JPH05300013A - Ｖｃｏ回路 - Google Patents
Ｖｃｏ回路Info
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- JPH05300013A JPH05300013A JP4098089A JP9808992A JPH05300013A JP H05300013 A JPH05300013 A JP H05300013A JP 4098089 A JP4098089 A JP 4098089A JP 9808992 A JP9808992 A JP 9808992A JP H05300013 A JPH05300013 A JP H05300013A
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- circuit
- frequency
- oscillation
- variable capacitance
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Transceivers (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明はＶＣＯ回路に関し、発振周波数を広
範囲に可変可能なＶＣＯ回路の提供を目的とする。 【構成】 ＬＣ発振回路を備えるＶＣＯ回路において、
発振コイルＬに直列に接続した第１の可変容量素子Ｃ1
と、前記直列回路に並列に接続した第２の可変容量素子
Ｃ2 とを備え、第１及び第２の可変容量素子Ｃ1 ，Ｃ2
に所定の制御電圧ＶC1，ＶC2を加えることで発振周波数
を可変にする。第１の可変容量素子Ｃ1 に加える制御電
圧ＶC1は直列回路における容量性リアクタンスが発振コ
イルＬの誘導性リアクタンスを越えない範囲のものであ
る。また、前記直列回路に対して直列又は並列に設けた
第３の可変容量素子を備え、第１及び第２の可変容量素
子Ｃ 1 ，Ｃ2 で発振周波数の粗同調を行い、第３の可変
容量素子で発振周波数の微同調を行う。また、所定の制
御電圧ＶC は発振周波数がリニア変化するように対応し
ている。
範囲に可変可能なＶＣＯ回路の提供を目的とする。 【構成】 ＬＣ発振回路を備えるＶＣＯ回路において、
発振コイルＬに直列に接続した第１の可変容量素子Ｃ1
と、前記直列回路に並列に接続した第２の可変容量素子
Ｃ2 とを備え、第１及び第２の可変容量素子Ｃ1 ，Ｃ2
に所定の制御電圧ＶC1，ＶC2を加えることで発振周波数
を可変にする。第１の可変容量素子Ｃ1 に加える制御電
圧ＶC1は直列回路における容量性リアクタンスが発振コ
イルＬの誘導性リアクタンスを越えない範囲のものであ
る。また、前記直列回路に対して直列又は並列に設けた
第３の可変容量素子を備え、第１及び第２の可変容量素
子Ｃ 1 ，Ｃ2 で発振周波数の粗同調を行い、第３の可変
容量素子で発振周波数の微同調を行う。また、所定の制
御電圧ＶC は発振周波数がリニア変化するように対応し
ている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＶＣＯ（Voltage Contro
lled Osc. ）回路に関し、更に詳しくはＬＣ発振回路を
備えるＶＣＯ回路に関する。業務用無線機においてもＰ
ＬＬ化が進み、容易に多チャンネル化が行えるようにな
った。近年、多チャンネル化の帯域幅は増す傾向にあ
り、例えば許可帯域幅２０ＭＨZ を送／受共用とするよ
うな無線機の提供が望まれる。
lled Osc. ）回路に関し、更に詳しくはＬＣ発振回路を
備えるＶＣＯ回路に関する。業務用無線機においてもＰ
ＬＬ化が進み、容易に多チャンネル化が行えるようにな
った。近年、多チャンネル化の帯域幅は増す傾向にあ
り、例えば許可帯域幅２０ＭＨZ を送／受共用とするよ
うな無線機の提供が望まれる。
【０００２】かかる無線機では、送／受信の切替に伴っ
てＶＣＯ回路の発振周波数を中間周波数ｆIF分だけシフ
トさせることを行うが、この場合のＶＣＯ回路に要求さ
れる周波数可変範囲は、一般の業務用無線機の中間周波
数ｆIFを想定すると、ＰＬＬ制御電圧による可変幅（数
ＭＨZ 程度）を除いて、３５ＭＨZ 〜５０ＭＨZ 程度に
もなる。これに対処すべく、発振周波数を広範囲に可変
可能なＶＣＯ回路の提供が要望されている。
てＶＣＯ回路の発振周波数を中間周波数ｆIF分だけシフ
トさせることを行うが、この場合のＶＣＯ回路に要求さ
れる周波数可変範囲は、一般の業務用無線機の中間周波
数ｆIFを想定すると、ＰＬＬ制御電圧による可変幅（数
ＭＨZ 程度）を除いて、３５ＭＨZ 〜５０ＭＨZ 程度に
もなる。これに対処すべく、発振周波数を広範囲に可変
可能なＶＣＯ回路の提供が要望されている。
