JP3723404B2 - マイクロ波電圧制御発振器 - Google Patents
マイクロ波電圧制御発振器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3723404B2 JP3723404B2 JP2000090405A JP2000090405A JP3723404B2 JP 3723404 B2 JP3723404 B2 JP 3723404B2 JP 2000090405 A JP2000090405 A JP 2000090405A JP 2000090405 A JP2000090405 A JP 2000090405A JP 3723404 B2 JP3723404 B2 JP 3723404B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- terminal
- strip
- variable capacitance
- capacitance diode
- line
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/18—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance
- H03B5/1841—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator
- H03B5/1847—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising distributed inductance and capacitance the frequency-determining element being a strip line resonator the active element in the amplifier being a semiconductor device
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車レーダ等のような狭帯域変調用のマイクロ波電圧制御発振器に関するものであり、特に、周波数変調リニアリティの改善を実現可能なマイクロ波制御発振器に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
以下、従来のマイクロ波電圧制御発振器について説明する。図8は、一般的なマイクロ波電圧制御発振器の原理構成を示す図である。図8において、61は負性抵抗素子(回路)であり、62は共振器回路であり、63は可変容量ダイオードであり、このマイクロ波電圧制御発振器は、一般的に最もよく知られる、可変容量ダイオードと負性抵抗とを組み合わせたものである。
【0003】
具体的にいうと、このマイクロ波電圧制御発振器は、基準点A−A’からみた共振器回路62側のインピーダンスをZRとし、負性抵抗素子側のインピーダンスをZNとすると、
下記の式(1)が成立する場合に安定的に発振する。
Re{ZR+ZN}<0
Im{ZR+ZN}=0 …(1)
d{ZR+ZN}/dω>0
ただし、ωは角周波数である。
【0004】
また、上記マイクロ波電圧制御発振器において、基準点B−B’からみた可変容量ダイオード63(容量CV)のインピーダンスを1/jωCVとし、共振器回路62側のインピーダンスをRT+jωLTとすると、この発振器の発振周波数fOSCは、式(2)のように表すことができる。
fOSC=1/[2π(LTCV)1/2] …(2)
【0005】
ここで、周波数の可変範囲が非常に狭く、すべての周波数可変範囲でLTが一定とみなせる場合には、容量CVが制御電圧の2乗に反比例する場合に、制御電圧に比例した発信周波数を得ることができる。
【0006】
しかしながら、容量CVが電圧制御に対して2乗に反比例する可変容量ダイオードは市場になく、また、マイクロ波以上の周波数で動作可能な特殊なダイオードについては、たとえ存在した場合においても入手が困難となる。そのため、LTが一定の条件下で上記のような線形電圧制御発振器は実現されていない。
【0007】
図9は、上記従来のマイクロ波電圧制御発振器の回路構成を示す図であり、64が前述した先端短絡高インピーダンス1/4波長線路である。この場合、その1/4波長線路は、発振周波数でインピーダンスが無限大となり、マイクロ波の動作には関与しない。したがって、可変容量ダイオードの電圧−容量特性が周波数変調の線形性(リニアリティ)を決定することになる。
【0008】
図10は、図9に示す従来のマイクロ波電圧制御発振器の可変周波数特性および周波数変調の線形性(%表示)を示す図である。詳細には、図10(a)が発振周波数−制御電圧特性を表し、図10(b)が周波数変調の線形性を表す。
【0009】
ここで、周波数変調の線形性(線形性指数)は、図10(a)に示す発振周波数−制御電圧特性により規定され、たとえば、周波数変調幅Wの両端を結ぶ直線と図示の周波数との最大のずれをΔWとすると、100×ΔW/W(%)で表すことができる。具体的にいうと、図10(b)に示すように、線形性指数は20%以上となる。
【0010】
これは、通信用の固定周波数発振器には影響を与えないが、たとえば、衝突防止レーダのように、周波数変調された信号を送受信して車間距離を測定する機器においては、測定結果の精度を大幅に劣化させる値を示している。すなわち、何らかの周波数リニアライザーによって精度を向上させようとした場合においても、線形性指数が大きすぎて、その効果が得られない。ただし、衝突防止用レーダは、周波数変調幅が発振周波数に対して無視できるほどに小さく、ほぼ固定周波数と考えられる。
【0011】
つぎに、従来の線形マイクロ波電圧制御発振器について具体例をあげて詳細に説明する。図11は、特開平8−288715号公報に記載されたマイクロ波電圧制御発振器(高周波機器)の構成を示す図である。図11において、31は共振回路であり、32は容量(キャパシタ)であり、33は負性抵抗回路(増幅回路)である。
【0012】
また、共振回路31において、47は主共振線路であり、48は直流阻止容量であり、49は電圧の2乗に反比例する可変容量ダイオードであり、52は可変容量ダイオード49の2乗特性を線形特性に補正するためのストリップ線路50とキャパシタ51との直列接続であり、53はストリップ線路50の補正効果をさらに向上させるためのストリップ線路であり、54は端子であり、55はキャパシタである。また、負性抵抗回路33において、34はトランジスタであり、35,36,37,38は抵抗であり、39,40,41,42,43はキャパシタであり、44はコイルであり、45,46は端子である。
【0013】
上記のように構成されるマイクロ波電圧制御発振器では、たとえば、共振回路31に分布定数線路としてストリップ線路を用いかつ周波数可変範囲が広いような場合に、LTが周波数に対して直線的に変化するため、容量CVが電圧の2乗に反比例する場合でも、発振周波数が制御電圧に比例しない。そのため、ここでは、可変容量ダイオード49の容量が、印加される電圧に対して直線的に変化するように、補正回路(ストリップ線路50,ストリップ線路53に相当)を組み込んでいる。また、このマイクロ波電圧制御発振器は、広い周波数帯域で発振周波数を変調するため、ストリップ線路50および53の長さを、それぞれ1/10波長〜1/20波長、3/16波長〜5/16波長と定めている。
