 360° dividiert durch N aufweisen; und wodurch im Betrieb ein Ausgangs-Schwingungssignal (S_OSC(t)) mit einer Ausgangsfrequenz gleich dem N-fachen der gemeinsamen Frequenz an dem gemeinsamen Knoten erzeugt wird, gekennzeichnet durch zumindest eine Verstärkungseinrichtung (402, 403) mit einer Phasenverschiebung vom Eingang zum Ausgang, die parallel zu einem der N Koaxialresonatoren gekoppelt ist, wobei die kombinierte Verstärkung der zumindest einen Verstärkereinrichtung größer als ein Verlust für die Oszillatorschaltung ist; und wobei die Koaxialresonatoren (400) in Serie in einem Ring derart gekoppelt sind, daß die elektrische Gesamtlänge der Koaxialresonatoren in dem Ring gleich 360° ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, bei der die Phasenverschiebung, die der zumindest einen Verstärkereinrichtung entspricht, angenähert gleich der elektrischen Länge des Koaxialresonators ist, zu dem sie parallel ist.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 und 2, bei der die zumindest eine Verstärkungseinrichtung einen Verstärker umfasst, der ein Abstimmsignal empfängt, um die der Verstärkungseinrichtung entsprechende Phasenverschiebung einzustellen.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 und 2, bei der die zumindest eine Verstärkungseinrichtung einen Verstärker (402) und einen Phasenschieber (403) umfasst, die in Serie geschaltet sind, wobei der Phasenschieber (403) ein Abstimmsignal (V_TUNE) empfängt, das die der Verstärkungseinrichtung entsprechende Phasenverschiebung einstellt.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, bei der die zumindest eine Verstärkungseinrichtung N Verstärkungseinrichtungen umfasst, wobei jede der N Verstärkungseinrichtungen parallel zu einem jeweiligen der N Koaxialresonatoren gekoppelt ist, und wobei die kombinierte Verstärkung der N Verstärkungseinrichtungen größer als ein Verlust für die Oszillatorschaltung ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 5, bei der die jeder der N Verstärkungseinrichtungen entsprechende Phasenverschiebung angenähert gleich der elektrischen Länge ihres jeweiligen Koaxialresonators ist.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 5 und 6, bei der jede der N Verstärkungseinrichtungen einen Verstärker umfasst, der ein Abstimmsignal zur Einstellung der Phasenverschiebung empfängt, die der speziellen Verstärkungseinrichtung entspricht.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 5 und 6, bei der jede der N Verstärkungseinrichtungen einen Verstärker (402) und einen Phasenverschieber (403) umfaßt, die in Serie gekoppelt sind, wobei der Phasenschieber (403) ein Abstimmsignal (V_TUNE) empfängt, das die der speziellen Verstärkungseinrichtung entsprechende Phasenverschiebung einstellt.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, bei der N gleich drei ist, bei der jeder der Koaxialresonatoren eine elektrische Länge von 120° aufweist, und bei der die Phasenverschiebung für jeden der Verstärker angenähert 120° beträgt.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, bei der N gleich 4 ist, bei der jeder der Koaxialresonatoren eine elektrische Länge von 90° aufweist, und bei der die Phasenverschiebung für jeden der Verstärker angenähert 90° beträgt.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, bei der die N Koppelkondensatoren (404) weiterhin in Serie mit einer jeweiligen von N Induktivitäten (406) und N zweiten Kondensatoren (410) geschaltet sind, wobei die N zweiten Kondensatoren weiterhin miteinander an dem gemeinsamen Knoten (412) miteinander verbunden sind; wobei die Oszillatorschaltung weiterhin N Step-Recovery-Dioden (408) umfaßt, die eine mit einem Niedrigleistungsanschluß gekoppelte Anode und eine Kathode (411) aufweisen, die zwischen jeweiligen der N Induktivitäten und N zweiten Kondensatoren angeschaltet ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 11, die weiterhin N dritte Kondensatoren (407) umfaßt, wobei jeder der dritten Kondensatoren zwischen dem Niedrigleistungs-Anschluß und einem jeweiligen Knoten zwischen einem der Kopplungskondensatoren und seiner jeweiligen Induktivität angekoppelt ist.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 11 und 12, die weiterhin N Widerstände (405) umfaßt, wobei jeder der Widerstände zwischen einem zweiten Niedrigleistungs-Anschluß (-V_E) und einem jeweiligen Knoten zwischen einem der Koppelkondensatoren und seiner jeweiligen Induktivität angekoppelt ist, wobei der zweite Niedrigleistungs-Anschluß auf einer niedrigeren Leistung liegt, als der erste Niedrigleistungs-Anschluß.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 oder 11 bis 13, bei der einer der Verbindungsknoten (D) mit einem Rückführungsknoten (428) über einen Rückführungs-Koppelkondensator (426) gekoppelt ist, und bei der der gemeinsame Knoten (412) mit einem Ausgangsknoten (424) über einen Ausgangs-Koppelkondensator (422) gekoppelt ist.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 oder 11 bis 13, bei der die zumindest eine Verstärkungseinrichtung ein Abstimmsignal empfängt, das deren Phasenverschiebung einstellt.