【０００３】
【従来の技術】図７は従来のＶＣＯ回路の回路図で、一
例のコルピッツ形ＬＣ発振回路によるＶＣＯ回路を示し
ている。図において、Ｑは増幅用トランジスタ、ＣC は
直流阻止コンデンサ、Ｌは発振コイル、Ｃ2 ，Ｃ3 は発
振コイルＬに並列に接続した容量、ＶＣ21は変調用の可
変容量ダイオード（バリキャップ）、ＶＣ22はＰＬＬ制
御用の可変容量ダイオード、Ｃ21は周波数シフト用のト
リマーコンデンサ、ＳＷはスイッチ回路である。
例のコルピッツ形ＬＣ発振回路によるＶＣＯ回路を示し
ている。図において、Ｑは増幅用トランジスタ、ＣC は
直流阻止コンデンサ、Ｌは発振コイル、Ｃ2 ，Ｃ3 は発
振コイルＬに並列に接続した容量、ＶＣ21は変調用の可
変容量ダイオード（バリキャップ）、ＶＣ22はＰＬＬ制
御用の可変容量ダイオード、Ｃ21は周波数シフト用のト
リマーコンデンサ、ＳＷはスイッチ回路である。
【０００４】回路の発振周波数ｆO は略、 ｆO ＝１／２π√（ＬＣ0 ） 但し、Ｃ0 ＝Ｃ2 ＋Ｃ3 Ｃ3 ＝Ｃ31・Ｃ32／（Ｃ31＋Ｃ32） で与えられる。
【０００５】一般に、この発振周波数ｆO の多チャンネ
ル化は、このようなＶＣＯ回路を不図示のＰＬＬループ
に組み込むことで行われる。即ち、例えば外部で位相比
較部に入力するＶＣＯ出力の分周比を替えると、位相比
較部で位相誤差が発生してＰＬＬ制御電圧（誤差電圧）
が変動し、この誤差電圧を小さくする方向にＶＣＯ出力
は引き込まれ、新たな指定周波数にＰＬＬロックする。
従って、この場合のＶＣＯ回路の周波数可変範囲は誤差
電圧に対する変換利得で決定され、この変換利得を大き
くとれば、発振周波数をかなり広範囲に可変できる。
ル化は、このようなＶＣＯ回路を不図示のＰＬＬループ
に組み込むことで行われる。即ち、例えば外部で位相比
較部に入力するＶＣＯ出力の分周比を替えると、位相比
較部で位相誤差が発生してＰＬＬ制御電圧（誤差電圧）
が変動し、この誤差電圧を小さくする方向にＶＣＯ出力
は引き込まれ、新たな指定周波数にＰＬＬロックする。
従って、この場合のＶＣＯ回路の周波数可変範囲は誤差
電圧に対する変換利得で決定され、この変換利得を大き
くとれば、発振周波数をかなり広範囲に可変できる。
【０００６】しかし、ＰＬＬ変換利得をあまり高くする
と、Ｃ／Ｎ（キャリア信号の純度）が劣化してしまうの
で、結局Ｃ／Ｎとの兼ね合いになってしまう。また、Ｖ
ＣＯ回路の温度特性もＰＬＬロック帯域幅を制限する要
因となっており、結局、ＰＬＬにより多多チャンネル化
できる帯域幅は多くても数ＭＨZ 程度であり、より広帯
域化が望まれる。
と、Ｃ／Ｎ（キャリア信号の純度）が劣化してしまうの
で、結局Ｃ／Ｎとの兼ね合いになってしまう。また、Ｖ
ＣＯ回路の温度特性もＰＬＬロック帯域幅を制限する要
因となっており、結局、ＰＬＬにより多多チャンネル化
できる帯域幅は多くても数ＭＨZ 程度であり、より広帯
域化が望まれる。
【０００７】従来は、上記に加え、例えば周波数シフト
用のトリマーコンデンサＣ21を挿／抜する方法で、発振
周波数を大幅にシフトしていた。しかし、この方法では
発振周波数が２極化し、この２周波数間を任意に多チャ
ンネル化することは不可能である。また従来は、上記の
ようなトリマーコンデンサＣ21を複数並列に設け、発振
周波数を複数段階にシフトしていた。しかし、この方法
ではＬＣ同調回路部が複雑になる上、ストレー容量も複
雑に関与し、所望の周波数シフト特性を得るのは困難で
ある。
用のトリマーコンデンサＣ21を挿／抜する方法で、発振
周波数を大幅にシフトしていた。しかし、この方法では
発振周波数が２極化し、この２周波数間を任意に多チャ
ンネル化することは不可能である。また従来は、上記の
ようなトリマーコンデンサＣ21を複数並列に設け、発振
周波数を複数段階にシフトしていた。しかし、この方法
ではＬＣ同調回路部が複雑になる上、ストレー容量も複
雑に関与し、所望の周波数シフト特性を得るのは困難で
ある。
【０００８】更にまた従来は、上記のようなトリマーコ
ンデンサＣ21に代えて可変容量ダイオードを設け、発振
周波数を変えていた。しかし、この方法では変調用、Ｐ
ＬＬ制御用の各可変容量ダイオードＶＣ21，ＶＣ22及び
ストレー容量等が並列に加わっており、全体の容量Ｃ0
の可変幅が十分にとれない。
ンデンサＣ21に代えて可変容量ダイオードを設け、発振
周波数を変えていた。しかし、この方法では変調用、Ｐ
ＬＬ制御用の各可変容量ダイオードＶＣ21，ＶＣ22及び
ストレー容量等が並列に加わっており、全体の容量Ｃ0
の可変幅が十分にとれない。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記のように従来のＶ
ＣＯ回路では、いずれも並列同調容量のみによって周波