【0014】
ここで、ストリップ線路50について説明する。上記マイクロ波電圧制御発振器においては、このストリップ線路50がない場合、制御電圧が低いところでは電圧を少し変化させるだけで上記可変容量が急峻に変化し、その結果として発振周波数が急激に変化する。そして、制御電圧が高いところでは、電圧の変化に対して発振周波数がゆるやかに変化する。
【0015】
一方、このストリップ線路50がある場合には、このストリップ線路50がそのインピーダンスを急激に変化させてしまう結果、発振周波数がゆるやかにしか大きくならず、それに伴って、発振周波数が制御電圧の増加に対して直線的に変化することとなる。なお、上記「インピーダンスを急激に変化させてしまう結果」を満足するためには、異なる周波数で補正用回路のインピーダンスが大きな変化を持つことが重要であるため、ここでは特に、周波数に対して大きなインピーダンス変化を発生させる直列接続52を可変容量ダイオード49と並列に接続する。
【0016】
このように、従来のマイクロ波電圧制御発振器では、可変容量ダイオード49の容量が印加電圧に対して直線的に変化するように補正回路(ストリップ線路50,ストリップ線路53)を組み込み、さらに、ストリップ線路50および53の長さを、それぞれ1/10波長〜1/20波長、3/16波長〜5/16波長と定めることで、広い周波数帯域で発振周波数を線形に変調している。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、衝突防止用レーダにおいては、たとえば、38GHz帯で50MHz程度の周波数変調をおこない、これを2逓倍した76GHz帯の周波数変調波を送受信し、ターゲットとの距離を測定する。この場合、固定周波数と比較して大きな差がなくなるため、インピーダンスを急激に変化させるための周波数変化幅が存在せず、具体的にいうと、比帯域が0.3%程度の非常に狭い周波数帯域となり、前述した補正回路の機能が使えない、という問題があった。
【0018】
また、上記固定周波数に近い動作において、可変容量ダイオードの容量CVの補正値CMを電圧に対して線形に変化させる従来のマイクロ波電圧制御発振器では、前述の式(2)から明らかなように(式(2)のCVをCMに置き換える)、LTがほぼ固定値であるから、発振周波数fOSCが電圧の−1/2乗に比例する可変周波数特性になる。この場合、変調リニアリティ値(一定変調幅での変調感度の変化量率において、変調リニアリティ値が0%に近いほど、発振周波数の電圧依存性が直線に近い)は、20%以上になるため、衝突防止レーダ用の電圧制御発振器としては不適切となる、という問題があった。
【0019】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、従来技術と比較して変調リニアリティ値を改善することにより、衝突防止用レーダに適用可能なマイクロ波電圧制御発振器を得ることを目的とする。
【0020】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるマイクロ波電圧制御発振器は、入力端子と、出力端子を有する負性抵抗回路と、第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記負性抵抗回路の前記入力端子に接続されるストリップ状共振器と、第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記ストリップ状共振器の前記第2の端子に接続される第1の容量と、アノードとカソードとを備え、前記アノードが前記第1の容量の前記第2の端子に接続され、前記カソードが接地される可変容量ダイオードと、第1の端子と、第2の端子と、1/14波長以上で1/4波長より十分短い範囲に設定された長さを有し、当該第1の端子が前記可変容量ダイオードのアノードに接続される、高インピーダンスのストリップ状線路と、第1の端子と、第2の端子とを有し、発振周波数に対して十分に低インピーダンスであり、一方の第1の端子が前記ストリップ状線路の第2の端子に接続され、他方の第2の端子が接地される第2の容量とを備え、前記可変容量ダイオードの容量および前記ストリップ状線路の容量の合成容量が、制御電圧の1/2乗より十分大きく2乗未満の値に反比例することを特徴とする。
【0021】
これによって、上記構成を用い、さらに、ストリップ状線路の線路長を1/4波長〜1/14波長とすることで、たとえば、ダイオードのみで周波数制御をおこなう場合と比較して、大幅に周波数変調の線形性を改善することができる。
【0022】
また、入力端子と、出力端子を有する負性抵抗回路と、第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記負性抵抗回路の前記入力端子に接続されるストリップ状共振器と、第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記ストリップ状共振器の前記第2の端子に接続される第1の容量と、アノードとカソードとを備え、前記アノードが前記第1の容量の前記第2の端子に接続され、前記カソードが接地される可変容量ダイオードと、第1の端子と、第2の端子と、1/14波長〜1/12波長の範囲に設定された長さを有し、前記第1の端子が前記可変容量ダイオードのアノードに接続される、高インピーダンスのストリップ状線路と、第1の端子と、第2の端子とを有し、発振周波数に対して十分に低インピーダンスであり、一方の第1の端子が前記ストリップ状線路の前記第2の端子に接続され、他方の第2の端子が接地される第2の容量とを備え、前記可変容量ダイオードの容量が制御電圧の1/2乗に反比例し、前記可変容量ダイオードに、等価的に前記ストリップ状線路から得られる負のアドミッタンスが接続されていることを利用し、前記可変容量ダイオードの容量と前記アドミッタンスとの和が制御電圧の1/2乗より十分大きく2乗未満の値に反比例するように、前記ストリップ状線路の長さを決定することを特徴とする。
【0023】
これによって、可変容量ダイオードの容量と前記アドミッタンスとの和が制御電圧の1/2乗に反比例するようにストリップ状線路の長さを決定することで、従来の線形性指数を大幅に改善することができる。また、線形性指数の大幅な改善により、リニアライザーの適用を容易にすることができるため、衝突防止レーダ用発振器を効果的に実現することができる。
【0024】