Ein Phasenregelschleifen-Frequenzsynthesizer (PLL-FS), der eine Oszillatorschaltung nach Anspruch 15 beinhaltet, mit: einem Schwingquarzoszillator (20), der ein erstes Schwingungssignal erzeugt; einer Phasenregelschleifen- (PLL-) Synthesizer-Komponente (45), die mit dem Schwingquarzoszillator gekoppelt ist und das erste Schwingungssignal und ein zurückgeführtes Schwingungssignal empfängt und ein Fehlersignal erzeugt; einem Schleifenfilter (26), das mit der PLL-Synthesizer-Komponente gekoppelt ist, und das Fehlersignal empfängt und filtert, so dass lediglich das Basisbandsignal in einem gefilterten Signal verbleibt; und der Oszillatorschaltung, die mit dem Schleifenfilter gekoppelt ist und das gefilterte Signal als das Abstimmsignal empfängt, das Ausgangs-Schwingungssignal mit der Ausgangsfrequenz als Ausgangssignal abgibt und weiterhin eines der N Schwingungssignale mit der gemeinsamen Frequenz als das Rückführungs-Schwingungssignal als Ausgangssignal abgibt.
Ein PLL-FS nach Anspruch 16, der weiterhin einen Verstärker (32) umfasst, der mit der Oszillatorschaltung verbunden ist und das Ausgangs-Schwingungssignal empfängt und es verstärkt, um ein verstärktes Ausgangssignal für den PLL-FS zu erzeugen.
Ein Phasenregelschleifen-Frequenzsynthesizer (PLL-FS), der eine Oszillatorschaltung nach Anspruch 15 beinhaltet, mit: einem Schwingquarzoszillator (20), der ein erstes Schwingungssignal erzeugt; einer Phasenregelschleifen- (PLL-) Synthesizer-Komponente (45), die mit dem Schwingquarzoszillator gekoppelt ist, das erste Schwingungssignal und ein Rückführungs-Schwingungssignal empfängt und ein Fehlersignal erzeugt; einem Schleifenfilter (26), das mit der PLL-Synthesizer-Komponente gekoppelt ist und das Fehlersignal empfängt und filtert, wobei lediglich das Basisbandsignal in einem gefilterten Signal verbleibt; der Oszillatorschaltung, die mit dem Schleifenfilter gekoppelt ist und das gefilterte Signal als das Abstimmsignal empfängt und das Ausgangs-Schwingungssignal mit der Ausgangsfrequenz und eines der N Schwingungssignale mit der gemeinsamen Frequenz als Ausgangssignal abgibt; und einem Frequenzteiler (47), der zwischen der Oszillatorschaltung und der PLL-Synthesizerkomponente eingeschaltet ist, und das eine der N Schwingungssignale empfängt und dessen Frequenz reduziert, um das Rückführungs-Schwingungssignal zu erzeugen.