数可変を行っているため、発振周波数を広範囲に変える
ことは困難であった。本発明の目的は、発振周波数を広
範囲に可変可能なＶＣＯ回路を提供することにある。
ＣＯ回路では、いずれも並列同調容量のみによって周波
数可変を行っているため、発振周波数を広範囲に変える
ことは困難であった。本発明の目的は、発振周波数を広
範囲に可変可能なＶＣＯ回路を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の課題は図１の構成
により解決される。即ち、本発明のＶＣＯ回路は、ＬＣ
発振回路を備えるＶＣＯ回路において、発振コイルＬに
直列に接続した第１の可変容量素子Ｃ1 と、前記直列回
路に並列に接続した第２の可変容量素子Ｃ2 とを備え、
第１及び第２の可変容量素子Ｃ1 ，Ｃ2 に所定の制御電
圧ＶC1，ＶC2を加えることで発振周波数を可変に構成し
たものである。
により解決される。即ち、本発明のＶＣＯ回路は、ＬＣ
発振回路を備えるＶＣＯ回路において、発振コイルＬに
直列に接続した第１の可変容量素子Ｃ1 と、前記直列回
路に並列に接続した第２の可変容量素子Ｃ2 とを備え、
第１及び第２の可変容量素子Ｃ1 ，Ｃ2 に所定の制御電
圧ＶC1，ＶC2を加えることで発振周波数を可変に構成し
たものである。
【００１１】
【作用】図１は一例のコルピッツ形ＬＣ発振回路により
るＶＣＯ回路を示す図で、この回路の発振周波数ｆO は
略、 ｆO ＝１／２π√（Ｌ´Ｃ0 ） 但し、Ｃ0 ＝Ｃ2 ＋Ｃ3 Ｃ3 ＝Ｃ31・Ｃ32／（Ｃ31＋Ｃ32） で与えられる。
るＶＣＯ回路を示す図で、この回路の発振周波数ｆO は
略、 ｆO ＝１／２π√（Ｌ´Ｃ0 ） 但し、Ｃ0 ＝Ｃ2 ＋Ｃ3 Ｃ3 ＝Ｃ31・Ｃ32／（Ｃ31＋Ｃ32） で与えられる。
【００１２】ここで、Ｌ´はコイルＬと第１の可変容量
素子Ｃ1 との直列回路から成っており、これらの合成リ
アクタンスＸL ´はＸL ´＝ＸL −ＸC1で与えられる。
そこで、このＸC1をＸL ＞ＸC1の範囲内で可変にすれ
ば、Ｌ´は常にインダクタンス成分として働き、コルピ
ッツ形ＬＣ発振回路を満足する。そこで、第１及び第２
の可変容量素子Ｃ1 ，Ｃ2 に所定の制御電圧ＶC1，ＶC2
を加えることで、例えばインダクタンスＬ´及びキャパ
シタンスＣ0 を共に大又は共に小になるように変化させ
る。その結果、上式の関係により、発振周波数ｆ O は大
幅に変化する。
素子Ｃ1 との直列回路から成っており、これらの合成リ
アクタンスＸL ´はＸL ´＝ＸL −ＸC1で与えられる。
そこで、このＸC1をＸL ＞ＸC1の範囲内で可変にすれ
ば、Ｌ´は常にインダクタンス成分として働き、コルピ
ッツ形ＬＣ発振回路を満足する。そこで、第１及び第２
の可変容量素子Ｃ1 ，Ｃ2 に所定の制御電圧ＶC1，ＶC2
を加えることで、例えばインダクタンスＬ´及びキャパ
シタンスＣ0 を共に大又は共に小になるように変化させ
る。その結果、上式の関係により、発振周波数ｆ O は大
幅に変化する。
【００１３】好ましくは、前記直列回路に対して直列又
は並列に設けた第３の可変容量素子Ｃ4 を備え、第１及
び第２の可変容量素子Ｃ1 ，Ｃ2 で発振周波数の粗同調
を行い、第３の可変容量素子Ｃ4 で発振周波数の微同調
を行う。また好ましくは、所定の制御電圧ＶC は発振周
波数がリニア変化するように対応している。
は並列に設けた第３の可変容量素子Ｃ4 を備え、第１及
び第２の可変容量素子Ｃ1 ，Ｃ2 で発振周波数の粗同調
を行い、第３の可変容量素子Ｃ4 で発振周波数の微同調
を行う。また好ましくは、所定の制御電圧ＶC は発振周
波数がリニア変化するように対応している。
【００１４】
【実施例】以下、添付図面に従って本発明による実施例
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は第１実施例のＶ
ＣＯ回路の回路図で、図においてＶＣ11，ＶＣ21は可変
容量ダイオ−ドである。図は一例のコルピッツ形ＬＣ発
振回路によるＶＣＯ回路を示しており、この回路の発振
周波数ｆO は略、 ｆO ＝１／２π√（Ｌ´Ｃ0 ） 但し、Ｃ0 ＝Ｃ2 ＋Ｃ3 Ｃ3 ＝Ｃ31・Ｃ32／（Ｃ31＋Ｃ32） で与えられる。
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は第１実施例のＶ
ＣＯ回路の回路図で、図においてＶＣ11，ＶＣ21は可変
容量ダイオ−ドである。図は一例のコルピッツ形ＬＣ発
振回路によるＶＣＯ回路を示しており、この回路の発振
周波数ｆO は略、 ｆO ＝１／２π√（Ｌ´Ｃ0 ） 但し、Ｃ0 ＝Ｃ2 ＋Ｃ3 Ｃ3 ＝Ｃ31・Ｃ32／（Ｃ31＋Ｃ32） で与えられる。
