DE19810822C2 - Phasenregelvorrichtung - Google Patents
PhasenregelvorrichtungInfo
- Publication number
- DE19810822C2 DE19810822C2 DE19810822A DE19810822A DE19810822C2 DE 19810822 C2 DE19810822 C2 DE 19810822C2 DE 19810822 A DE19810822 A DE 19810822A DE 19810822 A DE19810822 A DE 19810822A DE 19810822 C2 DE19810822 C2 DE 19810822C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- frequency divider
- controlled oscillator
- conductor section
- voltage
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
- H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
- H03B19/06—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes
- H03B19/14—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source by means of discharge device or semiconductor device with more than two electrodes by means of a semiconductor device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1203—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier being a single transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
- H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION, OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/099—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION, OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/0014—Structural aspects of oscillators
- H03B2200/0028—Structural aspects of oscillators based on a monolithic microwave integrated circuit [MMIC]
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
- H03B2200/0034—Circuit elements of oscillators including a buffer amplifier
Abstract
Eine Phasenregel- bzw. -verriegelungsvorrichtung umfaßt einen spannungsgesteuerten Oszillator (10), einen Frequenzteiler (29) zur Frequenzteilung eines Ausgangs von dem spannungsgesteuerten Oszillator, einen Phasenvergleicher (4) für den Vergleich eines Ausgangs von dem Frequenzteiler mit einer Phase eines Referenzsignals, und eine Steuereinrichtung (17) zur Steuerung der Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators auf der Basis eines Ausgangs von dem Phasenvergleicher. Der spannungsgesteuerte Oszillator und der Frequenzteiler sind auf einem einzigen integrierten Schaltungschip ausgebildet, und der Eingangsanschluß des Frequenzteilers ist mit einem kurzen Leiterabschnitt (21, 22, 24) verbunden, der ein freies Ende hat, das mit dem spannungsgesteuerten Oszillator verbunden ist.
Description
Die Erfindung betrifft eine Phasenregel- bzw. -verriege
lungsvorrichtung, und insbesondere eine Phasenregel- bzw.
-verriegelungsvorrichtung, die in geeigneter Weise für einen
Synthetisierer bzw. Frequenzaufbereiter zum Synthetisieren
bzw. Aufbereiten von Frequenzen über das GHz-Band verwendet
werden kann.
Generell wird eine Phasenregel- bzw. -verriegelungsschaltung
häufig als Synthetisierer für das Aufbereiten einer beliebi
gen Frequenz durch Verwendung eines spannungsgesteuerten Os
zillators in verschiedenen Komunikationseinrichtungen einge
setzt, wobei die Frequenz eines Referenzoszillators als Re
ferenz dient.
Fig. 1 zeigt eine Phasenregel- bzw. -verriegelungsschaltung,
die als ein Frequenzsynthetisierer bzw. -aufbereiter ausge
bildet ist.
Wie aus Fig. 1 hervorgeht, vergleicht ein Phasenvergleicher
4 einen Ausgang von einem Frequenzteiler 2 zur Frequenztei
lung eines Ausgangs von einem spannungsgesteuerten Oszilla
tor 1 nach 1/n mit einem Ausgang eines hochpräzisen Refe
renzoszillators 3 und gibt ein Signal entsprechend der Pha
sendifferenz zwischen dem Ausgang des Frequenzteilers 2 und
dem Ausgang des Referenzoszillators 3 aus.
Das Signal entsprechend der Phasendifferenz wird als eine
Steuerspannung über ein Tiefpaßfilter 5 an den spannungs
gesteuerten Oszillator 1 angelegt.
In diesem Fall wird ein Signal, das eine Frequenz n . f hat,
die durch eine Schwingungsfrequenz f des Referenzoszillators
3 und ein Frequenzteilungsverhältnis n bestimmt ist, von dem
Ausgang des frequenzgesteuerten Oszillators 1 erhalten. Es
ist anzumerken, daß der Ausgang des spannungsgesteuerten Os
zillators 1 mittels eines Pufferverstärkers 6, wie durch die
gestrichelte Linie angedeutet, extrahiert werden kann.
Wenn eine solche Phasenregelschaltung in einem MIC (Mikro
wellen-IC) ausgebildet werden muß, werden der spannungs
gesteuerte Oszillator 1 und der Frequenzteiler 2 durch ver
schiedene IC-Chips gebildet, um diese so zu optimieren, daß
sich die Charakteristiken der Komponenten nicht gegenseitig
beeinflussen. Der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszilla
tors 1 wird in zwei Komponenten zerlegt. Eine Komponente
wird an die Ausgangsseite geführt, und die andere Komponente
wird in den Frequenzteiler 2 eingegeben.
Bei dieser Anordnung wird in einer Phasenregelschaltung, die
bei einer hohen Frequenz im GHz-Band oder darüber arbeitet,
ein Ausgang von einem spannungsgesteuerten Oszillator 1
durch eine Hybridschaltung 7, d. h. einen Leistungsteiler, an
die Ausgangsseite und einen Frequenzteiler 2 verteilt, und
die Leistungsanpassung wird, wie in Fig. 2 gezeigt, an der
Eingangsseite des Frequenzteilers 2 vorgenommen.
In dieser Anordnung muß jedoch die Ausgangsleistung des
spannungsgesteuerten Oszillators 1 größer gewählt werden als
diejenige, die tatsächlich als Ausgang von der Leistungskom
ponente an den Eingangsanschluß des Frequenzteilers 2 abge
geben werden muß, was zu einer Verringerung der Effizienz
führt.
Außerdem wird dann, wenn die Hybridschaltung 7 als ein
Element für die Verteilung eines Ausgangs des
spannungsgesteuerten Oszillators 1 an die Ausgangsseite und
den Frequenzteiler 2 verwendet wird, der Umfang des Elements
groß. Wenn ein Leistungsteiler verwendet wird, steigt der
Leistungsverlust an. Infolgedessen muß die Ausgangsleistung
des spannungsgesteuerten Oszillators 1 weiter gesteigert
werden.
Dies bedeutet, daß bei der herkömmlichen
Phasenregelvorrichtung, da die Ausgangsleistung des
spannungsgesteuerten Oszillators sowohl an den Ausgang als
auch an den Frequenzteiler verteilt werden muß, eine hohe
Ausgangsleistung bereitgestellt werden muß. Wenn eine
Hybridschaltung für die Leistungsverteilung verwendet wird,
nimmt die Größe des Elements zu. Wenn ein Leistungsteiler
verwendet wird, nimmt die Verlustleistung zu.
Weitere spannungsgesteuerte Oszillatoren, die z. T. auf einem
einzelnen Halbleiterchip ausgebildet sind, sind in "A 2-Ghz 6 mW
BiCMOS Frequency Synthesizer", IEEE Journal of Solid-State
Circuits, Band 30, Nr. 12, 1995, Seiten 1457-1462 von T. S.
Aytur und B. Razavi, in "A Compact Full MMIC Module for Ku-
Band Phase Locked Oscillators", IEEE Transactions on
Microwave Theory and Techniques, Band 37, Nr. 4, 1989, Seiten
723-728 von Takashi Ohira u. a., in "GaAs-Monolithic IC's for
an X-Band PLL-Stabilized Local Source", IEEE Transactions on
Microwave Theory and Techniques, Band 34, Nr. 6, 1986, Seiten
707-713 von M. Madihian und K. Honjo sowie in "The Pulling
Performance of a Monolithic VCO", Mikrowellen und HF-Magazin,
Band 16, Nr. 2, 1990, Seiten 162-163 von A. M. Böifot und Ö.
Pedersen veröffentlicht.
Die Erfindung entstand vor dem Hintergrund der oben
beschriebenen Situation, und sie hat die Aufgabe, eine
Phasenregelvorrichtung bereitzustellen, die die
Ausgangsleistung eines spannungsgesteuerten Oszillators
verringern kann, wobei eine hohe Leistungsfähigkeit erhalten
bleibt.
Die oben genannte Aufgabe wird durch eine Vorrichtung nach
Anspruch 1, 2, 3 oder 12 gelöst. Die abhängigen Ansprüche
beziehen sich auf weitere vorteilhafte Aspekte der Erfindung.
Entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird
eine Phasenregelvorrichtung gemäß dem ersten Gesichtspunkt
bereitgestellt, die des weiteren einen Pufferverstärker zum
Verstärken eines Ausgangs von dem spannungsgesteuerten Os
zillator aufweist,
wobei der kurze Leiterabschnitt ein solcher Leiterabschnitt
für das Anlegen einer Vorspannung an den Pufferverstärker
ist.
Entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird
eine Phasenregelvorrichtung gemäß dem ersten Gesichtspunkt
bereitgestellt,
bei der der Eingangsanschluß des Frequenzteilers in einem
Abstand von nicht mehr als λ/8 von einem kurzen Ende des
kurzen Leiterabschnitts angeschlossen ist, wenn eine Wel
lenlänge bei einer Schwingungs-Mittenfrequenz des spannungs
gesteuerten Oszillators durch λ dargestellt ist.
Entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird
eine Phasenregelvorrichtung gemäß dem ersten Gesichtspunkt
bereitgestellt,
bei der der kurze Leiterabschnitt über einen Kondensator an
Masse gelegt ist.
Entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird
eine Phasenregelvorrichtung gemäß dem ersten Gesichtspunkt
bereitgestellt,
bei der der kurze Leiterabschnitt eine Länge von λ/4 hat,
wenn eine Wellenlänge bei einer Schwingungs-Mittenfrequenz
des spannungsgesteuerten Oszillators durch λ dargestellt
ist.
Entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird
eine Phasenregelvorrichtung gemäß dem ersten Gesichtspunkt
bereitgestellt, die des weiteren einen Kondensator zur Ab
trennung einer Gleichspannungskomponente eines Ausgangs von
dem spannungsgesteuerten Oszillator aufweist.
Entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird
eine Phasenregelvorrichtung gemäß dem ersten Gesichtspunkt
bereitgestellt,
bei dem der kurze Leiterabschnitt eine Länge von 3 λ/8 hat,
wenn eine Wellenlänge bei einer Schwingungs-Mittenfrequenz
des spannungsgesteuerten Oszillators durch λ dargestellt
ist.
Entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird
eine Phasenregelvorrichtung bereitgestellt, die umfaßt:
einen spannungsgesteuerten Oszillator;
einen Frequenzteiler zur Frequenzteilung eines Ausgangs von dem spannungsgesteuerten Oszillator;
einen Phasenvergleicher zum Vergleich eines Ausgangs von dem Frequenzteiler mit einer Phase eines Referenzsignals; und
eine Steuereinrichtung zur Steuerung einer Schwingungsfre quenz des spannungsgesteuerten Oszillators auf der Basis eines Ausgangs des Phasenvergleichers,
wobei der spannungsgesteuerte Oszillator und der Frequenz teiler in einem einzigen integrierten Schaltungschip ausgebildet sind und über ein erstes Induktivitätselement mit dem spannungsgesteuerten Oszillator verbunden sind.
einen spannungsgesteuerten Oszillator;
einen Frequenzteiler zur Frequenzteilung eines Ausgangs von dem spannungsgesteuerten Oszillator;
einen Phasenvergleicher zum Vergleich eines Ausgangs von dem Frequenzteiler mit einer Phase eines Referenzsignals; und
eine Steuereinrichtung zur Steuerung einer Schwingungsfre quenz des spannungsgesteuerten Oszillators auf der Basis eines Ausgangs des Phasenvergleichers,
wobei der spannungsgesteuerte Oszillator und der Frequenz teiler in einem einzigen integrierten Schaltungschip ausgebildet sind und über ein erstes Induktivitätselement mit dem spannungsgesteuerten Oszillator verbunden sind.
Entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird
eine Phasenregelvorrichtung gemäß dem achten Gesichtspunkt
bereitgestellt, die des weiteren eine Übertragungsleitung
enthält, die mit einem Ende mit dem ersten Induktivitäts
element verbunden und mit dem anderen Ende an Masse gelegt
ist.
Entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird
eine Phasenregelvorrichtung gemäß dem neunten Gesichtspunkt
bereitgestellt,
bei der das andere Ende der Übertragungsleitung über einen
Gleichspannungs-Sperrkondensator an Masse gelegt ist.
Entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird
eine Phasenregelvorrichtung gemäß dem neunten Gesichtspunkt
bereitgestellt,
bei der die Übertragungsleitung eine Länge von nicht mehr
als λ/8 hat, wenn eine Wellenlänge bei einer Schwingungs-
Mittenfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators durch λ
dargestellt ist.
Entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird
eine Phasenregelvorrichtung gemäß dem achten Gesichtspunkt
bereitgestellt, die des weiteren einen Kondensator zum Ab
trennen einer Gleichspannungskomponente eines Ausgangs von
dem spannungsgesteuerten Oszillator umfaßt.
Entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird eine
Phasenregelvorrichtung gemäß dem achten Gesichtspunkt be
reitgestellt, die des weiteren ein zweites Induktivitäts
element umfaßt, das mit einem Ende mit dem ersten Induktivitätselement
verbunden und mit dem anderen Ende an Masse
gelegt ist.
Entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird eine
Phasenregelvorrichtung bereitgestellt, die umfaßt:
einen spannungsgesteuerten Oszillator;
einen Frequenzteiler zur Frequenzteilung eines Ausgangs von dem spannungsgesteuerten Oszillator;
einen Phasenvergleicher zum Vergleich eines Ausgangs von dem Frequenzteiler mit einer Phase eines Referenzsignals; und
eine Steuereinrichtung zur Steuerung einer Schwingungsfre quenz des spannungsgesteuerten Oszillators auf der Basis eines Ausgangs des Phasenvergleichers,
wobei der spannungsgesteuerte Oszillator und der Frequenz teiler in einem einzigen integrierten Schaltungschip ausge bildet sind, und ein Eingangsanschluß des Frequenzteilers mit einem Punkt verbunden ist, an dem für einen Verstärker des spannungsgesteuerten Oszillators Variationen in der Im pedanz, von einem Verstärker des spannungsgesteuerten Oszil lators aus gesehen, auf der Frequenzteilerseite unterdrückt werden.
einen spannungsgesteuerten Oszillator;
einen Frequenzteiler zur Frequenzteilung eines Ausgangs von dem spannungsgesteuerten Oszillator;
einen Phasenvergleicher zum Vergleich eines Ausgangs von dem Frequenzteiler mit einer Phase eines Referenzsignals; und
eine Steuereinrichtung zur Steuerung einer Schwingungsfre quenz des spannungsgesteuerten Oszillators auf der Basis eines Ausgangs des Phasenvergleichers,
wobei der spannungsgesteuerte Oszillator und der Frequenz teiler in einem einzigen integrierten Schaltungschip ausge bildet sind, und ein Eingangsanschluß des Frequenzteilers mit einem Punkt verbunden ist, an dem für einen Verstärker des spannungsgesteuerten Oszillators Variationen in der Im pedanz, von einem Verstärker des spannungsgesteuerten Oszil lators aus gesehen, auf der Frequenzteilerseite unterdrückt werden.
Weitere Vorteile der Erfindung werden in der
folgenden Beschreibung dargelegt und werden zum Teil aus der
Beschreibung verständlich oder können durch Anwendung der
Erfindung erkannt werden. Die Aufgabe und die Vorteile der
Erfindung werden anhand der in den anschließenden Ansprüchen
besonders dargelegten Mittel und Kombinationen offensicht
lich und deutlich.
Die beigefügte Zeichnung, die in die Beschreibung einbezogen
ist und Bestandteil derselben bildet, gibt gegenwärtig be
vorzugte Ausführungsformen der Erfindung wieder, und dient
in Verbindung mit der oben gegebenen allgemeinen Beschreibung
und der nachstehenden ausführlichen Beschrei
bung der bevorzugten Ausführungsformen zur Erklärung der
Prinzipien der Erfindung.
In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm zur Darstellung der grundlegen
den Anordnung einer herkömmlichen Phasenregel-
bzw. -verriegelungsschaltung;
Fig. 2 ein Blockdiagramm zur Darstellung der Anordnung
einer herkömmlichen Hochfrequenz-Phasenregel
schaltung;
Fig. 3A ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Phasen
regel- bzw. -verriegelungsvorrichtung gemäß einer
Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 3B eine Darstellung eines spannungsgesteuerten Oszil
lators und eines Frequenzteilers in der Phasenre
gelvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform
der Erfindung;
Fig. 4 ein Schaltbild zur Darstellung eines dynamischen
Frequenzteilers, wie er in der ersten Stufe eines
Frequenzteilers der ersten Ausführungsform verwen
det wird;
Fig. 5 ein Diagramm zur Darstellung der Empfindlichkeits
charakteristika der Eingangsspannung des dynami
schen Frequenzteilers;
Fig. 6 eine Ansicht zur Darstellung einer Phasenregelvor
richtung gemäß der zweiten Ausführungsform der Er
findung;
Fig. 7 eine Ansicht zur Darstellung einer Phasenregelvor
richtung gemäß der dritten Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 8 eine Ansicht zur Darstellung einer Phasenregelvor
richtung gemäß der vierten Ausführungsform der Er
findung; und
Fig. 9 eine Ansicht zur Darstellung einer Phasenregelvor
richtung gemäß der fünften Ausführungsform der Er
findung.
Im folgenden werden Ausführungsformen der vorliegenden Er
findung unter Bezug auf die beigefügte Zeichnung beschrie
ben.
Fig. 3A ist ein Blockdiagramm, das eine Phasenregel- bzw.
-verriegelungsvorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
Wie in Fig. 3A gezeigt, vergleicht ein Phasenvergleicher 4
einen Ausgang von einem Frequenzteiler 2, der einen Ausgang
von einem spannungsgesteuerten Oszillator 10 im Verhältnis
1/n teilt, mit einem Ausgang von einem hochgenauen Referenz
oszillator 3, und gibt ein Signal entsprechend der Phasen
differenz zwischen dem Ausgang des Frequenzteilers 2 und dem
Ausgang von dem Referenzoszillator 3 aus.
Das der Phasendifferenz entsprechende Signal wird als eine
Steuerspannung über ein Tiefpaßfilter 5 an den spannungsge
steuerten Oszillator 10 geliefert.
In diesem Fall wird ein Signal mit einer Frequenz von n . f,
die durch eine Schwingungsfrequenz f des Referenzoszillators
3 und ein Frequenzteilungsverhältnis n bestimmt wird, aus
dem Ausgang von dem spannungsgesteuerten Oszillator 10 er
halten. Außerdem ist der Eingangsanschluß des Frequenzteilers
2 über eine Übertragungsleitung 27 und einen Gleich
spannungs-Sperrkondensator 28 mit einem Abschnitt in der
Nähe des kurzen Endes eines kurzen Leiterabschnitts 22 zum
Anlegen einer Kollektorvorspannung des spannungsgesteuerten
Oszillators 10 verbunden. Es ist anzumerken, daß, wie durch
die gestrichelte Linie angedeutet, der Ausgang von dem span
nungsgesteuerten Oszillator 10 über einen Pufferverstärker 6
erzeugt werden kann.
Fig. 3B zeigt einen spannungsgesteuerten Oszillator (im fol
genden mit VCO bezeichnet), einen Frequenzteiler und deren
periphere Abschnitte bei einer Phasenregelvorrichtung gemäß
einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Bei dieser Phasenregelvorrichtung werden mindestens der VCO
und der Frequenzteiler in einem einzigen Mikrowellen-IC-Chip
(MIC) gebildet. Der MIC ist eine integrierte Schaltung, die
gebildet wird, indem monolithische ICs, Übertragungsleitun
gen, verschiedenartige diskrete Elemente usw., die eine
Schaltung bilden, auf einem einzigen dielektrischen Substrat
angebracht werden.
Entsprechend Fig. 3A und 3B ist ein VCO 10 ein serieller
Rückkopplungsoszillator, der im wesentlichen aus einem Tran
sistor 11, einer induktiven Übertragungsleitung 12, die mit
einem Ende mit der Basis des Transistors 11 verbunden ist,
und einer Kapazitätsdiode (Varactordiode) 14, die über einen
Gleichspannungs-Sperrkondensator 13 mit dem anderen Ende der
Übertragungsleitung 12 verbunden ist, besteht. Die Übertra
gungsleitung 12 und die Kapazitätsdiode 14 bilden einen Re
sonator.
Die Kathode der Kapazitätsdiode 14 ist geerdet. Die Anode
der Kapazitätsdiode 14 ist mit dem freien Ende eines kurzen
Leiterabschnitts 15 zum Anlegen einer Kapazitätsdiodenvor
spannung verbunden. Wenn beispielsweise λ die Wellenlänge
bei der Schwingungs-Mittenfrequenz des VCO 10 ist, wird die
Länge des kurzen Leiterabschnitts 15 für das Anlegen der
Kapazitätsdiodenvorspannung auf λ/4 festgesetzt.
Das kurze Ende des kurzen Leiterabschnitts 15 für das Anle
gen der Kapazitätsdiodenvorspannung ist über einen Massekon
densator 16 geerdet und außerdem mit einem Steuerspannungs
eingangsanschluß 17 verbunden. Eine von dem Tiefpaßfilter 5
der Fig. 3A und 3B ausgegebene Steuerspannung VCONT wird in
den Steuerspannungseingangsanschluß 17 eingegeben.
Die elektrostatische Kapazität der Kapazitätsdiode 14 ändert
sich entsprechend der Steuerspannung VSTEUER, und die Schwin
gungsfrequenz des VCO 10 ändert sich.
Eine Basisvorspannung Vb wird über einen Abschnitt der Über
tragungsleitung 12 und einen kurzen Leiterabschnitt 18 zum
Anlegen einer Basisvorspannung an die Basis des Transistors
11 angelegt. Die Länge des kurzen Leiterabschnitts 18 zum
Anlegen der Basisvorspannung wird beispielsweise ebenfalls
auf λ/4 festgesetzt.
Das freie Ende des kurzen Leiterabschnitts 18 zum Anlegen
der Basisvorspannung ist in der Mitte der Übertragungslei
tung 12 angeschlossen. Das kurze Ende des kurzen Leiter
abschnitts 18 zum Anlegen der Basisvorspannung ist über
einen Erdungskondensator 19 an Masse gelegt und außerdem mit
einem Basisvorspannungsversorgungsanschluß 20 verbunden.
Der Emitter des Transistors 11 ist über einen kurzen kapa
zitiven Leiterabschnitt 21 an Masse gelegt, um den negativen
Widerstand des Transistors 11 zu erhöhen. Die Länge des kurzen
kapazitiven Leiterabschnitts 21 wird beispielsweise auf
3 λ/8 festgesetzt.
Eine Kollektorvorspannung Vc wird über den kurzen Leiter
abschnitt 22 zum Anlegen der Vorspannung an den Kollektor
des Transistors 11 angelegt. Die Länge des kurzen Leiter
abschnitts 22 zum Anlegen der Kollektorvorspannung wird
beispielsweise ebenfalls auf λ/4 festgesetzt.
Das freie Ende des kurzen Leiterabschnitts 22 zum Anlegen
der Kollektorvorspannung ist mit dem Kollektor des Transi
stors 11 verbunden. Das kurze Ende des kurzen Leiterab
schnitts 22 zum Anlegen der Kollektorvorspannung ist über
einen Erdungskondensator 23 an Masse gelegt und außerdem mit
einem Kollektorvorspannungsversorgungsanschluß 24 verbunden.
Der Kollektor des Transistors 11 ist mit einem Ausgangsan
schluß 26 durch eine Übertragungsleitung 25 für das Abgrei
fen eines Ausgangs von dem VCO 10 verbunden. Ein Ausgang
VAUS von dem VCO 10 wird von diesem Ausgangsanschluß 26
abgenommen.
Der Eingangsanschluß eines Frequenzteilers 29 ist über die
Übertragungsleitung 27 und den Gleichspannungs-Sperrkonden
sator 28 mit einem Abschnitt in der Nähe des kurzen Endes
des kurzen Leiterabschnitts 22 zum Anlegen der Kollektorvor
spannung verbunden. Ein Signal, das eine Frequenz f/n hat,
die dem 1/n-fachen einer Schwingungsfrequenz f des VCO 10
entspricht, wird an einem Ausgangsanschluß 30 des Frequenz
teilers 29 abgegriffen. Der Gleichspannungs-Sperrkondensator
28 wird beispielsweise durch einen MIM-Kondensator gebildet.
In diesem Fall ist der Punkt, an dem der Eingangsanschluß
des Frequenzteilers 29 über die Übertragungsleitung 27 und
den Gleichspannungs-Sperrkondensator 28 mit dem kurzen Lei
terabschnitt 22 zum Anlegen der Kollektorvorspannung ver
bunden ist, vorzugsweise so nahe wie möglich am kurzen Ende
innerhalb des Bereichs, in dem eine Signalspannung vorliegt,
die hoch genug ist, um den Frequenzteiler 29 anzusteuern.
Genauer genommen wird bei einer Wellenlänge λ für die
Schwingungs-Mittenfrequenz des spannungsgesteuerten Oszilla
tors dieser Punkt vorzugsweise in einem Abstand von λ/8 oder
weniger von dem kurzen Ende festgesetzt.
Anders gesagt ist der Eingangsanschluß des Frequenzteilers
vorzugsweise mit einem Punkt verbunden, an dem die Impedanz
bei der Schwingungsfrequenz für den Kollektoranschluß des
Transistors des spannungsgesteuerten Oszillators auch dann
nicht wesentlich variiert, wenn der angeschlossene Frequenz
teiler eine beliebige Impedanz hat.
Der Frequenzteiler 29 ist ein zweistufiger Frequenzteiler,
der z. B. durch einen dynamischen Frequenzteiler in der er
sten Stufe und einen statischen Master/Slave-Frequenzteiler
in der zweiten Stufe gebildet wird. Der Frequenzteiler 29
teilt die Frequenz eines Ausgangs von dem VCO zu 1/4.
Fig. 4 zeigt ein Beispiel des dynamischen Frequenzteilers
der ersten Stufe. Der dynamische Frequenzteiler ist ein 1/2-
Frequenzteiler, der eine Ringoszillatoranordnung hat, die
zwei Fundamental-Gates verwendet, die durch ein Paar emit
tergekoppelter Differentialtransistoren gebildet werden.