また、入力端子と、出力端子を有する負性抵抗回路と、第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記負性抵抗回路の前記入力端子に接続されるストリップ状共振器と、第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記ストリップ状共振器の前記第2の端子に接続される第1の容量と、アノードとカソードとを備え、前記アノードが前記第1の容量の前記第2の端子に接続され、前記カソードが接地される可変容量ダイオードと、第1の端子と、第2の端子と、1/28波長〜1/24波長の範囲に設定された長さを有し、前記第1の端子が前記可変容量ダイオードのアノードに接続される、高インピーダンスのストリップ状線路と、第1の端子と、第2の端子とを有し、発振周波数に対して十分に低インピーダンスであり、一方の第1の端子が前記ストリップ状線路の前記第2の端子に接続され、他方の第2の端子が接地される第2の容量とを備え、前記可変容量ダイオードの容量が制御電圧の1/2乗に反比例し、前記可変容量ダイオードに、等価的に前記ストリップ状線路から得られる負のアドミッタンスが接続されていることを利用し、前記可変容量ダイオードの容量と前記アドミッタンスとの和が制御電圧の2乗に反比例するように、前記ストリップ状線路の長さを決定することを特徴とする。
【0025】
このように、ストリップ状線路の線路長を1/28波長〜1/24波長の範囲に設定された長さとすることにより、可変容量ダイオードの容量と前記アドミッタンスとの和が制御電圧の2乗に反比例する特性を、限られた電圧範囲で実現することができる。
【0026】
また、入力端子と、出力端子を有する負性抵抗回路と、第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記負性抵抗回路の前記入力端子に接続されるストリップ状共振器と、第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記ストリップ状共振器の前記第2の端子に接続される第1の容量と、アノードとカソードとを備え、前記アノードが前記第1の容量の前記第2の端子に接続され、前記カソードが接地される可変容量ダイオードと、第1の端子と、第2の端子と、第3の端子と、1/4波長に固定された長さを有し、前記第1の端子が前記可変容量ダイオードのアノードに接続される、高インピーダンスのストリップ状線路と、第1の端子と、第2の端子とを有し、発振周波数に対して十分に低インピーダンスであり、一方の第1の端子が前記ストリップ状線路の前記第2の端子に接続され、他方の第2の端子が接地される第2の容量と、第1の端子と、第2の端子とを有し、発振周波数が十分に低インピーダンスであり、一方の第1の端子が前記ストリップ状線路の前記第3の端子に接続され、他方の第2の端子が接地される第3の容量とを備え、前記ストリップ状線路の前記第3の端子を当該ストリップ状線路の前記第1の端子からの長さが1/14波長以上で1/4波長より十分短い範囲に設け、前記可変容量ダイオードの容量と前記ストリップ状線路の前記第1の端子から前記第3の端子間の容量との合成容量が制御電圧の1/2乗より十分大きく2乗未満に反比例することを特徴とする。
【0027】
このように、前記ストリップ状線路の長さを1/4波長に固定し、使用する可変容量ダイオードの特性に応じた所定の位置で、前記ストリップ状線路を接地することによって、可変容量ダイオードの種類を限定することなく、かつ可変容量ダイオードのCV特性のばらつきを吸収するように微調整をおこなうことができるため、さらに大幅に周波数変調の線形性を改善することができる。
【0028】
また、入力端子と、出力端子を有する負性抵抗回路と、第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記負性抵抗回路の前記入力端子に接続されるストリップ状共振器と、第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記ストリップ状共振器の前記第2の端子に接続される第1の容量と、アノードとカソードとを備え、前記アノードが前記第1の容量の前記第2の端子に接続され、前記カソードが接地される可変容量ダイオードと、第1の端子と、第2の端子と、1/14波長以上で1/4波長より十分短い長さを有し、当該第1の端子が前記可変容量ダイオードのアノードに接続される、高インピーダンスのストリップ状線路と、第1の端子と、第2の端子とを有し、発振周波数に対して十分に低インピーダンスであり、一方の第1の端子が前記ストリップ状線路の前記第2の端子に接続され、他方の第2の端子が接地される第2の容量とを備え、前記可変容量ダイオードの容量が制御電圧に反比例し、前記可変容量ダイオードに、等価的に前記ストリップ状線路から得られる負のアドミッタンスが接続されていることを利用し、前記可変容量ダイオードの容量と前記アドミッタンスとの和が制御電圧の2乗に反比例するように、前記ストリップ状線路の長さを決定することを特徴とする。
【0029】
このように、ストリップ状線路の線路長を1/14波長〜1/12波長とすることにより、可変容量ダイオードの容量と前記アドミッタンスとの和が制御電圧に反比例する特性を実現することができる。
【0030】
また、前記可変容量ダイオードとして、ショットキーダイオードまたはFETダイオードを用いることを特徴とする。
【0031】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかるマイクロ波電圧制御発振器の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【0032】
図1は、本発明にかかるマイクロ波電圧制御発振器の実施の形態1の構成を示す図である。図1において、1はストリップ状共振器であり、2は可変容量ダイオードであり、3はストリップ状線路であり、1’および4は容量(キャパシタ)であり、5は負性抵抗回路であり、6は発振器の出力端子であり、11は可変容量ダイオードへの電圧印加端子である。
【0033】
このマイクロ波電圧制御発振器は、ストリップ状共振器1の片方の端子に負性抵抗回路5を接続し、もう一方の端子に容量1’を介して可変容量ダイオード2のアノードを接続する。そして、可変容量ダイオードのカソードを接地し、かつ可変容量ダイオード2のアノードに高インピーダンスのストリップ状線路3を接続し、さらにストリップ状線路3のもう一方の端子を発振周波数に対して十分に低インピーダンスの容量4を介して接地する。また、ストリップ状線路3の長さを、1/4波長以下の範囲に設定する。
【0034】
このように、本実施の形態では、可変容量ダイオード2とストリップ状線路3とが並列に接続され、それぞれが接地されているため、可変容量ダイオード2には、等価的に、ストリップ状線路3(長さl)から得られる負のアドミッタンス:−1/(ω0Ztanβl)が接続される。なお、固定の発振角周波数をω0とし、ストリップ状線路3の特性インピーダンスをZとし、位相定数をβとする。
【0035】
したがって、容量1’を介してストリップ状共振器1に接続される容量CT(V)は、式(3)のように表すことができる。
CT=CV−(1/ω0Ztanβl) …(3)
この式は、後述する図電圧可変容量CV(縦軸)−電圧(横軸)曲線を下方にΔCだけ平行移動させることを表す。
【0036】
また、一般的に、可変容量ダイオード2の容量CV(V)は、式(4)のように表すことができる。
CV=a/(1−V)K …(4)
ただし、Kは正の定数であり、aは定数である。
【0037】