【００１５】バリキャップの容量は印加電圧に略反比例
して変化するから、制御電圧ＶC を上げると容量Ｃ2 は
小となり、これにより容量Ｃ0 は小となる。また、イン
ダクタンスＬ´の合成リアクタンスＸL ´はＸL ´＝ω
Ｌ−１／ωＣ1 で与えられ、制御電圧ＶC を上げると容
量Ｃ1 は小となるから、これによりＬ´は小となる。但
し、ωＬ＞１／ωＣ1 とする。従って、制御電圧ＶC を
上げるとＣ0 のみならずＬ´も小となり、その結果ＶＣ
Ｏ回路の発振周波数ｆO は大幅に上昇する。逆に、制御
電圧ＶC を下げるとＣ0 及びＬ´が共に大となり、その
結果発振周波数ｆO は大幅に下降する。
して変化するから、制御電圧ＶC を上げると容量Ｃ2 は
小となり、これにより容量Ｃ0 は小となる。また、イン
ダクタンスＬ´の合成リアクタンスＸL ´はＸL ´＝ω
Ｌ−１／ωＣ1 で与えられ、制御電圧ＶC を上げると容
量Ｃ1 は小となるから、これによりＬ´は小となる。但
し、ωＬ＞１／ωＣ1 とする。従って、制御電圧ＶC を
上げるとＣ0 のみならずＬ´も小となり、その結果ＶＣ
Ｏ回路の発振周波数ｆO は大幅に上昇する。逆に、制御
電圧ＶC を下げるとＣ0 及びＬ´が共に大となり、その
結果発振周波数ｆO は大幅に下降する。
【００１６】図３は第２実施例のＶＣＯ回路の回路図
で、図はＦＥＴゲート接地による一例のコルピッツ形Ｌ
Ｃ発振回路を利用したＶＨＦ帯のＶＣＯ回路を示してい
る。図において、ＱはＮチャネルのＦＥＴ、ＣC は直流
阻止コンデンサ、Ｌは発振コイル、Ｄ7 は発振コイルＬ
に直列に接続した可変容量ダイオード、Ｄ4 は発振コイ
ルＬに並列に接続した可変容量ダイオード、Ｄ3 はＰＬ
Ｌ制御用の可変容量ダイオード、Ｄ6 はＦＭ変調用の可
変容量ダイオード、Ｄ5 は変調度補正用の可変容量ダイ
オードである。
で、図はＦＥＴゲート接地による一例のコルピッツ形Ｌ
Ｃ発振回路を利用したＶＨＦ帯のＶＣＯ回路を示してい
る。図において、ＱはＮチャネルのＦＥＴ、ＣC は直流
阻止コンデンサ、Ｌは発振コイル、Ｄ7 は発振コイルＬ
に直列に接続した可変容量ダイオード、Ｄ4 は発振コイ
ルＬに並列に接続した可変容量ダイオード、Ｄ3 はＰＬ
Ｌ制御用の可変容量ダイオード、Ｄ6 はＦＭ変調用の可
変容量ダイオード、Ｄ5 は変調度補正用の可変容量ダイ
オードである。
【００１７】ダイオードＤ1 ，Ｄ2 は整流回路を構成し
ており、ＦＥＴのドレイン出力が大になると、コンデン
サＣG がより深く負にバイアスされて、ＦＥＴにＡＧＣ
をかける。発振用コンデンサＣ31，Ｃ32は固定されてお
り、発振周波数の可変は、直流阻止コンデンサＣC を介
してＦＥＴのドレイン側に接続しているＬＣ同調回路に
よって行う。このＬＣ同調回路は、発振コイルＬと可変
容量ダイオードＤ7 （Ｃ1）の直列回路と、この直列回
路に並列に接続した可変容量ダイオードＤ4 （Ｃ2）と
から成る周波数粗同調部と、前記直列回路に対して直列
に挿入した可変容量ダイオードＤ3 （Ｃ4 ）から成る周
波数微同調部とに分けられる。
ており、ＦＥＴのドレイン出力が大になると、コンデン
サＣG がより深く負にバイアスされて、ＦＥＴにＡＧＣ
をかける。発振用コンデンサＣ31，Ｃ32は固定されてお
り、発振周波数の可変は、直流阻止コンデンサＣC を介
してＦＥＴのドレイン側に接続しているＬＣ同調回路に
よって行う。このＬＣ同調回路は、発振コイルＬと可変
容量ダイオードＤ7 （Ｃ1）の直列回路と、この直列回
路に並列に接続した可変容量ダイオードＤ4 （Ｃ2）と
から成る周波数粗同調部と、前記直列回路に対して直列
に挿入した可変容量ダイオードＤ3 （Ｃ4 ）から成る周
波数微同調部とに分けられる。
【００１８】外部より加えた粗同調電圧ＶC は、雑音除
去のＣＲフィルタを介して入力し、可変容量ダイオード
Ｄ4 及びＤ7 に加えられる。その結果、ＶＣＯ回路の発
振周波数は大幅に変化し、所望の周波数付近に速やかに
粗同調される。この粗同調電圧ＶC に対する変換利得は
例えば１０ＭＨZ ／Ｖ程度である。一方、ＰＬＬ制御電
圧ＶE は可変容量ダイオードＤ3 に加えられ、結合容量
Ｃ4 の値を変える構成になっている。その結果、ＶＣＯ
回路の発振周波数は小幅に変化し、ＰＬＬループによっ
て所望の周波数にＰＬＬロック（位相同期）する。この
ＰＬＬ制御電圧（誤差電圧）ＶE に対する変換利得は例
えば１ＭＨZ ／Ｖ程度である。従って、粗同調電圧ＶC
により発振周波数を大幅に変化させると共に、ＰＬＬ制
御電圧Ｖ E により発振周波数をＰＬＬロックさせること
ができる。
去のＣＲフィルタを介して入力し、可変容量ダイオード
Ｄ4 及びＤ7 に加えられる。その結果、ＶＣＯ回路の発
振周波数は大幅に変化し、所望の周波数付近に速やかに