Genauer genommen wird ein erstes Fundamental-Gate G1 durch
ein Paar erster emittergekoppelter Differentialtransistoren
Q1 und Q2 gebildet, die Widerstände R1 und R2 als Kollektor
lasten haben. Das zweite Fundamental-Gate G2 wird in glei
cher Weise durch ein Paar zweiter emittergekoppelter Differentialtransistoren
Q3 und Q4 gebildet, die R3 und R2 als
Kollektorlasten haben.
Die Kollektorausgänge des Paars emittergekoppelter Transi
storen Q3 und Q4 des zweiten Fundamental-Gates G2 sind je
weils an die Basis des Paars emittergekoppelter Differen
tialtransistoren Q1 und Q2 des ersten Fundamental-Gates G1
zurückgeführt. Durch diese Funktion werden die Phasen der
Signale um eine Periode t invertiert.
Die gemeinsamen Emitter des ersten Paars emittergekoppelter
Differentialtransistoren Q1 und Q2 und des zweiten Paars
emittergekoppelter Differentialtransistoren Q3 und Q4 sind
jeweils mit den Kollektoren eines dritten Paars emitterge
koppelter Differentialtransistoren Q5 und Q6 verbunden. Der
gemeinsame Emitter des Paars emittergekoppelter Differen
tialtransistoren Q5 und Q6 ist mit einer Stromquelle verbun
den, die durch einen Transistor Q7 und einen Widerstand R7
gebildet wird.
Ein Emitterfolger, der durch die Transistoren Q11 und Q12
und eine Stromquelle, bestehend aus den Transistoren Q13 und
Q14 und die Widerstände R13 und R14, gebildet wird, ist als
ein Eingangspuffer mit den Basisanschlüssen der dritten
emittergekoppeltlen Differentialtransistoren Q5 und Q6 ver
bunden.
Ein Signal von einem Eingangsanschluß EIN wird über einen
Gleichspannungs-Sperrkondensator C und den Eingangspuffer
eingegeben, und aus der Frequenzteilung des Eingangssignals
um 1/2 erhaltene Signale werden an Ausgangsanschlüsse AUS
ausgegeben.
Die Basisanschlüsse der Transistoren Q11 und Q12 sind über
Basisstromwiderstände R11 und R12 mit einer Versorgungsspan
nung Vcc verbunden.
Fig. 5 zeigt die Eingangsspannungs-Empfindlichkeitscharakte
ristik des dynamischen Frequenzteilers in Abhängigkeit von
zu teilenden Frequenzen (den Frequenzen der in ihrer Fre
quenz zu teilenden Eingangssignale). Entsprechend diesen
Charakteristika liegt die Eingangsspannung mit der höchsten
Empfindlichkeit bei 0,01 V oder darunter, und die Frequenz
teilung kann innerhalb eines weiten Frequenzbereiches er
folgen, wenn die Eingangsspannung bei 0,1 V oder höher
liegt.
Es sei angenommen, daß die erste Stufe des Frequenzteilers
29 durch den dynamischen Frequenzteiler der Fig. 4 gebildet
wird, und eine Eingangsspannung von 0,1 V oder mehr in den
Frequenzteiler 29 eingegeben wird. In diesem Fall kann, wenn
die Länge des kurzen Leiterabschnitts 22 zum Anlegen der
Kollektorvorspannung zu λ/4 gewählt wird, und die Amplitude
der Kollektorvorspannung des Transistors 11 auf 3 Vp-p ein
gestellt wird, der Punkt, an dem der kurze Leiterabschnitt
22 zum Anlegen der Kollektorvorspannung (der Anschlußpunkt
der Übertragungsleitung 27) an den Eingangsanschluß des Fre
quenzteilers 29 angeschlossen wird, in einem Abstand von un
gefähr λ/100 von dem kurzen Ende des kurzen Leiterabschnitts
22 zum Anlegen der Kollektorvorspannung gewählt werden.
Bei dieser Anordnung, bei der der kurze Leiterabschnitt 22
über die Übertragungsleitung 27 und den Gleichspannungs-
Sperrkondensator 28 mit dem Eingangsanschluß des Frequenz
teilers 29 verbunden ist, nimmt die Länge der Übertragungs
leitung 27 auf der integrierten Schaltung zu. Selbst dann,
wenn deshalb die eingangsseitige Last (Streukapazität oder
Streuinduktivität) für den Frequenzteiler 29 zunimmt, werden
die Charakteristika des VCO 10 durch diese Zunahme kaum
beeinflußt.
Wie oben beschrieben, sind bei der Phasenregelvorrichtung
gemäß dieser Ausführungsform der VCO 10 und der Frequenztei
ler 29 auf einem einzigen integrierten Schaltungschip aus
gebildet, und der Eingangsanschluß des Frequenzteilers 29
ist an einem Abschnitt in der Nähe des kurzen Endes des kur
zen Leiterabschnitts 22 zum Anlegen einer Kollektorvorspan
nung angeschlossen, dessen freies Ende mit dem Kollektor des
Transistors 11 verbunden ist, der als der Ausgangsanschluß
des VCO 10 dient.
Bei dieser Anordnung wird ein Ausgang von dem VCO 10 nur in
geringem Maß als Leistung an den Frequenzteiler 29 übertra
gen, aber eine Signalspannung wird über den kurzen Leiterab
schnitt 22 zum Anlegen einer Kollektorvorspannung an den
Eingangsanschluß des Frequenzteilers 29 übertragen. Da die
Ausgangsleistung von dem VCO 10 nahezu ausschließlich an den
Ausgangsanschluß 26 übertragen wird, ist nur wenig Leistung
erforderlich.
Außerdem kann, da der VCO 10 durch die Eingangslast des Fre
quenzteilers 29 kaum belastet wird, der VCO 10 unabhängig
von dem Frequenzteiler 29 als eigene Einheit ausgelegt wer
den. Sowohl der VCO 10 als auch der Frequenzteiler 29 können
somit optimiert werden, was zu einer Verbesserung der Cha
rakteristika der Phasenregelvorrichtung beiträgt.
Des weiteren muß bei dieser Ausführungsform, da der kurze
Leiterabschnitt 22 zum Anlegen der Kollektorvorspannung des
Transistors 11 in dem VCO 10 außerdem als kurzer Leiter
abschnitt zur Kopplung des Ausgangsanschlusses des VCO 10
und des Eingangsanschlusses des Frequenzteilers 29 dient,
kein weiterer kurzer Leiterabschnitt hinzugefügt werden. Da
durch wird eine Vergrößerung des Platzbedarfs auf dem Chip
vermieden.
Wenn der Frequenzteiler 29 eine zweistufige Anordnung auf
weist, die durch einen dynamischen Frequenzteiler in der
ersten Stufe und einem Master/Slave-Frequenzteiler in der
zweiten Stufe gebildet wird, und der dynamische Frequenztei
ler der ersten Stufe in einem Bereich hoher Eingangsspan
nungsempfindlichkeit nach Fig. 5 betrieben wird, kann der
Eingangsspannungspegel, der für die Funktion des Basisvor
spannungsversorgungsanschlusses 20 erforderlich ist, herab
gesetzt werden.
Durch diese Funktion kann auch dann, wenn der Eingangsspan
nungsanschluß des Frequenzteilers 29 mit einem Punkt in der
Nähe des kurzen Endes des kurzen Leiterabschnitts 22 zum
Anlegen der Kollektorvorspannung verbunden ist, an dem der
Spannungspegel niedrig ist, der Frequenzteiler 29 die Fre
quenzteilung korrekt durchführen.
Als nächstes wird eine weitere Ausführungsform der Erfindung
beschrieben. Es ist anzumerken, daß bei der folgenden Aus
führungsform gleiche Bezugszeichen die gleichen Enden be
zeichnen wie in Fig. 1, und nur die abweichenden Punkte zwi
schen dieser Ausführungsform und der zweiten Ausführungsform
beschrieben werden.
Fig. 6 zeigt die Anordnung eines VCO, eines Frequenzteilers
für die Frequenzteilung eines Ausgangs von dem VCO, und
deren periphere Abschnitte in einer Phasenregelvorrichtung
gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung. Bei dieser
Ausführungsform sind gleichermaßen mindestens der VCO und
der Frequenzteiler innerhalb eines einzigen MIC-Chip ausge
bildet.
Die Ausführungsform unterscheidet sich von der ersten Aus
führungsform dadurch, daß der Eingangsanschluß eines Fre
quenzteilers 29 mit einem Abschnitt in der Nähe des kurzen
Endes (Masseseite) eines kapazitiven kurzen Leiterabschnitts
21 verbunden ist, um den negativen Widerstand eines Transi
stors 11 über eine Übertragungsleitung 27 und einen Gleich
spannungs-Sperrkondensator 28 zu erhöhen.
In diesem Fall ist wie bei der ersten Ausführungsform der
Eingangsanschluß des Frequenzteilers 29 vorzugsweise in
einem Abstand von λ/8 oder weniger von dem kurzen Ende des
kapazitiven kurzen Leiterabschnitts 21 angeschlossen.
