WO2005125004A1 - 電圧制御発振器 - Google Patents

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Masaomi Tsuru
Kenji Kawakami
Kenichi Tajima
Moriyasu Miyazaki
Kazuhiro Miyamoto
Masafumi Nakane
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Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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Definitions

  • the present invention relates to a voltage controlled oscillator having an oscillating frequency band broadened.
  • Conventional voltage-controlled oscillators include an active element for oscillation composed of a field-effect transistor, a first reactance circuit connected to the source terminal of the field-effect transistor, and a gate connected to the gate terminal of the field-effect transistor.
  • the second reactance circuit, the third reactance circuit connected to the drain terminal of the field-effect transistor, and the oscillation power amplified by the field-effect transistor connected to the third reactance circuit are connected to the third reactance circuit.
  • the operation is as follows. Noise in the circuit of the voltage controlled oscillator is amplified by the active element for oscillation, and the first to third reactance circuits connected to each terminal of the active element for oscillation cause the amplified power to be amplified. A part is returned to the active element for oscillation, and the power is further amplified by the active element for oscillation to perform the oscillation operation, and the oscillation is output from the load resistor.
  • the oscillation frequency is determined by the resonance frequency of the tuning circuit. When controlling the oscillation frequency, the control voltage applied to the variable capacitance element is changed, thereby changing the junction capacitance of the variable capacitance element and changing the resonance frequency of the tuning circuit. This As a result, the oscillation frequency changes.
  • Relationship of the junction capacitance of the oscillation frequency and the variable capacitance element is (fma Z f m i n) 2 ⁇ C j- ma ⁇ ZC j- m i ".
  • the lowest oscillation frequency, C j — max , and C jmin are the maximum variable capacitance value and the minimum variable capacitance value, respectively (for example, see Patent Document 1).
  • the conventional voltage controlled oscillator is configured as described above, a wide oscillation frequency band is obtained by greatly changing the junction capacitance of the variable capacitance element, but the oscillation frequency band is There were problems such as being limited by the change ratio of the junction capacitance.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and has as its object to obtain a voltage-controlled oscillator that increases the change ratio of the capacitance of a variable capacitance element equivalently and widens the oscillation frequency band. . Disclosure of the invention
  • a voltage-controlled oscillator has a negative capacitance circuit connected to a variable capacitance element, the frequency characteristic of impedance being opposite to that of a normal capacitance.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a characteristic diagram showing changes in the combined capacitance of the variable capacitance element and the negative capacitance circuit of the voltage controlled oscillator according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a Smith chart showing the frequency characteristics of the negative capacitance circuit.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 5 is a characteristic diagram showing changes in the combined capacitance of the variable capacitance element and the negative capacitance circuit of the voltage controlled oscillator according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing another voltage-controlled oscillator according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator according to Embodiment 8 of the present invention. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a voltage-controlled oscillator according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a field-effect transistor 1 functions as an active oscillation element for amplifying power in the circuit of the voltage-controlled oscillator. Things.
  • the reactance circuit (first reactance circuit) 2 a is connected to the gate terminal (first terminal) of the field effect transistor 1
  • the reactance circuit (second reactance circuit) 2 b is a field effect transistor 1 is connected to the source terminal (second terminal)
  • the reactance circuit (third reactance circuit) 2 c is connected to the drain terminal (third terminal) of the field effect transistor 1.
  • the load resistor 3 is connected in parallel with the reactance circuit 2c, and outputs the oscillation power amplified by the field effect transistor 1.
  • the inductor 4 in the reactance circuit 2a is connected in series to the gate terminal of the field-effect transistor 1.
  • the variable capacitance element 5 is composed of a diode or the like, is connected in series with the inductor 4, and has a capacitance that changes according to a control voltage.
  • the negative capacitance circuit 6 has a frequency characteristic of an impedance opposite to that of a normal capacitance, and is connected in parallel to the variable capacitance element 5.
  • the reactance circuit 2a to which these variable capacitance elements 5 are connected constitutes a tuning circuit for controlling the oscillation frequency.
  • FIG. 2 is a characteristic diagram showing a change in the combined capacitance of the variable capacitance element of the voltage controlled oscillator and the negative capacitance circuit according to the first embodiment of the present invention.
  • Fig. 3 is a Smith chart showing the frequency characteristics of the negative capacitance circuit.As shown in Fig. 3, the negative capacitance circuit 6 has the opposite frequency to the normal capacitance on the Smith chart. Orientation.
  • the control voltage of the combined capacitance composed of the variable capacitance element 5 and the negative capacitance circuit 6 can be reduced.
  • the oscillation frequency band can be widened.
  • the active element for oscillation can be easily constituted by the field effect transistor 1.
  • the reactance having the variable capacitance element 5 is used.
  • the tuning circuit that controls the oscillation frequency is configured by the circuit 2a, but the variable capacitance element is the reactance circuit 2a, the reactance circuit 2b or the reactance circuit 2c, or the reactance circuit 2b , 2c.
  • a reactance circuit having a variable capacitance element can function as a tuning circuit for controlling the oscillation frequency.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a voltage-controlled oscillator according to Embodiment 2 of the present invention.
  • a negative capacitance circuit 6 is connected in series to a variable capacitance element 5.
  • Other configurations are the same as in Fig. 1.
  • the negative capacitance circuit 6 is connected to the variable capacitance element 5 in parallel, but in the second embodiment, the negative capacitance circuit 6 is connected in series to the variable capacitance element 5. is there.