したがって、上記式に基づいて容量CVを平行移動した場合には、ほぼすべての電圧において定数Kの値を大きくした場合と等価になる。本実施の形態においては、この効果を用いて、容量CTを制御電圧Vの2乗に反比例させること、またはそれに近い特性をストリップ状線路3により実現する。なお、狭い周波数帯域で周波数変調をおこなう場合、角周波数ω0は、一定としても差し支えなく、さらにすべての変調周波数において一定値の平行移動が成立するので、周波数補正の必要がない。
【0038】
以下、ストリップ状線路3の長さを、たとえば、1/4波長から1/14波長の範囲に設定した場合について説明する。たとえば、1/4波長の場合には、ΔC=0となって、前述の平行移動が発生しないので、可変容量ダイオード2のCV特性が制御電圧Vの2乗に反比例する場合に適用でき、一方、1/4波長より短い場合には、前述の平行移動が発生するので、可変容量ダイオード2のCV特性が制御電圧Vのk乗(1/2<k<2)に反比例する場合に適用できる。また、ストリップ状線路3の長さlは、CV特性のk値に合わせて設定し、すべての制御電圧範囲において実効的にCT特性のk値を大きくして周波数の線形性を改善する。
【0039】
また、本実施の形態においては、ストリップ状線路3の接地を容量4を介して接続することで、可変容量ダイオード2に対して無損失かつ安定的に電圧を供給する。
【0040】
図2は、1/4波長〜1/14波長の先端短絡高インピーダンス線路(ストリップ状線路3)を可変容量ダイオード2に並列接続した場合の容量−電圧特性を示す図である。太い実線で示した曲線7は、可変容量ダイオード2の容量−電圧特性(CV特性)であり、容量CVは、前述の式(4)のように表すことができる(1/2<k<2)。すなわち、電圧(絶対値)を大きくすると、低電圧域で容量が大きく減少し、高電圧域で容量がゆるやかに減少する。
【0041】
点線で示した曲線8は、ストリップ状線路3の容量−電圧特性(CT特性)であり、前述の式(3)により、曲線7を、ストリップ状線路3による実効的な負の容量9だけ平行移動したものである。この曲線8は、細い実線で示す曲線10に、ほとんどすべての電圧で一致する。なお、曲線10は、式(5)のように表すことができる。
CV=a/(1−V)k+m …(5)
ただし、mは正の整数である。
【0042】
この式(5)は、たとえば、k=1/2の容量を、ストリップ状線路3によりk=1の容量に変換できることを意味している。すなわち、kが1/2より大きくなるにしたがって、適宜ストリップ状線路3の長さを長くしていき、たとえば、容量シフト量9だけ小さくした場合にk=1の容量に変換される。また、容量のシフト量を大きく(ストリップ状線路3を短く)維持した場合には、k=2の容量と等価にすることもできる。
【0043】
このように、本実施の形態においては、図1に示す構成を用い、さらに、ストリップ状線路3の線路長lを1/4波長〜1/14波長とすることで、ダイオードのみで周波数制御をおこなう場合と比較して、大幅に周波数変調の線形性を改善することができる。なお、本実施の形態においては、可変容量ダイオード2としてショットキーダイオードを用いることとして説明したが、これに限らず、たとえば、電界効果トランジスタ(FET)のショットキー接合容量を周波数変調に利用することもできる。
【0044】
図3および図4は、本発明にかかるマイクロ波電圧制御発振器における実施の形態2の処理を示す図である。ここでは、10GHz帯の動作周波数かつk=1/2の場合における可変容量ダイオード2の周波数変調の線形性を改善する。なお、本実施の形態においては、図1に示すマイクロ波電圧制御発振器の構成と同一であるため、その説明を省略する。ここでは、可変容量ダイオードの容量−電圧特性を規定する。
【0045】
図3において、ひし形を通る曲線は、一般的な可変容量ダイオードのCV特性の測定値を表しているが、これは、たとえば、下記の式(6)に示す白丸を通る曲線と非常に高精度に一致している。
CV=2/(1−V)1/2 …(6)
【0046】
また、式(6)に基づいて、下記の式(7)および式(8)の曲線を求め、その結果をCV特性の表に重ねてみる。図4は、式(6)〜式(8)を重ねあわせた状態を表した図である。
CV=2/(1−V)1 …(7)
CV=2/(1−V)2 …(8)
【0047】
図4において、12は上記一般的な可変容量ダイオード(ショットキーダイオード)のCV特性を表す式(6)の曲線であり、13は式(7)の曲線であり、14は式(8)の曲線であり、15は曲線12を曲線13にほぼ一致するまで下方にシフトした曲線であり、15’は曲線12を曲線14にほぼ一致するまでさらに下方にシフトした曲線である。なお、ここでは、ΔCを0.5pFとする。
【0048】
図示のとおり、曲線15は曲線13と広い電圧範囲で一致し、曲線15’は曲線14と限られた電圧範囲で一致する。このように、ストリップ状線路3による容量シフト効果は、図4に示すとおり、次数の高い、すなわち、理想に近いCV特性を実現するために大変有効となる。
【0049】
そこで、本実施の形態においては、可変容量ダイオード2に、等価的にストリップ状線路3(長さl)から得られる負のアドミッタンス:−1/(ω0Ztanβl)が接続されていることを利用し、可変容量ダイオード2の容量と前記アドミッタンスとの和が、制御電圧にほぼ反比例するように、ストリップ状線路3の長さlを選定する。すなわち、本実施の形態においては、可変容量ダイオード2のCV特性が制御電圧Vの1/2乗に反比例する場合に、たとえば、1/12波長程度のストリップ状線路3を用いることで、前述の容量CT特性が、制御電圧Vに反比例する可変容量特性を実現する。
【0050】
たとえば、容量シフト量ΔCと線路長lとの間には、前述の式(3)に基づいて、式(9)で表す関係が成立する。
ΔC=1/{ω0Ztan(2πl/λg)}
Ztan(2πl/λg)=1/ω0ΔC …(9)
ただし、λgは波長を表す。また、ω0ΔCは、周波数が高くなるにつれてCVが小さく設定されるため、所望のCV特性を実現する場合には周波数によらずほぼ一定となる。
【0051】
したがって、図4において、たとえば、曲線12から曲線13へのシフト量ΔCを0.5pFとし、抵抗値Zを(実用的に基板厚150μm〜250μmおよび線路幅50μmとする)70Ω〜80Ωとし、動作周波数を10GHzとした場合、前記Ztan(2πl/λg)は、式(10)のように求めることができる。
Ztan(2πl/λg)=100/π=31.8 …(10)
【0052】
このとき、前述のZの範囲において、tan(2πl/λg)は、0.4〜0.46(25°〜30°)となり、さらに線路長lは、1/14波長〜1/12波長となる。すなわち、線路長lを1/14波長〜1/12波長とすることで、電圧に反比例するCV特性を実現することができる。また、シフト量ΔCを1pFとし、線路長lを1/28波長〜1/24波長程度にすることで、電圧の2乗に反比例するCV特性を、限られた電圧範囲で実現することができる。
【0053】