Durch die Anordnung gemäß der vorliegenden Ausführungsform
kann der gleiche Effekt wie durch die erste Ausführungsform
erhalten werden. Dies bedeutet, daß ein Ausgang von dem VCO
10 nur wenig auf die Seite des Frequenzteilers 29 gelangt,
daß aber eine Signalspannung über den kapazitiven kurzen
Leiterabschnitt 21 an den Eingangsanschluß des Frequenztei
lers 29 übertragen wird. Die für einen Ausgang von dem VCO
10 erforderliche Leistung kann minimiert werden.
Außerdem kann, da der VCO 10 nicht durch die Eingangslast
des Frequenzteilers 29 beeinflußt wird, der VCO 10 als eine
einzelne Einheit unabhängig von dem Frequenzteiler 29 aus
gelegt werden. Sowohl der VCO 10 als auch der Frequenzteiler
29 können somit optimiert werden.
Des weiteren kann, da der kapazitive kurze Leiterabschnitt
21, der mit dem Emitter des Transistors 11 des VCO 10 ver
bunden ist, außerdem als kurzer Leiterabschnitt zur Ankopp
lung des VCO 10 an den Eingangsanschluß des Frequenzteilers
29 dient, eine Vergrößerung der Chip-Fläche vermieden wer
den.
Wenn der Frequenzteiler 29 so ausgebildet ist, daß er eine
zweistufige Anordnung aufweist, die durch einen dynamischen
Frequenzteiler in der ersten Stufe und einen statischen
Master/Slave-Frequenzteiler in der zweiten Stufe gebildet
wird, und der dynamische Frequenzteiler der ersten Stufe,
wie bei der ersten Ausführungsform, in einem Eingangsspan
nungs-Empfindlichkeitsbereich wie in Fig. 5 gezeigt betrie
ben wird, kann der für die Funktion des Frequenzteilers 29
erforderliche Eingangsspannungspegel herabgesetzt werden.
Selbst wenn damit der Eingangsanschluß des Frequenzteilers
29 an einem Punkt in der Nähe des kurzen Anschlusses des
kapazitiven kurzen Leiterabschnitts 21 angeschlossen ist, an
dem die Spannung niedriger ist, kann der Frequenzteiler 29
die Frequenzteilung korrekt durchführen.
Fig. 7 zeigt die Anordnung eines VCO, eines Frequenzteilers
zur Frequenzteilung eines Ausgangs von dem VCO und deren
periphere Abschnitte in einer Phasenregelvorrichtung ent
sprechend der dritten Ausführungsform der Erfindung. Bei
dieser Ausführungsform sind der VCO und der Frequenzteiler
wie bei der ersten und der zweiten Ausführungsform in einem
einzigen MIC-Chip ausgebildet.
Bei dieser Ausführungsform sind der kurze Leiterabschnitt 15
zum Anlegen der Vorspannung an die Kapazitätsdiode, der kurze
Leiterabschnitt 18 zum Anlegen der Basisvorspannung für
den Transistor 11, der mit dem Emitter des Transistors 11
verbundene kurze kapazitive Leiterabschnitt 21 und der kurze
Leiterabschnitt 22 zum Anlegen der Kollektorvorspannung in
Fig. 3A bzw. 3B durch spiralförmige Induktionsspulen 31, 32,
33 und 34 ersetzt.
Bei dieser Ausführungsform ist, da die mit dem Emitter des
Transistors 11 verbundene spiralförmige Induktionsspule 33
nicht zur Vergrößerung der negativen Last an dem Transistor
11 dient, der Emitter des Transistors 11 über einen Konden
sator 35 geerdet, um den Lastwiderstand an dem Transistor 11
zu erhöhen.
Eine Übertragungsleitung 36 ist zwischen die spiralförmige
Induktionsspule 34, einen Erdungskondensator 23 und einen
Vorspannungsversorgungsanschluß 24 eingefügt. Der Eingangs
anschluß eines Frequenzteilers 29 ist über eine Übertra
gungsleitung 27 und einen Gleichspannungs-Sperrkondensator
28 mit dem Schaltungspunkt zwischen der spiralförmigen In
duktionsspule 34 zum Anlegen der Kollektorvorspannung und
der Übertragungsleitung 36 verbunden.
Wenn λ die Wellenlänge bei der Schwingungs-Mittenfrequenz
eines spannungsgesteuerten Oszillators 10 bezeichnet, wird
die Länge der Übertragungsleitung 36 vorzugsweise zu λ/8
oder kürzer gewählt.
Die Erfindung kann auf diese Weise auch bei der Anordnung
verwendet werden, bei der ein kurzer Leiterabschnitt durch
ein Induktivitätselement wie z. B. eine spiralförmige Induk
tionsspule ersetzt ist. Bei dieser Ausführungsform können
die gleichen Effekte erzielt werden wie bei der ersten Aus
führungsform, indem der Eingangsanschluß des Frequenzteilers
29 über die spiralförmige Induktionsspule 34 zum Anlegen der
Kollektorvorspannung, die ein Induktivitätselement ist, mit
dem VCO 10 verbunden wird.
Es ist anzumerken, daß eine kurze Übertragungsleitung zwi
schen die spiralförmige Induktionsspule 33, die mit dem
Emitter des Transistors 11 verbunden ist, und Masse einge
fügt werden kann, und daß der Eingangsanschluß des Frequenz
teilers 29 durch die Übertragungsleitung 27 und den Gleich
spannungs-Sperrkondensator 28 in Fig. 7 mit dem Verbindungs
punkt der Übertragungsleitung und der spiralförmigen Induk
tionsspule 33 verbunden werden kann.
Fig. 8 zeigt die vierte Ausführungsform der Erfindung. Bei
dieser Ausführungsform ist die in Fig. 7 zwischen die spi
ralförmige Induktionsspule 34 zum Anlegen der Kollektorvor
spannung, den Erdungskondensator 23 und den Versorgungsan
schluß 24 für die Kollektorvorspannung eingefügte Übertra
gungsleitung 36 durch eine spiralförmige Induktionsspule 37
ersetzt.
In diesem Fall wird die Induktivität der spiralförmigen In
duktionsspule 37 kleiner gewählt als diejenige einer spiral
förmigen Induktionsspule 34 zum Anlegen der Kollektorvor
spannung. Insbesondere wird die Induktivität der spiralför
migen Induktionsspule 37 vorzugsweise halb so groß wie die
Induktivität der spiralförmigen Induktionsspule 34 zum An
legen der Kollektorvorspannung oder noch kleiner gewählt.
Fig. 9 zeigt eine Ausführungsform, bei dem die Erfindung für
die Anordnung verwendet wird, bei der der Pufferverstärker
6, wie durch die gestrichelte Linie in Fig. 1 angedeutet, an
der Ausgangsseite des VCO 1 angeordnet ist. Im einzelnen
zeigt Fig. 9 die Anordnung eines VCO, eines Frequenzteilers
zum Frequenzteilen eines Ausgangs von dem VCO und eines an
der Ausgangsseite angeordneten Pufferverstärkers. Bei die
ser Ausführungsform sind mindestens der VCO, der Frequenz
teiler und der Pufferverstärker in einem einzigen MIC-Chip
ausgebildet.
Unter Bezug auf Fig. 9 wird ein Pufferverstärker 40 im we
sentlichen durch einen Transistor 41 gebildet. Die Basis des
Transistors 41 ist über einen Gleichspannungs-Sperrkonden
sator 42 und eine Übertragungsleitung 43 mit dem Ausgangsan
schluß eines VCO 10 verbunden.
Das heißt, daß der dem Ende der Übertragungsleitung 43 ent
gegengesetzte Anschluß des Gleichspannungs-Sperrkondensators
42 mit dem Ende einer Übertragungsleitung 25 verbunden ist,
die verwendet wird, um einen Ausgang von dem VCO 10 abzu
greifen, und die mit einem Ende mit dem Kollektor eines
Transistors 11 des VCO 10 verbunden ist.
Das freie Ende eines kurzen Leiterabschnitts 44 zum Anlegen
einer Basisvorspannung ist mit einem Mittelabschnitt der
Übertragungsleitung 43 verbunden, so daß der Leiterabschnitt
von dieser abzweigt. Das kurze Ende des kurzen Leiterab
schnitts 44 zum Anlegen der Basisvorspannung ist über einen
Erdungskondensator 45 geerdet und außerdem mit einem Basis
vorspannungsversorgungsanschluß 46 verbunden.
Der Emitter des Transistors 41 ist geerdet. Der Kollektor
des Transistors 41 ist über eine Übertragungsleitung 47 zum
Abgreifen eines Ausgangs von dem Pufferverstärker und einen
Gleichspannungs-Sperrkondensator 48 mit einem Ausgangsan
schluß 26 verbunden.