粗同調される。この粗同調電圧ＶC に対する変換利得は
例えば１０ＭＨZ ／Ｖ程度である。一方、ＰＬＬ制御電
圧ＶE は可変容量ダイオードＤ3 に加えられ、結合容量
Ｃ4 の値を変える構成になっている。その結果、ＶＣＯ
回路の発振周波数は小幅に変化し、ＰＬＬループによっ
て所望の周波数にＰＬＬロック（位相同期）する。この
ＰＬＬ制御電圧（誤差電圧）ＶE に対する変換利得は例
えば１ＭＨZ ／Ｖ程度である。従って、粗同調電圧ＶC
により発振周波数を大幅に変化させると共に、ＰＬＬ制
御電圧Ｖ E により発振周波数をＰＬＬロックさせること
ができる。
【００１９】可変容量ダイオードＤ6 （Ｃ6 ）はＦＭ変
調用であり、また可変容量ダイオードＤ5 （Ｃ5 ）は無
線機の送信周波数に応じて変調度が変わるので、これを
補正するためのものである。なお、可変容量ダイオード
Ｄ3 （Ｃ4 ）は発振コイルＬと可変容量ダイオードＤ7
とから成る直列回路に対して並列に設けても良い。
調用であり、また可変容量ダイオードＤ5 （Ｃ5 ）は無
線機の送信周波数に応じて変調度が変わるので、これを
補正するためのものである。なお、可変容量ダイオード
Ｄ3 （Ｃ4 ）は発振コイルＬと可変容量ダイオードＤ7
とから成る直列回路に対して並列に設けても良い。
【００２０】図４は第２実施例のＶＣＯ回路の粗同調電
圧−発振周波数特性を示す図である。図は、ＰＬＬ制御
電圧ＶE をその最大（例えば５Ｖ）の略１／２（例えば
２Ｖ）に固定した状態で、粗同調電圧ＶC を略０〜５Ｖ
に変化させた時のＶＣＯ回路の粗同調発振周波数を示し
ている。この周波数は略１２０ＭＨZ 〜１６０ＭＨZ以
上に振れており、４０ＭＨZ 以上の周波数可変幅と、平
均１０ＭＨZ ／Ｖ程度の粗同調電圧ＶC に対する変換利
得が得られている。
圧−発振周波数特性を示す図である。図は、ＰＬＬ制御
電圧ＶE をその最大（例えば５Ｖ）の略１／２（例えば
２Ｖ）に固定した状態で、粗同調電圧ＶC を略０〜５Ｖ
に変化させた時のＶＣＯ回路の粗同調発振周波数を示し
ている。この周波数は略１２０ＭＨZ 〜１６０ＭＨZ以
上に振れており、４０ＭＨZ 以上の周波数可変幅と、平
均１０ＭＨZ ／Ｖ程度の粗同調電圧ＶC に対する変換利
得が得られている。
【００２１】図５は実施例のＶＣＯ回路の応用例を示す
図で、図は一例の周波数シンセサイザを示している。図
において、１１は第２実施例のＶＣＯ回路、１２は増幅
回路（Ａ）、１３はプログラマブル分周回路（１／
ｎ）、１４は基準発振回路（ＯＳＣ）、１５は位相比較
器（ＰＤ）、１６はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１７
はＣＰＵ、１８はＲＯＭ、１９はＤ／Ａ変換器（Ｄ／
Ａ）、２０はキースイッチ部（ＫＢＤ）、２１はＣＰＵ
１７の共通バスである。
図で、図は一例の周波数シンセサイザを示している。図
において、１１は第２実施例のＶＣＯ回路、１２は増幅
回路（Ａ）、１３はプログラマブル分周回路（１／
ｎ）、１４は基準発振回路（ＯＳＣ）、１５は位相比較
器（ＰＤ）、１６はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、１７
はＣＰＵ、１８はＲＯＭ、１９はＤ／Ａ変換器（Ｄ／
Ａ）、２０はキースイッチ部（ＫＢＤ）、２１はＣＰＵ
１７の共通バスである。
【００２２】ＶＣＯ回路１１の出力ｆ0 は増幅回路１２
により増幅・クリップされてプログラマブル分周回路１
３に入力し、ここで１／ｎに分周される。位相比較器１
５は分周回路１３の出力ｆ0 ／ｎと基準発振回路１４の
基準周波数ｆREF との位相を比較しており、位相差に応
じた誤差電圧を出力する。ローパスフィルタ１６は誤差
電圧を積分して該誤差電圧を減少させるような方向のＰ
ＬＬ制御電圧ＶE を形成し、これをＶＣＯ回路１１のＰ
ＬＬ制御電圧端子に帰還する。
により増幅・クリップされてプログラマブル分周回路１
３に入力し、ここで１／ｎに分周される。位相比較器１
５は分周回路１３の出力ｆ0 ／ｎと基準発振回路１４の
基準周波数ｆREF との位相を比較しており、位相差に応
じた誤差電圧を出力する。ローパスフィルタ１６は誤差
電圧を積分して該誤差電圧を減少させるような方向のＰ
ＬＬ制御電圧ＶE を形成し、これをＶＣＯ回路１１のＰ
ＬＬ制御電圧端子に帰還する。
【００２３】今、このようなＰＬＬループにより、ＶＣ
Ｏ回路１１の出力ｆ0 はある周波数ｆ01にロックしてい
るとする。そして、ユーザがキースイッチ部２０より新
たなチャンネルを指定すると、これを受けたＣＰＵ１７
は、プログラマブル分周回路１３に対して指定周波数ｆ
02に対応する分周比情報を出力すると共に、Ｄ／Ａ変換
器１９を介して、ＶＣＯ回路１１に対し指定周波数ｆ02