図5は、図10に示す従来の周波数変調の線形性を本実施の形態におけるストリップ状線路3の長さの決定方法により改善したこと、を示す図である。このように、本実施の形態においては、上記のようにストリップ状線路3の長さを決定することで、従来20%以上であった線形性指数を、10%程度まで改善することができる。また、これにより、リニアライザーの適用を容易にすることができるため、衝突防止レーダ用発振器を効果的に実現することができる。
【0054】
なお、本実施の形態においては、可変容量ダイオード2としてショットキーダイオードを用いた場合について説明したが、これに限らず、たとえば、電界効果トランジスタ(FET)のショットキー接合容量を周波数変調に利用することもできる。
【0055】
図6は、本発明にかかるマイクロ波電圧制御発振器における実施の形態3の処理を示す図である。ここでは、10GHz帯の動作周波数かつk=1の場合における可変容量ダイオード2の周波数変調の線形性を改善する。なお、本実施の形態においては、図1に示すマイクロ波電圧制御発振器の構成と同一であるため、その説明を省略する。
【0056】
図6において、13は前述の式(7)の曲線であり、14は前述の式(8)の曲線であり、16は曲線13を曲線14にほぼ一致するまで下方にシフトした曲線である。なお、ここでは、ΔCを0.5pFとする。図示のとおり、曲線16と曲線14とは、前述した実施の形態2よりも(曲線15’と曲線14)、さらに広い電圧範囲で一致する。
【0057】
そこで、本実施の形態においては、可変容量ダイオード2に、等価的にストリップ状線路3(長さl)から得られる負のアドミッタンス:−1/(ω0Ztanβl)が接続されていることを利用し、可変容量ダイオード2の容量と前記アドミッタンスとの和が、制御電圧の1乗〜2乗に反比例するように、ストリップ状線路3の長さlを選定する。すなわち、可変容量ダイオード2のCV特性が制御電圧Vのk乗(1≦k<2)の場合には、1/4波長〜1/14波長の範囲のストリップ状線路3を用いることで、前述の容量CT特性が、制御電圧Vの1乗〜2乗の範囲になるように設定する。
【0058】
このように、本実施の形態においては、実施の形態2と同様の効果が得られるとともに、さらに、制御電圧の1/2乗に反比例する可変容量ダイオード2を用いる実施の形態2と比較して、2倍の線路長が使用できる。また、ストリップ状線路3の線路長lが短くなりすぎることによる設計性および再現性の低下を防止することができる。なお、本実施の形態においては、可変容量ダイオード2を用いた場合について説明したが、これに限らず、たとえば、ショットキーダイオードまたは電界効果トランジスタ(FET)を周波数変調に利用することもできる。
【0059】
図7は、本発明にかかるマイクロ波電圧制御発振器の実施の形態4の構成を示す図である。なお、前述の実施の形態1と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。図7において、3aはストリップ状線路であり、4’は容量(キャパシタ)であり、11’はストリップ状線路3aを任意の位置で接地に接続するための端子である。
【0060】
このマイクロ波電圧制御発振器は、ストリップ状共振器1の片方の端子に負性抵抗回路5を接続し、もう一方の端子に容量1’を介して可変容量ダイオード2のアノードを接続する。そして、可変容量ダイオードのカソードを接地し、かつ可変容量ダイオード2のアノードに高インピーダンスのストリップ状線路3aを接続し、さらにストリップ状線路aのもう一方の端子を発振周波数に対して十分に低インピーダンスの容量4を介して接地する。また、ストリップ状線路3aの長さを1/4波長に設定する。
【0061】
さらに、本実施の形態においては、一定の長さのストリップ状線路3aを用いて実施の形態1の動作を実現する方法として、たとえば、長さ1/4波長のストリップ状線路3aを用い、使用する可変容量ダイオード2のCV特性に応じた所定の位置で、ストリップ状線路3aを、発振周波数に対して十分に低インピーダンスの容量4’を介して接地する。すなわち、ストリップ状線路3aにおける短絡点を任意に設定できる。
【0062】
このように、本実施の形態においては、実施の形態1と同様の効果が得られるとともに、ストリップ状線路3の線路長lを1/4波長に固定し、さらに、ストリップ状線路3を任意の位置で接地する構成とすることで、可変容量ダイオード2の種類を限定することなく、かつ可変容量ダイオード2のCV特性のばらつきを吸収するように微調整をおこなうことができるため、さらに大幅に周波数変調の線形性を改善することができる。
【0063】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、ストリップ状線路の線路長を1/4波長〜1/14波長とすることで、たとえば、ダイオードのみで周波数制御をおこなう場合と比較して、大幅に周波数変調の線形性を改善することが可能なマイクロ波電圧制御発振器を得ることができる。
【0064】
また、可変容量ダイオードの容量とアドミッタンスとの和が制御電圧の1乗〜2乗に反比例するようにストリップ状線路の長さを決定することで、従来の線形性指数を大幅に改善することが可能なマイクロ波電圧制御発振器を得ることができる、という効果を奏する。また、線形性指数の大幅な改善により、リニアライザーの適用を容易にすることができるため、衝突防止レーダ用発振器を効果的に実現が可能となる。
【0065】
また、ストリップ状線路の線路長を1/4波長に固定し、さらに、ストリップ状線路を任意の位置で接地する構成とすることで、可変容量ダイオードの種類を限定することなく、かつ可変容量ダイオードのCV特性のばらつきを吸収するように微調整をおこなうことができるため、さらに大幅に周波数変調の線形性を改善することができる。
【0066】
また、ショットキーダイオードまたはFETダイオードを用いた場合においても、従来と比較して、大幅に周波数変調の線形性を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明にかかるマイクロ波電圧制御発振器の実施の形態1の構成を示す図である。
【図2】 1/4波長〜1/14波長のストリップ状線路を可変容量ダイオードに並列接続した場合の容量−電圧特性を示す図である。
【図3】 本発明にかかるマイクロ波電圧制御発振器における実施の形態2の処理を示す図である。
【図4】 本発明にかかるマイクロ波電圧制御発振器における実施の形態2の処理を示す図である。
【図5】 本発明にかかるマイクロ波電圧制御発振器の周波数変調の線形性を示す図である。
【図6】 本発明にかかるマイクロ波電圧制御発振器における実施の形態3の処理を示す図である。
【図7】 本発明にかかるマイクロ波電圧制御発振器の実施の形態4の構成を示す図である。
【図8】 一般的なマイクロ波電圧制御発振器の原理構成を示す図である。
【図9】 従来のマイクロ波電圧制御発振器の回路構成を示す図である。
【図10】 図9に示す従来のマイクロ波電圧制御発振器の可変周波数特性および周波数変調の線形性を示す図である。
【図11】 特開平8−288715号公報に記載されたマイクロ波電圧制御発振器の構成を示す図である。
【符号の説明】
1 ストリップ状共振器
1’,4,4’ 容量(キャパシタ)
2 可変容量ダイオード
3,3a ストリップ状線路
5 負性抵抗回路
6,11,11’ 端子