Das freie Ende eines kurzen Leiterabschnitts 50 zum Anlegen
einer Kollektorvorspannung ist mit einem Mittelabschnitt der
Übertragungsleitung 47 verbunden, so daß der Leiterabschnitt
von diesem abzweigt. Das kurze Ende des kurzen Leiterab
schnitts 50 zum Anlegen der Kollektorvorspannung ist über
einen Erdungskondensator 51 geerdet und außerdem mit einem
Kollektorvorspannungsversorgungsanschluß 52 verbunden.
Der Eingangsanschluß eines Frequenzteilers 29 ist über eine
Übertragungsleitung 27 und einen Gleichspannungs-Sperrkon
densator 28 mit einem Abschnitt in der Nähe des kurzen Endes
des kurzen Leiterabschnitts 44 zum Anlegen der Basisvorspan
nung des Transistors 41, der den Pufferverstärker 40 bildet,
verbunden. Bei dieser Anordnung wird ein Signal mit einer
Frequenz f/n, die der 1/n-te Teil einer Schwingungsfrequenz
f des VCO 10 ist, an einem Ausgangsanschluß 30 des Frequenz
teilers 29 erhalten.
Bei dieser Ausführungsform wird wie bei der oben beschriebe
nen ersten Ausführungsform, wenn λ die Wellenlänge bei der
Schwingungs-Mittenfrequenz des spannungsgesteuerten Oszilla
tors bezeichnet, der Eingangsanschluß des Frequenzteilers 29
vorzugsweise in einem Abstand von λ/8 oder weniger von dem
kurzen Ende des kurzen Leiterabschnitts 50 zum Anlegen der
Kollektorvorspannung angeschlossen.
Wie oben beschrieben, sind bei dieser Ausführungsform der
VCO 10, der Frequenzteiler 29 und der Pufferverstärker 40
auf einem einzigen IC-Chip ausgebildet, und der Eingangsan
schluß des Frequenzteilers 29 ist an einem Abschnitt in der
Nähe des kurzen Endes des kurzen Leiterabschnitts 44 zum An
legen der Basisvorspannung für den Transistor 41 des Puffer
verstärkers 40 angeschlossen.
Bei dieser Anordnung können die gleichen Wirkungen wie bei
den oben beschriebenen Ausführungsformen erreicht werden.
Das heißt, von einem Ausgang des VCO 10 gelangt nahezu keine
Leistung auf die Seite des Frequenzteilers 29, aber eine
Signalspannung wird über den kurzen Leiterabschnitt 44 zum
Anlegen der Basisvorspannung für den Transistor 41 des Puf
ferverstärkers 40 an den Eingangsanschluß des Frequenztei
lers 29 übertragen. Die Ausgangsleistung von dem VCO 10 wird
ausschließlich an einen Ausgangsanschluß 49 des Pufferver
stärkers 40 geliefert. Aus diesem Grund wird nur eine ge
ringe Leistung für einen Ausgang von dem VCO 10 benötigt.
Außerdem kann, da der VCO 10 nicht von der Eingangslast des
Frequenzteilers 29 beeinflußt wird, der VCO 10 unabhängig
von dem Frequenzteiler 29 als eine einzelne Einheit konzi
piert werden. Sowohl der VCO 10 als auch der Frequenzteiler
29 können daher optimiert werden, was zu einer Verbesserung
der Charakteristika der Phasenregelvorrichtung beiträgt. Zu
sätzlich kann, da der kurze Leiterabschnitt 44 zum Anlegen
der Basisvorspannung für den Transistor 41 des Pufferver
stärkers 40 außerdem als eine Eingangsleitung für den Fre
quenzteiler 29 dient, eine Vergrößerung der Chipfläche ver
mieden werden.
Wenn der Frequenzteiler 29 so ausgeführt ist, daß er eine
zweistufige Anordnung aufweist, die durch einen dynamischen
Frequenzteiler in der ersten Stufe und einen statischen
Master/Slave-Frequenzteiler in der zweiten Stufe gebildet
wird, und der dynamische Frequenzteiler in der ersten Stufe
wie bei der ersten Ausführungsform in einem eingangsspan
nungsempfindlichen Bereich gemäß Fig. 5 betrieben wird, kann
wie bei der ersten Ausführungsform der für die Funktion des
Frequenzteilers 29 benötigte Eingangsspannungspegel verrin
gert werden.
Daher kann auch dann, wenn der Eingangsanschluß des Fre
quenzteilers 29 an einem Punkt in der Nähe des kurzen Endes
des kurzen Leiterabschnitts 44 für das Anlegen der Basisvor
spannung, an dem die Spannung niedriger ist, angeschlossen
wird, der Frequenzteiler 29 die Frequenzteilung korrekt vor
nehmen.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung sind die
Charakteristika der Eingangsspannungsempfindlichkeit eines
Frequenzteilers variabel gestaltet, so daß die Schwingungs
frequenz eines VCO an die Frequenz der Frequenzteilung durch
den Frequenzteiler angepaßt werden kann, die der höchsten
Empfindlichkeit entspricht.
Durch diese Funktion kann die für die Frequenz benötigte
Eingangsspannung verringert werden. Eine ähnliche Technik
kann außerdem innerhalb eines weiten Frequenzbereichs ver
wendet werden, indem die Charakteristika der Eingangsspan
nungsempfindlichkeit des Frequenzteilers beliebig verändert
werden. Diese Technik wird sogar einem Fall gerecht, bei dem
die Charakteristika der Eingangsspannungsempfindlichkeit des
Frequenzteilers stark von den Gestaltungscharakteristika ab
weichen.
Wie oben beschrieben, sind bei der Phasenregelvorrichtung
der Erfindung der spannungsgesteuerte Oszillator, der Fre
quenzteiler und die Pufferverstärker innerhalb eines einzigen
integrierten Schaltungschips ausgebildet, und der Ein
gangsanschluß des Frequenzteilers ist an einem Punkt in der
Nähe des kurzen Endes des kurzen Leiterabschnitts ange
schlossen, dessen freies Ende an dem spannungsgesteuerten
Oszillator angeschlossen ist, oder der Eingangsanschluß des
Frequenzteilers ist mit dem spannungsgesteuerten Oszillator
durch ein Induktivitätselement verbunden, oder der Eingangs
anschluß des Frequenzteilers ist mit einem Abschnitt in der
Nähe des kurzen Endes des kurzen Leiterabschnitts für das
Anlegen der Vorspannung für den Pufferverstärker verbunden.
Durch diese Anordnung kann die Ausgangsleistung des span
nungsgesteuerten Oszillators verringert werden, während
gleichzeitig eine hohe Leistungsfähigkeit aufrechterhalten
bleibt. Außerdem erfordert diese Anordnung weder eine Hy
bridschaltung noch einen Leistungsteiler zur Verteilung der
Ausgangsleistung von dem spannungsgesteuerten Oszillator an
die Ausgangsseite und die Frequenzteilerseite.
Entsprechend der Anordnung der Erfindung gelangt nahezu
keine Ausgangsleistung von dem spannungsgesteuerten Oszilla
tor auf die Seite des Frequenzteilers, aber eine Signalspan
nung wird zuverlässig an den Frequenzteiler übertragen. Der
Frequenzteiler kann betrieben werden, ohne daß die Ausgangs
leistung des spannungsgesteuerten Oszillators erhöht werden
muß.
Außerdem kann, da der spannungsgesteuerte Oszillator nicht
durch die Eingangslast des Frequenzteilers beeinflußt wird,
der spannungsgesteuerte Oszillator unabhängig von dem Fre
quenzteiler als einzelne Einheit konzipiert werden. Sowohl
der spannungsgesteuerte Oszillator als auch der Frequenztei
ler können optimiert werden, und das Leistungsverhalten der
Phasenregelvorrichtung kann verbessert werden.
Des weiteren kann dann, wenn der Frequenzteiler so ausgebil
det ist, daß er eine zweistufige Anordnung hat, die durch
einen dynamischen Frequenzteiler in der ersten Stufe und
einen statischen Master/Slave-Frequenzteiler in der zweiten
Stufe gebildet wird, und der dynamische Frequenzteiler in
der ersten Stufe in einem Empfindlichkeitsbereich für hohe
Eingangsspannungen betrieben wird, der für die Funktion des
Frequenzteilers erforderliche Eingangsspannungspegel herab
gesetzt werden. Aus diesem Grund kann bei der Erfindung auch
dann, wenn der Eingangsanschluß des Frequenzteilers an einem
Punkt angeschlossen ist, an dem der Spannungspegel niedrig
ist, der Frequenzteiler die Frequenzteilung ohne weiteres
durchführen.
Zusätzliche Vorteile und Abwandlungen sind dem Fachmann ohne
weiteres geläufig. Die Erfindung ist daher in ihrem weiteren
Umfang nicht auf die hier aufgezeigten und beschriebenen
spezifischen Einzelheiten und die dargelegten repräsentati
ven Ausführungsformen beschränkt. Dementsprechend sind viel
fältige Abwandlungen möglich, ohne den Grundgedanken oder
den Geltungsbereich des allgemeinen erfinderischen Konzepts,
wie es in den beigefügten Ansprüchen und deren Entsprechun
gen definiert ist, zu verlassen.