に対応する周波数粗同調電圧ＶC と変調補正電圧とを加
える。
Ｏ回路１１の出力ｆ0 はある周波数ｆ01にロックしてい
るとする。そして、ユーザがキースイッチ部２０より新
たなチャンネルを指定すると、これを受けたＣＰＵ１７
は、プログラマブル分周回路１３に対して指定周波数ｆ
02に対応する分周比情報を出力すると共に、Ｄ／Ａ変換
器１９を介して、ＶＣＯ回路１１に対し指定周波数ｆ02
に対応する周波数粗同調電圧ＶC と変調補正電圧とを加
える。
【００２４】これにより、位相比較器１５は一時的に大
きな誤差電圧を発生するが、ＰＬＬ制御電圧（誤差電
圧）ＶE に対する変換利得は例えば１ＭＨZ ／Ｖ程度と
小さいので、ＰＬＬループによる影響は少ない。一方、
この間にＶＣＯ回路１１の出力は粗同調電圧ＶC に従っ
て指定周波数ｆ02付近に速やかに粗同調される。その結
果、分周回路１３の出力の周波数と基準周波数ｆREF と
は略一致することとなり、これによりＰＬＬループは移
相同期のフェーズに入る。そして、ＶＣＯ回路１１の出
力周波数はＰＬＬループにより、指定周波数ｆ02にロッ
クする。
きな誤差電圧を発生するが、ＰＬＬ制御電圧（誤差電
圧）ＶE に対する変換利得は例えば１ＭＨZ ／Ｖ程度と
小さいので、ＰＬＬループによる影響は少ない。一方、
この間にＶＣＯ回路１１の出力は粗同調電圧ＶC に従っ
て指定周波数ｆ02付近に速やかに粗同調される。その結
果、分周回路１３の出力の周波数と基準周波数ｆREF と
は略一致することとなり、これによりＰＬＬループは移
相同期のフェーズに入る。そして、ＶＣＯ回路１１の出
力周波数はＰＬＬループにより、指定周波数ｆ02にロッ
クする。
【００２５】この場合に、ＰＬＬ制御電圧ＶE は、ＶＣ
Ｏ回路１１の温度特性等を考慮して、ＰＬＬ制御電圧Ｖ
E の最大出力電圧ＶEmax（例えば５Ｖ）の１／２程度を
中心にして移相同期させるのが望ましい。そこで、Ｖ
Emax／２（この例では２Ｖ）を中心にしてＰＬＬループ
が移相同期するように粗同調電圧ＶC を全帯域で設定す
る。
Ｏ回路１１の温度特性等を考慮して、ＰＬＬ制御電圧Ｖ
E の最大出力電圧ＶEmax（例えば５Ｖ）の１／２程度を
中心にして移相同期させるのが望ましい。そこで、Ｖ
Emax／２（この例では２Ｖ）を中心にしてＰＬＬループ
が移相同期するように粗同調電圧ＶC を全帯域で設定す
る。
【００２６】今、仮に８ビットのＤ／Ａ変換器１９によ
り粗同調電圧ＶC を加えるとすると、粗同調電圧ＶC に
対する変換利得は平均値で１０ＭＨZ ／Ｖであるから、
Ｄ／Ａ変換器１９のＶDDを５Ｖとすると、５０ＭＨZ ／
２５５により、略２００ＫＨ Z ／ステップで各周波数を
粗同調できる。一方、各ステップ間の微小周波数分はＰ
ＬＬ制御電圧ＶE によって微同調することになるが、Ｐ
ＬＬ制御電圧ＶE に対する変換利得は１ＭＨZ ／Ｖ程度
であるから、２００ＫＨZ に対しては０．２Ｖ、即ち、
この例では中心の２Ｖから０．１Ｖ上下する程度であ
り、これは無視できる。
り粗同調電圧ＶC を加えるとすると、粗同調電圧ＶC に
対する変換利得は平均値で１０ＭＨZ ／Ｖであるから、
Ｄ／Ａ変換器１９のＶDDを５Ｖとすると、５０ＭＨZ ／
２５５により、略２００ＫＨ Z ／ステップで各周波数を
粗同調できる。一方、各ステップ間の微小周波数分はＰ
ＬＬ制御電圧ＶE によって微同調することになるが、Ｐ
ＬＬ制御電圧ＶE に対する変換利得は１ＭＨZ ／Ｖ程度
であるから、２００ＫＨZ に対しては０．２Ｖ、即ち、
この例では中心の２Ｖから０．１Ｖ上下する程度であ
り、これは無視できる。
【００２７】なお、図４に示す通り、粗同調電圧ＶC を
リニアに変化させても、粗同調発振周波数はリニアには
変化しない。そこで、予め図４の粗同調電圧−発振周波
数特性を利用してＤ／Ａ変換器１９のステップ毎の発振
周波数、又は発振周波数可変範囲をデータ化し、これを
ＲＯＭ１８に書き込んでおく。そして、新たに周波数が
指定された時は、ＲＯＭ１８のデータに基づいて該指定
周波数がどの粗同調電圧ＶC に該当するかを判別し、Ｄ
／Ａ変換器１９に対応する粗同調電圧ＶC を発生させ
る。
リニアに変化させても、粗同調発振周波数はリニアには
変化しない。そこで、予め図４の粗同調電圧−発振周波
数特性を利用してＤ／Ａ変換器１９のステップ毎の発振
周波数、又は発振周波数可変範囲をデータ化し、これを
ＲＯＭ１８に書き込んでおく。そして、新たに周波数が
指定された時は、ＲＯＭ１８のデータに基づいて該指定
周波数がどの粗同調電圧ＶC に該当するかを判別し、Ｄ
／Ａ変換器１９に対応する粗同調電圧ＶC を発生させ
る。
【００２８】あるいは、予め図４の粗同調電圧−発振周
波数特性を利用して、粗同調発振周波数をリニアに増加