  • FIG. 5 is a characteristic diagram showing a change in the combined capacitance of the variable capacitance element of the voltage controlled oscillator and the negative capacitance circuit according to the second embodiment of the present invention.
  • the negative capacitance is applied to the variable capacitance element 5. Since the negative capacitance circuit 6 is connected in series, as shown in FIG. 5, the maximum value of the junction capacitance Cj of the variable capacitance element 5 depends on the capacitance I ⁇ C tediousI of the negative capacitance circuit 6.
  • the change ratio of the combined capacitance C j tra , e is (2), it can be seen that it becomes larger.
  • C j rale '' ⁇ ⁇ C selfish-cj— min )> [C n -c ⁇ C n > C j max b);
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the inductor 4 in the reactance circuit 2b is
  • the variable capacitance element 5b is configured by a diode diode or the like, is connected in series with the inductor 4b, and changes the capacitance according to a control voltage.
  • the negative capacitance circuit 6b has a frequency characteristic of an impedance opposite to that of a normal capacitance, and is connected in series to the variable capacitance element 5b.
  • the inductor 4c is connected in series to the drain terminal of the field effect transistor 1 as a tuning circuit for controlling the oscillation frequency in the reactor nos circuit 2c.
  • the variable capacitance element 5c is configured in a non-reactor diode or the like, is connected in series with the inductor 4c, and changes the capacitance in accordance with the control voltage.
  • the negative capacitance circuit 6c has a characteristic in which the frequency characteristic of the impedance is opposite to that of a normal capacitance, and is connected in series to the variable capacitance element 5c. Other configurations are the same as in Fig. 4.
  • the operation will be described.
  • the configuration in which the negative capacitance circuit 6 is connected to the variable capacitance element 5 in the reactance circuit 2a has been described.
  • the reactance circuits 2b and 2 In c the negative capacitance circuit is connected to the variable capacitance element.
  • variable capacitance elements 5b and 5c are also provided in the reactance circuits 2b and 2c to form a tuning circuit, so that the frequency band satisfying the oscillation condition is widened, and the effect of widening the band is further increased.
  • the negative capacitance circuits 6b and 6c are connected to the variable capacitance elements 5b and 5c, the effect of widening the band is further enhanced.
  • the frequency band satisfying the oscillation condition can be expanded.
  • the oscillation frequency band can be further widened, and the negative capacitance circuits 6 b and 6 c are connected to the variable capacitance elements 5 b and 5 c, so that the variable capacitance elements 5 b and 5 c according to the control voltage can be obtained.
  • the oscillation frequency band can be further widened by increasing the change ratio of the combined capacitance composed of c and the negative capacitance circuits 6b and 6c.
  • a series circuit including an inductor, a variable capacitance element, and a negative capacitance circuit is provided in each of the reactance circuits 2 a to 2 c, but the variable capacitance element and the negative capacitance circuit are
  • a similar effect may be obtained by using a parallel circuit.
  • the reactance circuits 2 a to 2 c are composed of a combination of a series circuit including an inductor, a variable capacitance element, and a negative capacitance circuit and a parallel circuit. May have the same effect.
  • the reactance circuits 2a to 2c are not configured identically, for example, a variable capacitance element is provided in at least one of the reactance circuits 2a to 2c, and A negative capacitance circuit may be connected to at least one of the one or more variable capacitance elements, and a similar effect is obtained.
  • the respective configurations of the reactance circuits 2 a to 2 c may be different from each other, and may be a combination of a series circuit including an inductor, a variable capacitance element, and a negative capacitance circuit and a parallel circuit, and the same effect is obtained. .
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator according to Embodiment 4 of the present invention.
  • a field effect transistor (first field effect transistor) 7 in a negative capacitance circuit 6 has a variable gate terminal. It is connected in parallel with the capacitive element 5 and the source terminal is grounded.
  • the field-effect transistor (second field-effect transistor) 8 has a drain terminal connected to the gate terminal of the field-effect transistor 7, a source terminal grounded, and a gate terminal connected to the drain of the field-effect transistor 7.
  • Inductor 9 has one end connected to the drain terminal of field effect transistor 7 and the other end grounded. Other configurations are the same as in Fig. 1.
  • the negative capacitance circuit in the first embodiment is configured by two field-effect transistors 7 and 8 and one inductor 9.
  • the negative capacitance circuit 6 shown in FIG. It has the characteristic of negative impedance because a negative current flows. On the Smith chart, as shown in Fig. 3, characteristics opposite to normal capacitance with respect to frequency are obtained.
  • the negative capacitance circuit 6 connected in parallel to the variable capacitance element according to the first embodiment is configured by two field-effect transistors 7 and 8 and one inductor 9. However, this may be applied to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing another voltage controlled oscillator according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the field effect transistor 7 in the negative capacitance circuit 6 has a gate terminal connected to the variable capacitance element 5. They are connected in series.
  • Other configurations are the same as in FIG.
  • the negative capacitance circuit 6 can be easily constituted by the two field-effect transistors 7 and 8 and the one inductor 9, and the variable capacitance
  • the change ratio according to the control voltage of the combined capacitance composed of the variable capacitance element 5 and the negative capacitance circuit 6 is increased, and the oscillation frequency band is widened. It can be banded.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator according to a fifth embodiment of the present invention.
  • a negative capacitance circuit (first negative capacitance circuit) 6a has an impedance with respect to a normal capacitance. Frequency characteristics have opposite characteristics And connected in series to a parallel circuit composed of the variable capacitance element 5 and the negative capacitance circuit 6.