Claims (17)
1. Analoge Phasenregelvorrichtung mit:
einem spannungsgesteuerten Oszillator (10) mit einem kurzen Leiterabschnitt (22) und einem Transistor (11) zur Ausgabe eines Ausgabesignals, wobei ein Ende des kurzen Leiterabschnittes mit dem Kollektor des Transistors (11) und das andere Ende des kurzen Leiterabschnittes mit einer Vorspannungsquelle (Vc) verbunden ist, um eine Vorspannung an den Transistor anzulegen;
einem Frequenzteiler (29), dessen Eingangsanschluß mit dem kurzen Leiterabschnitt (22) verbunden ist, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator (10) und der Frequenzteiler (29) innerhalb eines einzelnen integrierten Schaltungschips ausgebildet sind;
einem Phasenvergleicher (4) zum Vergleich einer Ausgabe des Frequenzteilers (29) mit der Phase eines Bezugssignals; und
einem Steuermittel (17) zur Steuerung einer Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (10) beruhen auf der Ausgabe des Phasenvergleichers (4).
einem spannungsgesteuerten Oszillator (10) mit einem kurzen Leiterabschnitt (22) und einem Transistor (11) zur Ausgabe eines Ausgabesignals, wobei ein Ende des kurzen Leiterabschnittes mit dem Kollektor des Transistors (11) und das andere Ende des kurzen Leiterabschnittes mit einer Vorspannungsquelle (Vc) verbunden ist, um eine Vorspannung an den Transistor anzulegen;
einem Frequenzteiler (29), dessen Eingangsanschluß mit dem kurzen Leiterabschnitt (22) verbunden ist, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator (10) und der Frequenzteiler (29) innerhalb eines einzelnen integrierten Schaltungschips ausgebildet sind;
einem Phasenvergleicher (4) zum Vergleich einer Ausgabe des Frequenzteilers (29) mit der Phase eines Bezugssignals; und
einem Steuermittel (17) zur Steuerung einer Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (10) beruhen auf der Ausgabe des Phasenvergleichers (4).
2. Analoge Phasenregelvorrichtung mit:
einem spannungsgesteuerten Oszillator (10) mit einem kurzen Leiterabschnitt (21) und einem Transistor (11) zur Ausgabe eines Ausgabesignals, wobei ein Ende des kurzen Leiterabschnitts (21) mit dem Emitter des Transistors (11) und das andere Ende des kurzen Leiterabschnitts mit Masse verbunden ist;
einem Frequenzteiler (29), dessen Eingangsanschluß mit dem kurzen Leiterabschnitt (21) verbunden ist, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator (10) und der Frequenzteiler (29) in einem einzelnen integrierten Schaltungschip gebildet sind;
einem Phasenvergleicher (4) zum Vergleich einer Ausgabe des Frequenzteilers (29) mit einer Phase des Bezugssignals; und
Steuermitteln (17) zur Steuerung einer Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (10) beruhend auf der Ausgabe des Phasenvergleichers (4).
einem spannungsgesteuerten Oszillator (10) mit einem kurzen Leiterabschnitt (21) und einem Transistor (11) zur Ausgabe eines Ausgabesignals, wobei ein Ende des kurzen Leiterabschnitts (21) mit dem Emitter des Transistors (11) und das andere Ende des kurzen Leiterabschnitts mit Masse verbunden ist;
einem Frequenzteiler (29), dessen Eingangsanschluß mit dem kurzen Leiterabschnitt (21) verbunden ist, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator (10) und der Frequenzteiler (29) in einem einzelnen integrierten Schaltungschip gebildet sind;
einem Phasenvergleicher (4) zum Vergleich einer Ausgabe des Frequenzteilers (29) mit einer Phase des Bezugssignals; und
Steuermitteln (17) zur Steuerung einer Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (10) beruhend auf der Ausgabe des Phasenvergleichers (4).
3. Analoge Phasenregelvorrichtung mit:
einem spannungsgesteuerten Oszillator (10) zur Ausgabe eines Ausgabesignals;
einem Pufferverstärker (40) mit einem Transistor zur Verstärkung des Ausgabesignals des spannungsgesteuerten Oszillators (10) und einem kurzen Leiterabschnitt (44), dessen eines Ende mit dem Basisanschluß des Transistors und dessen anderes Ende mit einer Vorspannungsquelle verbunden ist, um eine Vorspannung an den Transistor anzulegen;
einem Frequenzteiler (29), dessen Eingabeanschluß mit dem kurzen Leiterabschnitt (44) verbunden ist, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator (10), der Pufferverstärker (40) und der Frequenzteiler (29) in einem einzelnen integrierten Schaltungschip ausgebildet sind;
einem Phasenvergleicher (4) zum Vergleich einer Ausgabe des Pufferverstärkers (40) mit einer Phase des Bezugssignals;
und Steuermitteln (17) zur Steuerung einer Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (10) beruhend auf der Ausgabe des Phasenvergleichers (4).
einem spannungsgesteuerten Oszillator (10) zur Ausgabe eines Ausgabesignals;
einem Pufferverstärker (40) mit einem Transistor zur Verstärkung des Ausgabesignals des spannungsgesteuerten Oszillators (10) und einem kurzen Leiterabschnitt (44), dessen eines Ende mit dem Basisanschluß des Transistors und dessen anderes Ende mit einer Vorspannungsquelle verbunden ist, um eine Vorspannung an den Transistor anzulegen;
einem Frequenzteiler (29), dessen Eingabeanschluß mit dem kurzen Leiterabschnitt (44) verbunden ist, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator (10), der Pufferverstärker (40) und der Frequenzteiler (29) in einem einzelnen integrierten Schaltungschip ausgebildet sind;
einem Phasenvergleicher (4) zum Vergleich einer Ausgabe des Pufferverstärkers (40) mit einer Phase des Bezugssignals;
und Steuermitteln (17) zur Steuerung einer Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators (10) beruhend auf der Ausgabe des Phasenvergleichers (4).
4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der
Eingabeanschluß des Frequenzteilers (29) mit dem kurzen
Leiterabschnitt (22, 21, 44) mit einem Abstand nicht größer als
λ/8 von dem Transistor abgewandten Ende des kurzen
Leiterabschnitts (22, 21, 44) verbunden ist, wenn die
Wellenlänge einer mittleren Oszillationsfrequenz des
spannungsgesteuerten Oszillators (10) durch λ dargestellt
ist.
5. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 3, bei der das vom
Transistor entfernte Ende des kurzen Leiterabschnitts (22, 44)
über einen Kondensator (23, 45) geerdet ist.
6. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 3, bei der der kurze
Leiterabschnitt (22, 44) eine Länge von λ/4 hat, wenn die
Wellenlänge der mittleren Oszillationsfrequenz des
spannungsgesteuerten Oszillators 10 durch λ gegeben ist.
7. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der der kurze
Leiterabschnitt (21) eine Länge von 3 λ/8 hat, wenn die
Wellenlänge einer mittleren Oszillationsfrequenz des
spannungsgesteuerten Oszillators 10 durch λ gegeben ist.
8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der
der Eingabeanschluß des Spannungsteilers (29) an einer
Position verbunden ist, an der Änderungen der Impedanz auf
Seiten des Frequenzteilers (29), betrachtet vom Transistor
(11, 41) unterdrückt werden.
9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der
der kurze Leiterabschnitt (22, 21, 44) eine
Mikrostreifenleitung ist.
10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, die des
weiteren einen Kondensator (28) aufweist, der zwischen dem
kurzen Leiterabschnitt (22, 21) des spannungsgesteuerten
Oszillators (10) und dem Eingabeanschluß des Frequenzteilers
(29) vorgesehen ist, um einen Gleichstromanteil eines Signals
abzuschneiden, das dem Eingabeanschluß des Frequenzteilers
(29) eingegeben wird.
11. Vorrichtung nach Anspruch 3, die des weiteren einen
Kondensator (28) aufweist, der zwischen dem kurzen
Leiterabschnitt (44) des Pufferverstärkers (40) und dem
Eingabeanschluß des Frequenzteilers (29) vorgesehen ist, um
einen Gleichstromanteil des Signals abzuschneiden, das dem
Eingabeanschluß des Frequenzteilers (29) eingegeben wird.
12. Analoge Phasenregelvorrichtung mit:
einem spannungsgesteuerten Oszillator (10) mit einem ersten induktiven Element (34) und einem Transistor (11) zur Ausgabe eines Ausgabesignals, wobei ein Ende des ersten induktiven Elementes (34) mit dem Kollektor des Transistors (11) und das andere Ende des ersten induktiven Elementes (11) mit einer Vorspannungsquelle verbunden ist, um eine Vorspannung an den Transistor (11) anzulegen;
einem Frequenzteiler (29), dessen Eingabeanschluß mit dem Kollektor über das erste induktive Element (34) verbunden ist, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator (10) und der Frequenzteiler (29) innerhalb einem einzelnen integrierten Schaltungschip ausgebildet sind;
einem Phasenvergleicher (4) zum Vergleich einer Ausgabe des Frequenzteilers (29) mit einer Phase eines Bezugssignals; und
einem Steuermittel (17) zur Steuerung einer Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators beruhend auf der Ausgabe des Phasenvergleichers (4).
einem spannungsgesteuerten Oszillator (10) mit einem ersten induktiven Element (34) und einem Transistor (11) zur Ausgabe eines Ausgabesignals, wobei ein Ende des ersten induktiven Elementes (34) mit dem Kollektor des Transistors (11) und das andere Ende des ersten induktiven Elementes (11) mit einer Vorspannungsquelle verbunden ist, um eine Vorspannung an den Transistor (11) anzulegen;
einem Frequenzteiler (29), dessen Eingabeanschluß mit dem Kollektor über das erste induktive Element (34) verbunden ist, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator (10) und der Frequenzteiler (29) innerhalb einem einzelnen integrierten Schaltungschip ausgebildet sind;
einem Phasenvergleicher (4) zum Vergleich einer Ausgabe des Frequenzteilers (29) mit einer Phase eines Bezugssignals; und
einem Steuermittel (17) zur Steuerung einer Oszillationsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators beruhend auf der Ausgabe des Phasenvergleichers (4).
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, die des weiteren eine
Übertragungsleitung (36) aufweist, deren eines Ende mit dem
ersten induktiven Element (34) und deren anderes Ende mit
Masse verbunden ist, und wobei der Eingabeanschluß des
Frequenzteilers (29) zwischen dem ersten induktiven Element
(34) und der Übertragungsleitung (36) geschaltet ist.
14. Vorrichtung nach Anspruch 13, bei der das geerdete Ende
der Übertragungsleitung über einen Kondensator (23) geerdet
ist.
15. Vorrichtung nach Anspruch 13, bei der die
Übertragungsleitung (36) eine Länge nicht größer als λ/8 hat,
wenn die Wellenlänge der mittleren Oszillationsfrequenz des
spannungsgesteuerten Oszillators (10) durch λ gegeben ist.
16. Vorrichtung nach Anspruch 12, die des weiteren einen
Kondensator (28) aufweist, der zwischen dem ersten induktiven
Element (34) und dem Eingabeanschluß des Frequenzteilers (29)
vorgesehen ist, um eine Gleichstromkomponente eines Signals
abzuschneiden, das dem Eingabeanschluß des Frequenzteilers
(29) eingegeben wird.
17. Vorrichtung nach Anspruch 12, die des weiteren ein
zweites induktives Element (37) aufweist, dessen eines Ende
mit dem ersten induktiven Element (34) und dessen anderes
Ende mit Masse verbunden ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9061390A JPH10256905A (ja) | 1997-03-14 | 1997-03-14 | 位相同期回路装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19810822A1 DE19810822A1 (de) | 1998-09-24 |
DE19810822C2 true DE19810822C2 (de) | 2002-03-07 |
Family
ID=13169802
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19810822A Expired - Fee Related DE19810822C2 (de) | 1997-03-14 | 1998-03-12 | Phasenregelvorrichtung |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5929712A (de) |
JP (1) | JPH10256905A (de) |
DE (1) | DE19810822C2 (de) |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3723404B2 (ja) * | 2000-03-29 | 2005-12-07 | ユーディナデバイス株式会社 | マイクロ波電圧制御発振器 |
US6313712B1 (en) | 2000-06-13 | 2001-11-06 | International Business Machines Corporation | Low power crystal oscillator having improved long term and short term stability |
US6661295B2 (en) | 2001-04-09 | 2003-12-09 | Cts Corporation | Controllable crystal oscillator |
US6946919B2 (en) * | 2002-01-14 | 2005-09-20 | Cts Corporation | Controllable crystal oscillator component |
JP3885663B2 (ja) * | 2002-05-28 | 2007-02-21 | 株式会社村田製作所 | 電圧制御発振器、高周波モジュールおよび通信機装置 |
US6700448B1 (en) | 2002-08-30 | 2004-03-02 | Cts Corporation | High performance dual range oscillator module |
KR100551477B1 (ko) * | 2004-02-20 | 2006-02-14 | 삼성전자주식회사 | 커패시터 뱅크 회로 및 그것을 구비한 전압제어 오실레이터 |
JPWO2006095502A1 (ja) * | 2005-03-08 | 2008-08-14 | 日本電気株式会社 | 電圧制御発振器および電圧制御発振器の周波数制御方法 |
DE102015103149A1 (de) | 2015-03-04 | 2016-09-08 | Hella Kgaa Hueck & Co. | Radarvorrichtung |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4619001A (en) * | 1983-08-02 | 1986-10-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Tuning systems on dielectric substrates |
JP2847573B2 (ja) * | 1990-09-10 | 1999-01-20 | 富士通株式会社 | 電圧制御発振器 |
FI97925C (fi) * | 1994-06-21 | 1997-03-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Virityslineaarisuudeltaan parannettu jänniteohjattu oskillaattori |
-
1997
- 1997-03-14 JP JP9061390A patent/JPH10256905A/ja active Pending
-
1998
- 1998-03-09 US US09/037,033 patent/US5929712A/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-03-12 DE DE19810822A patent/DE19810822C2/de not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (4)
Title |
---|
AYTUR, T.S., RAZAVI, B. "A 2-Ghz. 6 mW BiCMOS Fre-quency Synthesizer". IN:IEEE Jounal of Solid-StateCircuits, Vol.30, No.12, 1995, S. 1457-1462 * |
BÖIFOT, A.M. et PEDERSEN, Ö. "The Pulling Per- formance of a Monolithic VCO". In: Mikrowellen und HF-Magazin, Vol.16, No.2, 1990, S.162-163 * |
MADIHIAN, M. et HONJO, K. "GaAs-Monolithic IC's for an X-Band PLL-Stabilized Local Source". In: IEEE Trans. on Microwave Theory and Techni- ques, Vol.34, No.6, 1986, S.707-713 * |
TAKASHI, Ohira et al. "A Compact Full MMIC Mo- dule for Ku-Band Phase Locked Oscillators". In: IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques, Vol.37, No.4, 1989, S.723-728 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE19810822A1 (de) | 1998-09-24 |
US5929712A (en) | 1999-07-27 |
JPH10256905A (ja) | 1998-09-25 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3723778C2 (de) | ||
DE102006011285B4 (de) | Schwingkreisanordnung mit digitaler Steuerung, Verfahren zur Erzeugung eines Schwingungssignals und digitaler Phasenregelkreis mit der Schwingkreisanordnung | |
EP0408983B1 (de) | Frequenzsynthesizer | |
DE60200566T2 (de) | Spannungsgesteuerter Oszillator in einem Phasenregelkreis | |
DE60006475T2 (de) | Oszillatorschaltungen mit koaxialen Resonatoren | |
DE2334570B1 (de) | Abstimmbare Hochfrequenz-Eingangsschaltungsanordnung fuer einen Fernsehempfaenger | |
DE3606435A1 (de) | Abstimmschaltung fuer einen mehrband-tuner | |
DE69817414T2 (de) | Spannungsgesteuerter Oszillator | |
DE3419654C2 (de) | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Wechselstromsignals mit steuerbarer Frequenz | |
DE102007016522B4 (de) | Quarzoszillator-Schaltkreis | |
DE19810822C2 (de) | Phasenregelvorrichtung | |
DE102008023680A1 (de) | Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung und Verfahren zum Konfigurieren einer Spannungsgesteuerten Oszillatorschaltung | |
EP1391030B1 (de) | Spannungsgesteuerte oszillatorschaltung | |
DE102016100164A1 (de) | System und Verfahren für einen spannungsgesteuerten Oszillator | |
DE102005030356B4 (de) | Digitaler Phasenregelkreis und Verfahren zur Regelung eines digitalen Phasenregelkreises | |
DE10048590B4 (de) | Phasenregelkreis | |
DE2603641A1 (de) | Phasenstarre rueckfuehrschleife, insbesondere fuer einen breitbandsender | |
DE19728248C2 (de) | Spannungsgesteuerter Oszillator | |
DE19723942A1 (de) | Hochgeschwindigkeitsringoszillator | |
DE4331499C2 (de) | Spannungsgesteuerter Oszillator | |
DE3690374C2 (de) | ||
DE602004000213T2 (de) | Spannungsgesteuerter Oszillator | |
EP0330983A2 (de) | Spannungsgesteuerter Oszillator mit Leitungsresonator | |
DE10351101B3 (de) | Kompakte PLL-Schaltung | |
DE3790316C2 (de) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
R119 | Application deemed withdrawn, or ip right lapsed, due to non-payment of renewal fee |
Effective date: 20111001 |