させた時の各対応する粗同調電圧ＶC を抽出し、これら
のうち指定チャンネルの周波数に対応する粗同調電圧Ｖ
C をＲＯＭ１８に記憶しておく。そして、新たに周波数
が指定された時は、該指定周波数に対応する粗同調電圧
ＶC をＲＯＭ１８より読み出し、Ｄ／Ａ変換器１９に出
力する。
波数特性を利用して、粗同調発振周波数をリニアに増加
させた時の各対応する粗同調電圧ＶC を抽出し、これら
のうち指定チャンネルの周波数に対応する粗同調電圧Ｖ
C をＲＯＭ１８に記憶しておく。そして、新たに周波数
が指定された時は、該指定周波数に対応する粗同調電圧
ＶC をＲＯＭ１８より読み出し、Ｄ／Ａ変換器１９に出
力する。
【００２９】以上述べた如く本実施例によれば、広帯域
にわたり、再調整なしで、送信・受信局部発振周波数を
発生できる。なお、上記実施例はコルピッツ形ＬＣ発振
回路への適用例を示したがこれに限らない。図６は本発
明の他の実施例を説明する図で、図はＬＣ発振回路の一
般化した等価回路を示している。回路の発振条件は、 ｇm Ｚ1 Ｚ3 ＋（Ｚ1 ＋Ｚ2 ＋Ｚ3 ）＝０ で与えられ、例えばＺ1 ，Ｚ3 を誘導性、Ｚ2 を容量性
とした場合はハートレー形ＬＣ発振回路が得られる。こ
の回路の発振周波数ｆO は、基本的には、 ｆO ＝１／２π√（（Ｌ1 ＋Ｌ2 ）Ｃ2 ） で与えられるが、この場合にも可変容量素子Ｃ11及び又
はＣ21を挿入する方法で本発明を適用できる。同様にし
て、同調形ＬＣ発振回路等を備えるＶＣＯ回路にも本発
明を適用可能である。
にわたり、再調整なしで、送信・受信局部発振周波数を
発生できる。なお、上記実施例はコルピッツ形ＬＣ発振
回路への適用例を示したがこれに限らない。図６は本発
明の他の実施例を説明する図で、図はＬＣ発振回路の一
般化した等価回路を示している。回路の発振条件は、 ｇm Ｚ1 Ｚ3 ＋（Ｚ1 ＋Ｚ2 ＋Ｚ3 ）＝０ で与えられ、例えばＺ1 ，Ｚ3 を誘導性、Ｚ2 を容量性
とした場合はハートレー形ＬＣ発振回路が得られる。こ
の回路の発振周波数ｆO は、基本的には、 ｆO ＝１／２π√（（Ｌ1 ＋Ｌ2 ）Ｃ2 ） で与えられるが、この場合にも可変容量素子Ｃ11及び又
はＣ21を挿入する方法で本発明を適用できる。同様にし
て、同調形ＬＣ発振回路等を備えるＶＣＯ回路にも本発
明を適用可能である。
【００３０】
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、ＬＣ発
振回路を備えるＶＣＯ回路において、発振コイルＬに直
列に接続した第１の可変容量素子Ｃ1 と、前記直列回路
に並列に接続した第２の可変容量素子Ｃ2 とを備え、第
１及び第２の可変容量素子Ｃ1，Ｃ2 に所定の制御電圧
ＶC1，ＶC2を加えることで発振周波数を可変に構成した
したので、広帯域にわたって多チャンネル化が可能な無
線機を安価で供給できる効果がある。
振回路を備えるＶＣＯ回路において、発振コイルＬに直
列に接続した第１の可変容量素子Ｃ1 と、前記直列回路
に並列に接続した第２の可変容量素子Ｃ2 とを備え、第
１及び第２の可変容量素子Ｃ1，Ｃ2 に所定の制御電圧
ＶC1，ＶC2を加えることで発振周波数を可変に構成した
したので、広帯域にわたって多チャンネル化が可能な無
線機を安価で供給できる効果がある。
【図１】図１は本発明の原理を説明する図である。
【図２】図２は第１実施例のＶＣＯ回路の回路図であ
る。
る。
【図３】図３は第２実施例のＶＣＯ回路の回路図であ
る。
る。
【図４】図４は第２実施例のＶＣＯ回路の粗同調電圧−
発振周波数特性を示す図である。
発振周波数特性を示す図である。
【図５】図５は実施例のＶＣＯ回路の応用例を示す図で
ある。
ある。
【図６】図６は本発明の他の実施例を説明する図であ
る。
る。
【図７】図７は従来のＶＣＯ回路の回路図である。
Ｌ 発振コイル Ｃ1 ，Ｃ2 可変容量素子
フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 1/38 7170−5Ｋ
Claims (4)
- 【請求項１】 ＬＣ発振回路を備えるＶＣＯ回路におい
て、 発振コイル（Ｌ）に直列に接続した第１の可変容量素子
（Ｃ1 ）と、 前記直列回路に並列に接続した第２の可変容量素子（Ｃ
2 ）とを備え、 第１及び第２の可変容量素子（Ｃ1 ，Ｃ2 ）に所定の制
御電圧（ＶC1，ＶC2）を加えることで発振周波数を可変
に構成したことを特徴とするＶＣＯ回路。 - 【請求項２】 第１の可変容量素子（Ｃ1 ）に加える制
御電圧（ＶC1）は直列回路における容量性リアクタンス
が発振コイル（Ｌ）の誘導性リアクタンスを越えない範
囲のものであることを特徴とする請求項１のＶＣＯ回
路。 - 【請求項３】 前記直列回路に対して直列又は並列に設