  • Other configurations are the same as in Fig. 1.
  • the negative capacitance circuit 6 is connected in parallel to the variable capacitance element 5, but in the fifth embodiment, the negative capacitance circuit 6a is further connected in series to the parallel circuit. Things.
  • the negative capacitance circuit 6a is connected in series to the parallel circuit, the maximum value of the combined capacitance increases, and the change ratio of the combined capacitance increases. As a result, a wider oscillation frequency band can be obtained.
  • the negative capacitance circuit 6a is connected in series to the parallel circuit including the variable capacitance element 5 and the negative capacitance circuit 6.
  • the change ratio according to the control voltage of the combined capacitance including the variable capacitance element 5, the negative capacitance circuit 6, and the negative capacitance circuit 6a is further increased, and the oscillation frequency band is further broadened. be able to.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator according to Embodiment 6 of the present invention.
  • a negative capacitance circuit 6a is connected in parallel with a series circuit comprising a variable capacitance element 5 and a negative capacitance circuit 6. Connected to.
  • Other configurations are the same as in Fig. 4.
  • the negative capacitance circuit 6 is connected in series to the variable capacitance element 5, but in the sixth embodiment, the negative capacitance circuit 6a is further connected in parallel to the series circuit. Things.
  • Et al is, therefore connecting the negative capacitance circuit 6 a in parallel to the series circuit, the synthesized capacitance capacitance of the negative capacitance circuit 6 a I _ C n - a I minute small no longer, the combined capacitance The change ratio increases. As a result, a wider oscillation frequency band can be obtained.
  • the negative capacitance circuit 6a is connected in parallel to the series circuit including the variable capacitance element 5 and the negative capacitance circuit 6.
  • the change ratio according to the control voltage of the combined capacitance including the variable capacitance element 5, the negative capacitance circuit 6, and the negative capacitance circuit 6a is further increased, and the oscillation frequency band is further broadened. be able to.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator according to a seventh embodiment of the present invention.
  • a variable capacitance element (first variable capacitance element) 5 d includes a gate terminal of field-effect transistor 1 and It is connected between the source terminals, and the capacitance changes according to the control voltage.
  • Other configurations are the same as in FIG.
  • the seventh embodiment further includes a variable capacitance element 5d connected between the gate terminal and the source terminal of the field effect transistor 1. Things.
  • the gate-source capacitance C ⁇ s increases according to the control voltage, and the effect of widening the bandwidth is reduced. It becomes even larger.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing a voltage controlled oscillator according to an eighth embodiment of the present invention.
  • a bipolar transistor 10 functions as an active oscillation element for amplifying power in the circuit of the voltage controlled oscillator. That is what you do.
  • the variable capacitance element 5d is connected between the emitter terminal and the base terminal of the bipolar transistor 10, and has a capacitance that changes according to the control voltage.
  • Other configurations are the same as in Fig. 11. Next, the operation will be described.
  • Embodiments 1 to 7 the case where the field-effect transistor 1 is used as the active element for oscillation has been described.
  • a bipolar transistor 10 is used as an active element for the semiconductor device.
  • the power in the circuit of the voltage controlled oscillator is amplified by the bipolar transistor 10 and the first to third reactance circuits connected to the respective terminals of the bipolar transistor 10. 2a to 2c, a part of the amplified power is returned to the bipolar transistor 10 and the power is further amplified by the bipolar transistor 10 to perform an oscillating operation.
  • the oscillation frequency is determined by the resonance frequency of the tuning circuit.
  • the control voltage applied to the variable capacitance element 5 is changed to change the junction capacitance of the variable capacitance element and change the resonance frequency of the tuning circuit. As a result, the oscillation frequency changes.
  • Embodiment 8 since the negative capacitance circuit is connected in series to the variable capacitance element, the maximum value of the junction capacitance of the variable capacitance element becomes larger due to the capacitance of the negative capacitance circuit, and the change in the combined capacitance The ratio increases. As a result, a wide oscillation frequency band can be obtained.
  • the capacitance C gs between the gate and the source of the field effect transistor 1 is changed according to the control voltage.
  • the corresponding bipolar transistor 10 has a large emitter-base capacitance C j, and the effect of widening the bandwidth is even greater.
  • the active element for oscillation can be easily constituted by the bipolar transistor 10.
  • the voltage controlled oscillator according to the present invention is applicable to, for example, radio wave observation and measuring instruments.