Claims (6)
- 入力端子と、出力端子を有する負性抵抗回路と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記負性抵抗回路の前記入力端子に接続されるストリップ状共振器と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記ストリップ状共振器の前記第2の端子に接続される第1の容量と、
アノードとカソードとを備え、前記アノードが前記第1の容量の前記第2の端子に接続され、前記カソードが接地される可変容量ダイオードと、
第1の端子と、第2の端子と、1/14波長以上で1/4波長より十分短い範囲に設定された長さを有し、当該第1の端子が前記可変容量ダイオードのアノードに接続される、高インピーダンスのストリップ状線路と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、発振周波数に対して十分に低インピーダンスであり、一方の第1の端子が前記ストリップ状線路の第2の端子に接続され、他方の第2の端子が接地される第2の容量とを備え、
前記可変容量ダイオードの容量および前記ストリップ状線路の容量の合成容量が、制御電圧の1/2乗より十分大きく2乗未満の値に反比例することを特徴とするマイクロ波電圧制御発振器。 - 入力端子と、出力端子を有する負性抵抗回路と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記負性抵抗回路の前記入力端子に接続されるストリップ状共振器と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記ストリップ状共振器の前記第2の端子に接続される第1の容量と、
アノードとカソードとを備え、前記アノードが前記第1の容量の前記第2の端子に接続され、前記カソードが接地される可変容量ダイオードと、
第1の端子と、第2の端子と、1/14波長〜1/12波長の範囲に設定された長さを有し、前記第1の端子が前記可変容量ダイオードのアノードに接続される、高インピーダンスのストリップ状線路と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、発振周波数に対して十分に低インピーダンスであり、一方の第1の端子が前記ストリップ状線路の前記第2の端子に接続され、他方の第2の端子が接地される第2の容量とを備え、
前記可変容量ダイオードの容量が制御電圧の1/2乗に反比例し、前記可変容量ダイオードに、等価的に前記ストリップ状線路から得られる負のアドミッタンスが接続されていることを利用し、前記可変容量ダイオードの容量と前記アドミッタンスとの和が制御電圧の1/2乗より十分大きく2乗未満の値に反比例するように、前記ストリップ状線路の長さを決定することを特徴とするマイクロ波電圧制御発振器。 - 入力端子と、出力端子を有する負性抵抗回路と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記負性抵抗回路の前記入力端子に接続されるストリップ状共振器と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記ストリップ状共振器の前記第2の端子に接続される第1の容量と、
アノードとカソードとを備え、前記アノードが前記第1の容量の前記第2の端子に接続され、前記カソードが接地される可変容量ダイオードと、
第1の端子と、第2の端子と、1/28波長〜1/24波長の範囲に設定された長さを有し、前記第1の端子が前記可変容量ダイオードのアノードに接続される、高インピーダンスのストリップ状線路と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、発振周波数に対して十分に低インピーダンスであり、一方の第1の端子が前記ストリップ状線路の前記第2の端子に接続され、他方の第2の端子が接地される第2の容量とを備え、
前記可変容量ダイオードの容量が制御電圧の1/2乗に反比例し、前記可変容量ダイオードに、等価的に前記ストリップ状線路から得られる負のアドミッタンスが接続されていることを利用し、前記可変容量ダイオードの容量と前記アドミッタンスとの和が制御電圧の2乗に反比例するように、前記ストリップ状線路の長さを決定することを特徴とするマイクロ波電圧制御発振器。 - 入力端子と、出力端子を有する負性抵抗回路と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記負性抵抗回路の前記入力端子に接続されるストリップ状共振器と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記ストリップ状共振器の前記第2の端子に接続される第1の容量と、
アノードとカソードとを備え、前記アノードが前記第1の容量の前記第2の端子に接続され、前記カソードが接地される可変容量ダイオードと、
第1の端子と、第2の端子と、第3の端子と、1/4波長に固定された長さを有し、前記第1の端子が前記可変容量ダイオードのアノードに接続される、高インピーダンスのストリップ状線路と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、発振周波数に対して十分に低インピーダンスであり、一方の第1の端子が前記ストリップ状線路の前記第2の端子に接続され、他方の第2の端子が接地される第2の容量と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、発振周波数が十分に低インピーダンスであり、一方の第1の端子が前記ストリップ状線路の前記第3の端子に接続され、他方の第2の端子が接地される第3の容量とを備え、
前記ストリップ状線路の前記第3の端子を当該ストリップ状線路の前記第1の端子からの長さが1/14波長以上で1/4波長より十分短い範囲に設け、前記可変容量ダイオードの容量と前記ストリップ状線路の前記第1の端子から前記第3の端子間の容量との合成容量が制御電圧の1/2乗より十分大きく2乗未満に反比例することを特徴とするマイクロ波電圧制御発振器。 - 入力端子と、出力端子を有する負性抵抗回路と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記負性抵抗回路の前記入力端子に接続されるストリップ状共振器と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、当該第1の端子が前記ストリップ状共振器の前記第2の端子に接続される第1の容量と、
アノードとカソードとを備え、前記アノードが前記第1の容量の前記第2の端子に接続され、前記カソードが接地される可変容量ダイオードと、
第1の端子と、第2の端子と、1/14波長以上で1/4波長より十分短い長さを有し、当該第1の端子が前記可変容量ダイオードのアノードに接続される、高インピーダンスのストリップ状線路と、
第1の端子と、第2の端子とを有し、発振周波数に対して十分に低インピーダンスであり、一方の第1の端子が前記ストリップ状線路の前記第2の端子に接続され、他方の第2の端子が接地される第2の容量とを備え、