けた第３の可変容量素子（Ｃ4 ）を備え、 第１及び第２の可変容量素子（Ｃ1 ，Ｃ2 ）で発振周波
数の粗同調を行い、 第３の可変容量素子（Ｃ4 ）で発振周波数の微同調を行
うように構成したことを特徴とする請求項１のＶＣＯ回
路。 - 【請求項４】 所定の制御電圧（ＶC ）は発振周波数が
リニア変化するように対応していることを特徴とする請
求項１のＶＣＯ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4098089A JPH05300013A (ja) | 1992-04-17 | 1992-04-17 | Ｖｃｏ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4098089A JPH05300013A (ja) | 1992-04-17 | 1992-04-17 | Ｖｃｏ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05300013A true JPH05300013A (ja) | 1993-11-12 |
Family
ID=14210621
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4098089A Pending JPH05300013A (ja) | 1992-04-17 | 1992-04-17 | Ｖｃｏ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05300013A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19990006583A (ko) * | 1997-06-03 | 1999-01-25 | 다니엘 케이. 니콜스 | 전압 제어 발진기용 장치 및 동조 방법 |
| JP2003505902A (ja) * | 1999-07-19 | 2003-02-12 | ケンブリッジ シリコン ラジオ リミテッド | 可変周波数発振器 |
| KR100416606B1 (ko) * | 2001-10-08 | 2004-02-05 | 삼성전자주식회사 | 넓은 선형 전달 특성을 가지는 전압 제어 발진기 |
| JP2008011383A (ja) * | 2006-06-30 | 2008-01-17 | Kenwood Corp | 変調回路方式及びその電圧制御発振器 |
| US7675376B2 (en) | 2004-06-18 | 2010-03-09 | Mitsubishi Electric Corporation | Voltage-controlled oscillator |
| JP2011147169A (ja) * | 2005-10-21 | 2011-07-28 | Panasonic Corp | Ｆｍ変調器 |
-
1992
- 1992-04-17 JP JP4098089A patent/JPH05300013A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR19990006583A (ko) * | 1997-06-03 | 1999-01-25 | 다니엘 케이. 니콜스 | 전압 제어 발진기용 장치 및 동조 방법 |
| JP2003505902A (ja) * | 1999-07-19 | 2003-02-12 | ケンブリッジ シリコン ラジオ リミテッド | 可変周波数発振器 |
| JP4794790B2 (ja) * | 1999-07-19 | 2011-10-19 | ケンブリッジ シリコン ラジオ リミテッド | 可変周波数発振器 |
| KR100416606B1 (ko) * | 2001-10-08 | 2004-02-05 | 삼성전자주식회사 | 넓은 선형 전달 특성을 가지는 전압 제어 발진기 |
| US7675376B2 (en) | 2004-06-18 | 2010-03-09 | Mitsubishi Electric Corporation | Voltage-controlled oscillator |
| JP2011147169A (ja) * | 2005-10-21 | 2011-07-28 | Panasonic Corp | Ｆｍ変調器 |
| JP2008011383A (ja) * | 2006-06-30 | 2008-01-17 | Kenwood Corp | 変調回路方式及びその電圧制御発振器 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20010814 |