Abstract

発振周波数を制御する同調回路として、制御電圧に応じて容量が変化する可変容量素子に、通常の容量に対してインピーダンスの周波数特性が逆向きの特性を有する負性容量回路を接続することで、可変容量素子および負性容量回路からなる合成容量の制御電圧に応じた変化比を大きくし、発振周波数帯域を広帯域化するようにしたものである。

Description

電圧制御発振器
技術分野
この発明は、 発振周波数帯域を広帯域化した電圧制御発振器に関する ものである。 明 田
背景技術
従来の電圧制御発振器としては、 電界効果トランジスタにより構成さ れた発振用能動素子と、 その電界効果トランジスタのソース端子に接続 された第 1 のリアクタンス回路と、 その電界効果 トランジスタのゲー ト 端子に接続された第 2のリアクタンス回路と、 その電界効果トランジス 夕の ドレイ ン端子に接続された第 3のリアクタンス回路と、 その第 3 の リ アクタンス回路に接続され、 電界効果トランジスタにより増幅された 発振電力を出力する負荷抵抗と、 第 1 のリアクタンス回路に設けられ、 発振周波数を制御する同調回路として、 制御電圧に応じて容量を変化す る可変容量素子とを備えたものがある。
その動作としては、 電圧制御発振器の回路内の雑音が発振用能動素子 により増幅され、 その発振用能動素子の各端子に接続された第 1から第 3のリアクタンス回路により、 その増幅された電力の一部が発振用能動 素子に戻され、 発振用能動素子により電力がさ らに増幅されることで発 振動作を行い、 負荷抵抗から発振出力させる。 発振周波数は、 同調回路 の共振周波数で決定される。 発振周波数を制御する場合は、 可変容量素 子に印加される制御電圧を変化させることによって、 その可変容量素子 の接合容量を変化させ、 同調回路の共振周波数を変化させる。 これによ り、 発振周波数が変化する。 発振周波数と可変容量素子の接合容量の関 係は （ f m a Z f m i n ) 2∞ C j—m a χ Z C j—m i „である。 但し、 f m a x 、 f m i nは、 それぞれ最高発振周波数、 最低発振周波数、 C j _m a x 、 C j m i nは、 それぞれ最大可変容量値、 最小可変容量値である （例え ば、 特許文献 1参照） 。
[特許文献 1 ]
特開平 8 — 3 3 5 8 2 8号公報
従来の電圧制御発振器は以上のように構成されているので、 可変容量 素子の接合容量を大きく変化させることで、 広帯域な発振周波数帯域を 得ているものの、 その発振周波数帯域は、 可変容量素子の接合容量の変 化比に制限されるなどの課題があった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、 可変 容量素子の容量の変化比を等価的に大きく し、 発振周波数帯域を広帯域 化する電圧制御発振器を得ることを目的とする。 発明の開示
この発明に係る電圧制御発振器は、 通常の容量に対してィ ンピーダン スの周波数特性が逆向きの特性を有し、 可変容量素子に接続された負性 容量回路を備えたものである。
このことによって、 可変容量素子および負性容量回路からなる合成容 量の制御電圧に応じた変化比を大きく し、 発振周波数帯域を広帯域化す ることができる効果がある。 図面の簡単な説明
第 1 図はこの発明の実施の形態 1 による電圧制御発振器を示す回路図 である。 第 2図はこの発明の実施の形態 1 による電圧制御発振器の可変容量素 子および負性容量回路の合成容量の変化を示す特性図である。
第 3図は負性容量回路の周波数特性を示すスミスチャートである。 第 4図はこの発明の実施の形態 2による電圧制御発振器を示す回路図 である。
第 5図はこの発明の実施の形態 2による電圧制御発振器の可変容量素 子および負性容量回路の合成容量の変化を示す特性図である。
第 6図はこの発明の実施の形態 3による電圧制御発振器を示す回路図 である。
第 7図はこの発明の実施の形態 4による電圧制御発振器を示す回路図 である。
第 8図はこの発明の実施の形態 4による他の電圧制御発振器を示す回 路図である。
第 9図はこの発明の実施の形態 5による電圧制御発振器を示す回路図 である。
第 1 0図はこの発明の実施の形態 6による電圧制御発振器を示す回路 図である。
第 1 1図はこの発明の実施の形態 7による電圧制御発振器を示す回路 図である。
第 1 2図はこの発明の実施の形態 8による電圧制御発振器を示す回路 図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 この発明をより詳細に説明するために、 この発明を実施するた めの最良の形態について、 添付の図面に従って説明する。
実施の形態 1 . 第 1 図はこの発明の実施の形態 1 による電圧制御発振器を示す回路図 であり、 図において、 電界効果トランジスタ 1 は、 この電圧制御発振器 の回路内の電力を増幅する発振用能動素子として機能するものである。 リ アクタンス回路 （第 1 のリアクタンス回路） 2 aは、 電界効果トラン ジス夕 1 のゲー ト端子 （第 1 の端子） に接続され、 リアクタンス回路 （ 第 2のリアクタンス回路） 2 bは、 電界効果トランジスタ 1 のソース端 子 （第 2の端子） に接続され、 リアクタンス回路 （第 3のリアクタンス 回路） 2 c は、 電界効果トランジスタ 1 の ドレイン端子 （第 3の端子） に接続されたものである。 負荷抵抗 3は、 リアクタンス回路 2 c に並列 に接続され、 電界効果トランジスタ 1 により増幅された発振電力を出力 するものである。
また、 リアクタンス回路 2 aにおけるインダク夕 4は、 電界効果トラ ンジス夕 1 のゲー ト端子に直列に接続されたものである。 可変容量素子 5 は、 バラク夕ダイオー ド等により構成されたものであり、 インダク夕 4に直列に接続され、 制御電圧に応じて容量が変化するものである。 負 性容量回路 6は、 通常の容量に対してィンピーダンスの周波数特性が逆 向きの特性を有するものであり、 可変容量素子 5 に並列に接続されたも のである。
なお、 これら可変容量素子 5が接続されたリアクタンス回路 2 aによ り、 発振周波数を制御する同調回路を構成するものである。
次に動作について説明する。
第 1 図に示した電圧制御発振器において、 電圧制御発振器の回路内の 電力が電界効果トランジスタ 1 により増幅され、 その電界効果トランジ スタ 1 の各端子に接続された第 1から第 3のリアクタンス回路 2 a〜 2 c により、 その増幅された電力の一部が電界効果トランジスタ 1 に戻さ れ、 電界効果トランジスタ 1 により電力がさ らに増幅されることで発振 動作を行い、 負荷抵抗 3から発振出力させる。 発振周波数は、 同調回路 の共振周波数で決定される。 発振周波数を制御する場合は、 可変容量素 子 5に印加される制御電圧を変化させることによって、 その可変容量素 子の接合容量 C jを変化させ、 同調回路の共振周波数を変化させる。 こ れにより、 発振周波数が変化する。
第 2図はこの発明の実施の形態 1 による電圧制御発振器の可変容量素 子および負性容量回路の合成容量の変化を示す特性図であり、 この実施 の形態 1では、 可変容量素子 5に負性容量回路 6を並列に接続している ため、 第 2図に示すように、 可変容量素子 5の接合容量 C jは、 負性容 量回路 6 の容量 I — C n l 分小さ くなり、 合成した容量 C j tは C j t = C j— C n (但し、 C ,，〉 0 ) となる。 合成した容量の変化比 C j t— r (Jま次式 （ 1 ) で表され、 大きくなることが分かる。
C > 1一- , c„>c, mi„ (1) c j一 m/ijcノ
Figure imgf000007_0001
その結果、 広帯域な発振周波数帯域が得られる。
第 3図は負性容量回路の周波数特性を示すスミスチャー トであり、 こ の第 3図に示すように、 負性容量回路 6はスミスチャー ト上では周波数 に対して通常の容量とは逆向きとなる。
以上のように、 この実施の形態 1 によれば、 可変容量素子 5に並列に 負性容量回路 6を接続することで、 可変容量素子 5および負性容量回路 6からなる合成容量の制御電圧に応じた変化比を大きく し、 発振周波数 帯域を広帯域化することができる。
また、 発振用能動素子を、 電界効果トランジスタ 1 により容易に構成 することができる。
なお、 上記実施の形態 1では、 可変容量素子 5を有するリ アクタンス 回路 2 aにより、 発振周波数を制御する同調回路を構成したが、 可変容 量素子は、 リアクタンス回路 2 aの他、 リアクタンス回路 2 bまたはリ ァク夕ンス回路 2 c、 または、 リアクタンス回路 2 b， 2 cの両方に設 けても良く、 同様に可変容量素子を有するリアクタンス回路は、 発振周 波数を制御する同調回路として機能することができる。 実施の形態 2 .
第 4図はこの発明の実施の形態 2 による電圧制御発振器を示す回路図 であり、 図において、 負性容量回路 6 を、 可変容量素子 5 に直列に接続 したものである。 その他の構成については、 第 1 図と同等である。
次に動作について説明する。
上記実施の形態 1では、 負性容量回路 6 を、 可変容量素子 5 に並列に 接続したが、 この実施の形態 2では、 負性容量回路 6 を、 可変容量素子 5 に直列に接続するものである。
第 4図において、 発振周波数を制御する場合は、 可変容量素子 5 に印 加される制御電圧を変化させることによって、 その可変容量素子の接合 容量 C jを変化させ、 同調回路の共振周波数を変化させる。 これによ り 、 発振周波数が変化する。
第 5図はこの発明の実施の形態 2 による電圧制御発振器の可変容量素 子および負性容量回路の合成容量の変化を示す特性図であり、 この実施 の形態 2では、 可変容量素子 5 に負性容量回路 6 を直列に接続している ため、 第 5図に示すように、 可変容量素子 5の接合容量 C jの最大値は 、 負性容量回路 6の容量 I 一 C„ I によ り大きくなり、 合成した容量 C j tは C j t = C j C n Z ( C n - C j ) (但し、 C n > 0 ) となる。 合成し た容量の変化比 C j t r a , eは次式 （ 2 ) で表され、 大きくなることが 分かる。 C jに rale = ' '~ \C„ - c j—min ) > [Cn - cに而 \ Cn > Cj max 乙 ) し；— し" —し j
その結果、 広帯域な発振周波数帯域が得られる。
以上のように、 この実施の形態 2 によれば、 可変容量素子 5 に直列に 負性容量回路 6 を接続することで、 可変容量素子 5および負性容量回路 6からなる合成容量の制御電圧に応じた変化比を大きく し、 発振周波数 帯域を広帯域化することができる。 実施の形態 3 .
6図はこの発明の実施の形態 3 による電圧制御 振器を示す回路図 であ Ό 、 図において、 リァク夕ンス回路 2 bにおけるインダク夕 4 は
、 電界効果トランジスタ 1 のソース端子に直列に接続されたものである
。 可変容量素子 5 bは、 バラク夕ダイ才ー ド等によ Ό構成されたもので あり 、 ィ ンダク夕 4 bに直列に接続され、 制御電圧に応じて容量が変化 するものである。 負性容 回路 6 bは、 通常の容量に対してイ ンピーダ ンスの周波数特性が逆向さの特性を有するものであ 、 可変容量素子 5 bに直列に接続されたものでめる。 ま /こ、 リアクタノス回路 2 c におけ る 、 発振周波数を制御する同調回路として ィ ンダクタ 4 c は 、 電界効 果 トランジスタ 1 の ドレイ ン端子に直列に接続されたものである。 可変 容量素子 5 c は、 ノ ラクタダイオー ド等に Ό構成されたものであり、 ィ ンダク夕 4 c に直列に接続され、 制御電圧に応じて容量が変化するも のである。 負性容量回路 6 c は、 通常の容量に対してイ ンピ一ダンスの 周波数特性が逆向きの特性を有するものであり 可変容量素子 5 c に直 列に接続されたものである。 その他の構成については、 第 4図と同等で ある。
次に動作について説明する。 上記実施の形態 1および 2では、 リアクタンス回路 2 aにおいて、 可 変容量素子 5 に負性容量回路 6 を接続した構成を示したが、 この実施の 形態 3では、 さらに、 リアクタンス回路 2 b , 2 c において、 可変容量 素子に負性容量回路を接続した構成にしたものである。
第 6図において、 リアクタンス回路 2 aでは、 可変容量素子 5に負性 容量回路 6 を直列に接続しているため、 可変容量素子 5の接合容量の最 大値は、 負性容量回路 6の容量により大きくなり、 合成した容量の変化 比は大きくなる。 その結果、 広帯域な発振周波数帯域が得られる。
この時、 リアクタンス回路 2 b， 2 c においても可変容量素子 5 b， 5 c を設け、 同調回路としたことで、 発振条件を満たす周波数帯域を広 げ、 広帯域化の効果はさらに大きくなる。 また、 可変容量素子 5 b , 5 c に対して負性容量回路 6 b , 6 c を接続しているので、 広帯域化の効 果はさらに大きくなる。
以上のように、 この実施の形態 3によれば、 リアクタンス回路 2 b， 2 c に可変容量素子 5 b , 5 c を設け、 同調回路の機能を設けることで 、 発振条件を満たす周波数帯域を広げ、 発振周波数帯域をさらに広帯域 化することができると共に、 可変容量素子 5 b， 5 c に負性容量回路 6 b， 6 c を接続することで、 制御電圧に応じた可変容量素子 5 b , 5 c および負性容量回路 6 b， 6 cからなる合成容量変化比を大きく し、 発 振周波数帯域をさらに広帯域化することができる。
なお、 上記実施の形態 3では、 リアクタンス回路 2 a〜 2 c に、 イ ン ダク夕、 可変容量素子、 負性容量回路からなる直列回路を設けたが、 可 変容量素子および負性容量回路は、 並列回路としても良く、 同様な効果 を奏する。
また、 リアクタンス回路 2 a〜 2 c は、 イ ンダク夕、 可変容量素子、 負性容量回路からなる直列回路と並列回路との組み合わせからなるもの であっても良く、 同様な効果を奏する。
さ らに、 リアクタンス回路 2 a〜 2 c は、 同一に構成することなく、 例えば、 リアクタンス回路 2 a〜 2 c のうちの少なく とも一つのリアク 夕ンス回路に可変容量素子を設け、 さらに、 それら一つあるいは複数の 可変容量素子のうちの少なく とも一つの可変容量素子に負性容量回路を 接続しても良く、 同様な効果を奏する。
さらに、 リ アクタンス回路 2 a〜 2 cの各構成を互いに異なるような 、 インダク夕、 可変容量素子、 負性容量回路からなる直列回路と並列回 路との組み合わせとしても良く、 同様な効果を奏する。 実施の形態 4 .
第 7 図はこの発明の実施の形態 4による電圧制御発振器を示す回路図 であり、 図において、 負性容量回路 6における電界効果トランジスタ （ 第 1 の電界効果トランジスタ） 7は、 ゲー ト端子が可変容量素子 5 に並 列に接続され、 ソース端子が接地されたものである。 電界効果トランジ スタ （第 2の電界効果トランジスタ） 8は、 ドレイ ン端子が電界効果ト ランジス夕 7 のゲー ト端子に接続され、 ソース端子が接地され、 ゲー ト 端子が電界効果トランジスタ 7 の ドレイ ン端子に接続され、 イ ンダク夕 9 は、 一端が電界効果トランジスタ 7の ドレイン端子に接続され、 他.端 が接地されたものである。 その他の構成については、 第 1 図と同等であ る。
次に動作について説明する。
この実施の形態 4では、 上記実施の形態 1 における負性容量回路を、 2つの電界効果トランジスタ 7 , 8 と、 1つのイ ンダク夕 9 とにより構 成したものである。
第 7図に示す負性容量回路 6は、 入力において高周波電圧が正の時に 負の電流が流れるため、 負のインピーダンスの特性を有している。 スミ スチャー ト上では、 第 3図に示すような、 周波数に対して通常の容量と 逆向きの特性が得られる。
なお、 第 7図では、 上記実施の形態 1 における可変容量素子に並列に 接続される負性容量回路 6 を、 2つの電界効果トランジスタ 7， 8 と、 1 つのィ ンダク夕 9 とにより構成したものについて示したが、 これを上 記実施の形態 2に適用しても良い。
第 8図はこの発明の実施の形態 4による他の電圧制御発振器を示す回 路図であり、 図において、 負性容量回路 6における電界効果トランジス 夕 7は、 ゲー ト端子が可変容量素子 5に直列に接続されたものである。 その他の構成については、 第 7図と同等である。
このような構成においても、 入力において高周波電圧が正の時に負の 電流が流れるため、 負のイ ンピーダンスの特性を有しており、 スミスチ ヤー ト上では、 第 3図に示すような、 周波数に対して通常の容量と逆向 きの特性が得られる。
以上のように、 この実施の形態 4によれば、 負性容量回路 6 を、 2つ の電界効果トランジスタ 7 , 8 と、 1つのインダク夕 9 とにより、 容易 に構成することができ、 可変容量素子 5 に並列または直列に負性容量回 路 6を接続することで、 可変容量素子 5および負性容量回路 6からなる 合成容量の制御電圧に応じた変化比を大きく し、 発振周波数帯域を広帯 域化することができる。 実施の形態 5 .
第 9図はこの発明の実施の形態 5 による電圧制御発振器を示す回路図 であり、 図において、 負性容量回路 （第 1 の負性容量回路） 6 aは、 通 常の容量に対してインピーダンスの周波数特性が逆向きの特性を有する ものであり、 可変容量素子 5および負性容量回路 6からなる並列回路に 直列に接続されたものである。 その他の構成については、 第 1 図と同等 である。
次に動作について説明する。
上記実施の形態 1では、 可変容量素子 5に負性容量回路 6 を並列接続 したが、 この実施の形態 5では、 さ らに、 その並列回路に直列に負性容 量回路 6 aを接続したものである。
第 9図において、 可変容量素子 5に負性容量回路 6 を並列に接続して いるため、 可変容量素子 5 の接合容量 C jは、 負性容量回路 6 の容量 I 一 C n I 分小さ くなり、 合成した容量の変化比は大きくなる。
さ らに、 その並列回路に直列に負性容量回路 6 aを接続しているため 、 合成された容量の最大値は大きくなり、 合成容量の変化比は大きくな る。 その結果、 さ らに広帯域な発振周波数帯域が得られる。
以上のように、 この実施の形態 5 によれば、 発振周波数を制御する同 調回路として、 可変容量素子 5および負性容量回路 6からなる並列回路 に直列に負性容量回路 6 aを接続することで、 可変容量素子 5、 負性容 量回路 6および負性容量回路 6 aからなる合成容量の制御電圧に応じた 変化比をさ らに大きく し、 発振周波数帯域をさ らに広帯域化することが できる。 実施の形態 6 .
第 1 0図はこの発明の実施の形態 6 による電圧制御発振器を示す回路 図であり、 図において、 負性容量回路 6 aを、 可変容量素子 5および負 性容量回路 6からなる直列回路に並列に接続したものである。 その他の 構成については、 第 4図と同等である。
次に動作について説明する。 上記実施の形態 2では、 可変容量素子 5 に負性容量回路 6 を直列接続 したが、 この実施の形態 6では、 さ らに、 その直列回路に並列に負性容 量回路 6 aを接続したものである。
第 1 0 図において、 可変容量素子 5 に負性容量回路 6 を直列に接続し ているため、 可変容量素子 5の接合容量 C jの最大値は、 負性容量回路 6の容量 i _ C n I により大きくなり、 合成した容量の変化比は大きく なる。
さ らに、 その直列回路に並列に負性容量回路 6 aを接続しているため 、 合成した容量は負性容量回路 6 aの容量 I _ C n— a I 分小さ くなり、 合成容量の変化比は大きくなる。 その結果、 さ らに広帯域な発振周波数 帯域が得られる。
以上のように、 この実施の形態 6 によれば、 発振周波数を制御する同 調回路として、 可変容量素子 5および負性容量回路 6からなる直列回路 に並列に負性容量回路 6 aを接続することで、 可変容量素子 5、 負性容 量回路 6および負性容量回路 6 aからなる合成容量の制御電圧に応じた 変化比をさ らに大きく し、 発振周波数帯域をさ らに広帯域化することが できる。 実施の形態 7 .
第 1 1 図はこの発明の実施の形態 7 による電圧制御発振器を示す回路 図であり、 図において、 可変容量素子 （第 1 の可変容量素子） 5 dは、 電界効果 トランジスタ 1 のゲー ト端子およびソース端子間に接続され、 制御電圧に応じて容量が変化するものである。 その他の構成については 、 第 6図と同等である。
次に動作について説明する。
上記実施の形態 1 から 6では、 リアクタンス回路 2 a〜 2 c において 、 可変容量素子に負性容量回路を接続したものを示したが、 この実施の 形態 7では、 さらに、 電界効果トランジスタ 1 のゲー ト端子およびソ一 ス端子間に可変容量素子 5 dを接続したものである。
第 1 1 図において、 可変容量素子に負性容量回路を直列接続している ため、 可変容量素子の接合容量の最大値は、 負性容量回路の容量により 大きくなり、 合成した容量の変化比は大きくなる。 その結果、 広帯域な 発振周波数帯域が得られる。
この時、 電界効果トランジスタ 1 のゲー ト端子およびソース端子間に 可変容量素子 5 dを接続することで、 制御電圧に応じてゲー ト · ソース 間容量 C β sが大きくなり、 広帯域化の効果はさ らに大きくなる。
以上のように、 この実施の形態 7 によれば、 電界効果トランジスタ 1 のゲ一 卜端子およびソース端子間に、 制御電圧に応じて容量が変化する 可変容量素子 5 dを接続したことにより、 電界効果トランジスタ 1 のゲ — ト · ソース間容量を制御電圧に応じて変化させ、 発振周波数帯域をさ らに広帯域化することができる。 実施の形態 8 .
第 1 2図はこの発明の実施の形態 8による電圧制御発振器を示す回路 図であり、 図において、 バイポーラ トランジスタ 1 0 は、 この電圧制御 発振器の回路内の電力を増幅する発振用能動素子として機能するもので ある。 また、 可変容量素子 5 dは、 バイポーラ トランジスタ 1 0のエミ ッタ端子およびべ一ス端子間に接続され、 制御電圧に応じて容量が変化 するものである。 その他の構成については、 第 1 1 図と同等である。 次に動作について説明する。
上記実施の形態 1 から 7では、 発振用能動素子として電界効果 トラン ジス夕 1 を用いたものについて示したが、 この実施の形態 8では、 発振 用能動素子としてバイポーラ トランジスタ 1 0 を用いたものである。 第 1 2図に示した電圧制御発振器において、 電圧制御発振器の回路内 の電力がバイポーラ トランジスタ 1 0 により増幅され、 そのバイポーラ トランジスタ 1 0の各端子に接続された第 1 から第 3のリアクタンス回 路 2 a〜 2 c により、 その増幅された電力の一部がバイポーラ トランジ ス夕 1 0 に戻され、 バイポーラ トランジスタ 1 0 により電力がさらに増 幅されることで発振動作を行い、 負荷抵抗 3から発振出力させる。 発振 周波数は、 同調回路の共振周波数で決定される。 発振周波数を制御する 場合は、 可変容量素子 5 に印加される制御電圧を変化させることによつ て、 その可変容量素子の接合容量を変化させ、 同調回路の共振周波数を 変化させる。 これにより、 発振周波数が変化する。
この実施の形態 8では、 可変容量素子に負性容量回路を直列接続して いるため、 可変容量素子の接合容量の最大値は、 負性容量回路の容量に より大きくなり、 合成した容量の変化比は大きくなる。 その結果、 広帯 域な発振周波数帯域が得られる。
この時、 バイポーラ トランジスタ 1 0のエミ'ッ夕端子およびベース端 子間に可変容量素子 5 d を接続することで、 制御電圧に応じて電界効果 トランジスタ 1 のゲ一ト · ソース間容量 C g sに相当するバイポーラ ト ランジス夕 1 0のェミ ッタ · ベース間容量 C jが大きくなり、 広帯域化 の効果はさらに大きくなる。
以上のように、 この実施の形態 8 によれば、 発振用能動素子を、 バイ ポーラ トランジスタ 1 0 によ り容易に構成することができる。
また、 バイポーラ トランジスタ 1 0のェミ ツ夕端子およびベース端子 間に、 制御電圧に応じて容量が変化する可変容量素子 5 dを接続したこ とにより、 バイポーラ トランジスタ 1 0のェミ ッタ · ベース間容量を制 御電圧に応じて変化させ、 発振周波数帯域をさ らに広帯域化することが できる。 産業上の利用可能性
以上のように、 この発明に係る電圧制御発振器は、 例えば、 電波観測 や計測器等に適用可能なものである。

Claims

請 求 の 範 囲
1 · 発振用能動素子の第 1 の端子に接続された第 1 のリアクタンス回 路と、
上記発振用能動素子の第 2の端子に接続された第 2のリアクタンス回 路と、
上記発振用能動素子の第 3の端子に接続された第 3 のリアクタンス回 路と、
上記第 3のリアクタンス回路に接続され、 上記発振用能動素子により 増幅された発振電力を出力する負荷抵抗と、
上記第 1 から上記第 3のリアクタンス回路のうちの少なく とも一つの リアクタンス回路に設けられ、 制御電圧に応じて容量が変化する可変容 量素子と、
通常の容量に対してインピーダンスの周波数特性が逆向きの特性を有 し、 上記一つあるいは複数の可変容量素子のうちの少なく とも一つの可 変容量素子に接続された負性容量回路とを備えた電圧制御発振器。
2 . 負性容量回路は、
可変容量素子に並列に接続されたことを特徴とする請求の範囲第 1項 記載の電圧制御発振器。
3 . 負性容量回路は、
可変容量素子に直列に接続されたことを特徴とする請求の範囲第 1項 記載の電圧制御発振器。
4 . 負性容量回路は、 ゲー ト端子が可変容量素子に接続され、 ソース端子が接地された第 1 の電界効果トランジスタと、
ドレイ ン端子が上記第 1 の電界効果トランジス夕のゲ一 ト端子に接続 され、 ソース端子が接地され、 ゲー ト端子がその第 1 の電界効果トラン ジス夕の ドレイ ン端子に接続された第 2の電界効果トランジスタと、 上記第 1 の電界効果トランジスタのドレイ ン端子に接続されたイ ンダ クタとを備えたことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の電圧制御発振 no
。
5 . 負性容量回路が接続されたリアクタンス回路は、
可変容量素子および負性容量回路からなる並列回路に直列に接続され 、 通常の容量に対してイ ンピーダンスの周波数特性が逆向きの特性を有 する第 1 の負性容量回路を備えたことを特徴とする請求の範囲第 2項記 載の電圧制御発振器。
6 . 負性容量回路が接続されたリアクタンス回路は、
可変容量素子および負性容量回路からなる直列回路に並列に接続され 、 通常の容量に対してイ ンピーダンスの周波数特性が逆向きの特性を有 する第 1 の負性容量回路を備えたことを特徴とする請求の範囲第 3項記 載の電圧制御発振器。
7 . 発振用能動素子の第 1 の端子および第 2の端子間に接続され、 制 御電圧に応じて容量を変化する第 1 の可変容量素子を備えたことを特徴 とする請求の範囲第 1項記載の電圧制御発振器。
8 発振用能動素子は、 電界効果トランジスタにより構成されたことを特徴とする請求の範囲 第 1項記載の電圧制御発振器。
9 . 発振用能動素子は、
バイポーラ トランジスタにより構成されたことを特徴とする請求の範 囲第 1項記載の電圧制御発振器。
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