前記可変容量ダイオードの容量が制御電圧に反比例し、前記可変容量ダイオードに、等価的に前記ストリップ状線路から得られる負のアドミッタンスが接続されていることを利用し、前記可変容量ダイオードの容量と前記アドミッタンスとの和が制御電圧の2乗に反比例するように、前記ストリップ状線路の長さを決定することを特徴とするマイクロ波電圧制御発振器。 - 前記可変容量ダイオードとして、ショットキーダイオードまたはFETダイオードを用いることを特徴とする請求項1〜5のいずれか一つに記載のマイクロ波電圧制御発振器。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000090405A JP3723404B2 (ja) | 2000-03-29 | 2000-03-29 | マイクロ波電圧制御発振器 |
DE60120035T DE60120035T2 (de) | 2000-03-29 | 2001-03-01 | Spannungsgesteuerter Mikrowellenoszillator |
EP01301898A EP1150421B1 (en) | 2000-03-29 | 2001-03-01 | Microwave voltage controlled oscillator |
US09/814,753 US6600381B2 (en) | 2000-03-29 | 2001-03-23 | Microwave voltage-controlled-oscillator |
TW090107415A TW483259B (en) | 2000-03-29 | 2001-03-28 | Microwave voltage controlled oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000090405A JP3723404B2 (ja) | 2000-03-29 | 2000-03-29 | マイクロ波電圧制御発振器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001284962A JP2001284962A (ja) | 2001-10-12 |
JP3723404B2 true JP3723404B2 (ja) | 2005-12-07 |
Family
ID=18606015
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000090405A Expired - Fee Related JP3723404B2 (ja) | 2000-03-29 | 2000-03-29 | マイクロ波電圧制御発振器 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6600381B2 (ja) |
EP (1) | EP1150421B1 (ja) |
JP (1) | JP3723404B2 (ja) |
DE (1) | DE60120035T2 (ja) |
TW (1) | TW483259B (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100325420B1 (ko) * | 2000-02-15 | 2002-02-21 | 강인호 | 개선된 이득을 갖는 포락선 추적 증폭기, 이를 이용한 이동 통신 단말기 및 그에 관한 이득 개선 방법 |
KR20030031796A (ko) * | 2001-10-16 | 2003-04-23 | (주)마이크로라인 | 단계임피던스공진 발진기를 이용한 레이더디텍터 |
JP3885663B2 (ja) | 2002-05-28 | 2007-02-21 | 株式会社村田製作所 | 電圧制御発振器、高周波モジュールおよび通信機装置 |
JP4062135B2 (ja) * | 2003-03-14 | 2008-03-19 | 株式会社村田製作所 | 高周波発振装置、無線装置およびレーダ |
WO2005125004A1 (ja) * | 2004-06-18 | 2005-12-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 電圧制御発振器 |
JP5313941B2 (ja) * | 2010-02-19 | 2013-10-09 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 電力線通信システム |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4375621A (en) * | 1981-03-02 | 1983-03-01 | Ael Microtel, Ltd. | Circuit for linearizing frequency modulated oscillators on microstrip |
US5352994A (en) * | 1987-10-06 | 1994-10-04 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Gallium arsenide monolithically integrated nonlinear transmission line impedance transformer |
US4904964A (en) * | 1988-12-27 | 1990-02-27 | Motorola, Inc. | Voltage control oscillator with modulation compensation |
JPH08288715A (ja) * | 1995-04-18 | 1996-11-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波機器 |
JPH10256905A (ja) * | 1997-03-14 | 1998-09-25 | Toshiba Corp | 位相同期回路装置 |
GB2338617A (en) * | 1998-06-16 | 1999-12-22 | Microwave Solutions Limited | A voltage controlled oscillator with a dielectric resonator and a Schottky variable capacitance diode |
-
2000
- 2000-03-29 JP JP2000090405A patent/JP3723404B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-03-01 DE DE60120035T patent/DE60120035T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2001-03-01 EP EP01301898A patent/EP1150421B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-03-23 US US09/814,753 patent/US6600381B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-03-28 TW TW090107415A patent/TW483259B/zh not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE60120035T2 (de) | 2006-10-26 |
TW483259B (en) | 2002-04-11 |
EP1150421A3 (en) | 2002-07-31 |
EP1150421B1 (en) | 2006-05-31 |
EP1150421A2 (en) | 2001-10-31 |
DE60120035D1 (de) | 2006-07-06 |
JP2001284962A (ja) | 2001-10-12 |
US6600381B2 (en) | 2003-07-29 |
US20010026195A1 (en) | 2001-10-04 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4527130A (en) | Push-pull microwave oscillator with fundamental and second harmonic outputs | |
JPH07307619A (ja) | 発振器 | |
US9537447B2 (en) | System and method for a voltage controlled oscillator | |
JP3723404B2 (ja) | マイクロ波電圧制御発振器 | |
US6066997A (en) | Frequency multiplier with fundamental wave reflection | |
US4189690A (en) | Resonant linear frequency modulator | |
US6489853B1 (en) | Low phase noise oscillator | |
US4684904A (en) | Low phase noise two port voltage controlled oscillator | |
JP3863753B2 (ja) | 電圧制御型発振器および通信装置 | |
US3996536A (en) | Metal-insulator-semiconductor device phase shifter | |
US8031018B2 (en) | Oscillator with coupled amplifier | |
JP3654643B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
JP2009147899A (ja) | 電圧制御発振器 | |
JPH0513045Y2 (ja) | ||
JP3885663B2 (ja) | 電圧制御発振器、高周波モジュールおよび通信機装置 | |
CA2023252C (en) | Millimeter wave, lumped element, vco with ultrabroadband tuning | |
Bura et al. | Design considerations for an integrated 1.8-GHz parametric amplifier | |
JP2972014B2 (ja) | 電圧制御発振器および同調回路 | |
JP2004312104A (ja) | 電圧制御発振器 | |
JP3199049B2 (ja) | ミクサ回路 | |
JP2715427B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
Grebennikov | The frequency tuning characteristics of transistor voltage‐controlled oscillators with distributed parameters | |
JP3590123B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
Garver | Varactor Linear Microwave Phase Moduiator | |
EP1235343A2 (en) | Microwave oscillator having improved phase noise of oscillation signal |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040130 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040413 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040611 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040803 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040930 |
|
A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20041020 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050712 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050801 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050913 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050915 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090922 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100922 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100922 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110922 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110922 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120922 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130922 Year of fee payment: 8 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |