FR2926689A1 - Dispositif electrique a resonateur a large plage de variation en frequences - Google Patents
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Abstract
Dispositif électrique (100) à résonateur comprenant au moins:- un résonateur (101) à ondes acoustiques,- un premier circuit électrique (108, 110) couplé en parallèle au résonateur et présentant une impédance complexe ajustable dont la partie imaginaireest égale à avec C1 >= 0,- un second circuit électrique (114) couplé en parallèle au résonateur et au premier circuit électrique, et présentant une impédance complexe dontla partie imaginaire est égale à avec C2 < 0,omega étant la fréquence de résonance du dispositif.
Description
DISPOSITIF ELECTRIQUE A RESONATEUR A LARGE PLAGE DE VARIATION EN FREQUENCES
DESCRIPTION 5 DOMAINE TECHNIQUE L'invention concerne un dispositif électrique à résonateur à large plage d'accord, ou plage de variation, en fréquences, utilisé par exemple pour la génération d'une source de référence stabilisée 10 en fréquence et en bruit, réalisant ainsi un oscillateur contrôlé en tension (VCO). Un tel VCO peut par exemple être utilisé pour la réalisation de chaînes d'émission et de réception de terminaux de communications mobiles. L'invention s'applique 15 également à la réalisation de filtres sélectifs à large bande de fréquences, trouvant également des applications dans les systèmes de communication mobiles. ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE 20 De manière générale, un VCO est caractérisé par quatre paramètres : - bruit de phase : il caractérise la pureté spectrale de l'oscillateur. La vibration intrinsèque de l'oscillateur se quantifie sous la forme d'une densité 25 spectrale de bruit, qui décroît lorsqu'on s'éloigne de sa fréquence fondamentale. Le niveau de cette densité spectrale, exprimé en dBc/Hz, est donné à un certain écart de fréquence par rapport à la fréquence fondamentale. Un bon bruit de phase garantit une bonne sensibilité à la réception, ainsi qu'une bonne qualité de modulation. - Plage de variation en fréquences : c'est la capacité de l'oscillateur à s'accorder sur une bande de fréquences donnée. Généralement, on attend de l'oscillateur qu'il couvre la totalité de la bande de fréquences correspondant à la norme pour laquelle le système est élaboré. Dans un contexte de systèmes multistandards dont les bandes de fréquences sont proches les unes des autres, une grande plage de variation en fréquences est un atout. - Puissance de sortie : c'est la puissance du signal de référence produit par l'oscillateur. Plus son niveau est élevé, plus son bruit de phase est performant, et plus la réalisation de l'interface avec les autres blocs du système en est simplifiée. -Consommation c'est la puissance continue dont le VCO a besoin pour fonctionner. Elle est liée à la tension continue disponible dans le système. Avec la densification de la technologie, les tensions d'alimentations diminuent, ce qui contraint fortement la capacité de l'oscillateur à fournir de la puissance. L'optimisation de ces quatre paramètres relève généralement de plusieurs compromis. Ainsi, l'amélioration en bruit de phase du VCO se réalise au détriment de la plage de variation en fréquences et de la consommation. De plus, une puissance de sortie élevée augmente la consommation du VCO. Généralement, un VCO présente des performances optimisées autour d'une ou plusieurs de ces contraintes, en fonction des particularités du système d'émission/réception pour lequel il est conçu. Afin de comparer les performances des VCO, il existe un indicateur mathématique reliant les différentes contraintes : la figure de mérite. Plus celle-ci est élevée, plus le VCO peut être considéré comme performant. Pour réaliser un VCO, on associe à un résonateur, par exemple modélisé par un circuit RLC (résistance + inductance + condensateur) relié en série ou en parallèle à une résistance électrique négative, un élément supplémentaire d'impédance complexe qui modifie les conditions de résonance du VCO en fonction d'une commande. On entend par résistance électrique négative un composant électrique dont le comportement, au moins dans une certaine plage, est tel que le courant qui le traverse baisse quand la tension appliquée à ses bornes monte. L'élément à impédance complexe est par exemple une capacité électrique variable, obtenue par exemple avec une diode varicap, ou un élément inductif variable. Le bruit de phase du VCO ainsi réalisé dépend au premier ordre de l'association des coefficients de qualité du résonateur et de l'élément d'impédance complexe variable, puis en deuxième ordre du bruit propre aux transistors employés pour réaliser la résistance négative du résonateur. Afin d'améliorer la stabilité de l'oscillateur d'un VCO à l'intérieur d'un système RF, notamment numérique, il est connu de réaliser des VCO intégrés comportant un résonateur BAW (résonateur à ondes acoustiques de volume), par exemple de type FBAR (résonateur acoustique de volume à couche mince), ou d'un résonateur SAW (résonateur à ondes acoustiques de surface) associé avec un élément d'impédance complexe variable et contrôlable en tension. On peut ainsi répondre à de fortes contraintes de stabilité, de bruit de phase, et de puissance consommée, notamment à des fréquences de fonctionnement importantes, compatibles avec les systèmes de communications mobiles actuels. Les résonateurs à hauts coefficients de qualités tels que les BAW ou les SAW présentent une impédance qui prend une valeur remarquable à deux fréquences proches l'une de l'autre : la fréquence de résonance série, pour laquelle l'impédance du résonateur est la plus faible, et la fréquence d'antirésonance, pour laquelle l'impédance du résonateur est la plus élevée. L'élément d'impédance complexe variable d'un VCO comportant un résonateur BAW ou SAW permet de faire varier la fréquence de résonance ou d'antirésonance du VCO. Dans les systèmes de communications mobiles, les plages de variations en fréquence classiques des VCO atteignent environ 5 %. D'autre part, le maintien d'un bon coefficient de qualité est primordial, puisque celui-ci intervient au premier ordre dans le bruit de phase de la fonction. La publication "Novel VCO Architecture Using Series Above-IC FBAR and Parallel LC Resonance" de K.B. Ostman et al., IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 41, n°10, Octobre 2006, décrit un VCO comportant un résonateur BAW. Bien que ce circuit présente un excellent bruit de phase, et une plage de variation en fréquences correcte, il présente une consommation élevée due à l'augmentation des pertes résistives en série résultant de l'ajout d'éléments séries au résonateur BAW. De plus, la figure de mérite d'un tel VCO est limitée par des propriétés intrinsèques au résonateur BAW, restreignant considérablement la plage de variation en fréquences du VCO. Par exemple, pour la norme UMTS qui emploie une bande de fréquences de 60 MHz à 2,14 GHZ en réception, aucun VCO intégré de l'art antérieur fonctionnant à l'aide d'un résonateur à haut coefficient de qualité ne peut satisfaire les contraintes de plage de variation en fréquences pour les systèmes numériques de communications mobiles employant d'aussi larges bandes de fréquences. Les VCO intégrés connus pour ces applications fonctionnent donc aujourd'hui à l'aide de résonateurs intégrés présentant des coefficients de qualité inférieurs à 10. Les résonateurs à haut coefficient de qualité de type BAW ou SAW sont également utilisés pour la réalisation de filtres dans des architectures d'émission et/ou de réception multistandards de dispositifs de communication mobiles. Ces filtres sont par exemple réalisés à partir d'un ou plusieurs résonateurs couplés, ce couplage pouvant se faire en série et/ou parallèle pour obtenir des filtres en échelle appelés filtres Ladder , ou bien en treillis pour obtenir des filtres appelés filtres Lattice . Toutefois, ces filtres arrivent difficilement à couvrir les plages de fréquences requises, notamment pour les systèmes de communication mobiles.
EXPOSÉ DE L'INVENTION Un but de la présente invention est de proposer un dispositif électrique à résonateur ne présentant pas les inconvénients de l'art antérieur, c'est-à-dire présentant un bon coefficient de qualité grâce à un résonateur à haut coefficient de qualité, tout en offrant une large plage de variation en fréquence.
Pour cela, la présente invention propose un dispositif électrique à résonateur comprenant au moins .
- un résonateur à ondes acoustiques,
- un premier circuit électrique couplé en parallèle au résonateur et présentant une capacité électrique positive et ajustable,
- un second circuit électrique couplé en parallèle au résonateur et au premier circuit électrique, et présentant une capacité électrique strictement négative.
La présente invention propose également un
dispositif électrique à résonateur comprenant au moins .
- un résonateur à ondes acoustiques,
- un premier circuit électrique couplé en 25 parallèle au résonateur et présentant une impédance complexe ajustable dont la partie imaginaire est égale à , avec Cl ? 0, Clo - un second circuit électrique couplé en parallèle au résonateur et au premier circuit 6 électrique, et présentant une impédance complexe dont la partie imaginaire est égale à , avec C2 < 0, C2w co étant la fréquence de résonance du dispositif.
Avec la présente invention, grâce au second circuit électrique présentant une capacité électrique
strictement négative, on déplace la fréquence d'antirésonance du dispositif vers une fréquence supérieure à la fréquence d'antirésonance naturelle du résonateur à ondes acoustiques, sans déplacer sa fréquence de résonance série. En d'autres termes, la présente invention accroît le couplage électromécanique du résonateur à ondes acoustiques, et augmente donc la plage de variation en fréquences du dispositif.
Selon la présente invention, on peut
réaliser un ensemble oscillant, par exemple un oscillateur commandé en tension ou un filtre, présentant une fréquence de résonance série et une fréquence d'antirésonance, comprenant un résonateur à ondes acoustiques, une fonction électronique présentant une impédance complexe dont la partie réelle peut être négative et la partie imaginaire est équivalente à une
capacité électrique négative, et une capacité électrique variable positive. Cet ensemble oscillant permet de réaliser par exemple un oscillateur contrôlé en tension dont le bruit de phase est principalement déterminé par la haute qualité du résonateur à ondes acoustiques, et dont la plage de variation en fréquences est nettement supérieure à la plage de variation obtenue à l'aide d'un résonateur tel qu'un résonateur RLC de l'art antérieur. Cet ensemble oscillant permet également de réaliser un filtre pouvant réaliser un filtrage sur une bande de fréquences plus importante que dans les filtres de l'art antérieur, sans dégradation des pertes d'insertions et de la réjection du filtre.
La présence de l'impédance complexe dont la partie imaginaire est égale à avec C2 < 0, ou C2 w capacité électrique négative, couplée au résonateur à ondes acoustiques augmente la plage de variation en fréquences du dispositif d'un facteur compris entre environ 4 et 5 par rapport aux dispositifs, par exemple des VCO, selon l'art antérieur.
De plus, la présente invention permet d'obtenir un VCO comportant une grande plage d'accord en fréquences tout en présentant un bruit de phase faible, et bénéficiant du coefficient de qualité de la capacité électrique variable rehaussé par le
coefficient de qualité du résonateur à ondes acoustiques couplé en parallèle, la fréquence d'accord pouvant correspondre à la fréquence d'antirésonance du VCO.
Enfin, en fonctionnant à la fréquence d'antirésonance, le VCO ainsi réalisé maintient une consommation faible, tout en présentant un bruit de phase faible.
Le second circuit électrique peut présenter en outre une résistance électrique strictement négative.
L'impédance complexe du second circuit électrique peut comporter une partie réelle dont la valeur est strictement négative. Le second circuit électrique peut comporter 5 une pluralité de transistors à effet de champ couplés à un composant inductif. Le premier circuit électrique peut comporter au moins une diode de type varicap ou au moins une capacité commutée. 10 Le résonateur peut être de type à ondes acoustiques de volume ou à ondes acoustiques de surface. Le dispositif peut comporter en outre un troisième circuit électrique couplé en parallèle au 15 résonateur, au premier et au second circuits électriques, et présentant une résistance électrique négative ou présentant une impédance complexe dont la partie réelle a une valeur strictement négative. Le troisième circuit électrique peut 20 comporter au moins une paire différentielle formée par au moins deux transistors à effet de champ. L'invention concerne également un oscillateur commandé en tension (VCO) comprenant au moins un dispositif tel que décrit ci-dessus. 25 L'invention concerne aussi un filtre électronique comportant au moins un dispositif tel que décrit précédemment. BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS La présente invention sera mieux comprise à 30 la lecture de la description d'exemples de réalisation donnés à titre purement indicatif et nullement limitatif en faisant référence aux dessins annexés sur lesquels : - la figure 1 représente un oscillateur contrôlé en tension, objet de la présente invention, selon un mode de réalisation particulier, - la figure 2 représente un exemple de réalisation du second circuit électrique d'un oscillateur contrôlé en tension, objet de la présente invention, - la figure 3 représente un circuit électrique équivalent du second circuit électrique représenté sur la figure 2, - la figure 4 représente un circuit équivalent, modélisé au premier ordre, d'un résonateur acoustique utilisé par un oscillateur commandé en tension, objet de la présente invention, - la figure 5 représente des courbes d'évolution de l'impédance d'un résonateur acoustique en fonction de la fréquence du résonateur, couplé ou non avec un circuit électrique présentant une impédance complexe dont la partie imaginaire est égale à _J avec C2 < O. Des parties identiques, similaires ou équivalentes des différentes figures décrites ci-après portent les mêmes références numériques de façon à faciliter le passage d'une figure à l'autre. Les différentes parties représentées sur les figures ne le sont pas nécessairement selon une échelle uniforme, pour rendre les figures plus lisibles.
Les différentes possibilités (variantes et modes de réalisation) doivent être comprises comme n'étant pas exclusives les unes des autres et peuvent se combiner entre elles.
EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS On se réfère tout d'abord à la figure 1 qui représente un exemple d'oscillateur commandé en tension (VCO) 100 selon un mode de réalisation particulier.
Le VCO 100 comporte un résonateur 101 à haut coefficient de qualité (par exemple compris entre environ 500 et 1500). Dans l'exemple de réalisation décrit en liaison avec la figure 1, le résonateur 101 est de type à ondes acoustiques de volume (BAW).
Le VCO 100 comporte en outre un premier circuit électrique, présentant une capacité électrique variable positive, c'est-à-dire présentant une impédance complexe ajustable dont la partie imaginaire est égale à , avec Cl ? 0 et w étant la fréquence de Cari.) résonance du VCO 100. Ce premier circuit électrique est formé ici par une paire de diodes 108, 110 de type varactor, ou varicap, couplées en série l'une par rapport à l'autre. Ce premier circuit électrique est couplé en parallèle au résonateur 101. Une entrée de commande 112 se trouvant entre les deux diodes 108, 110 permet d'appliquer une tension de commande sur les deux diodes 108, 110, la valeur de la capacité électrique, c'est-à-dire la valeur de la partie imaginaire de l'impédance complexe présentée par les deux diodes 108, 110, étant définie en fonction de la valeur de cette tension de commande. Le VCO 100 comporte également un second circuit électrique 114 présentant une capacité électrique strictement négative, c'est-à-dire présentant une impédance complexe dont la partie imaginaire est égale à _J C2w' avec C2 < O. Ce second circuit électrique 114 est également couplé en parallèle aux diodes 108, 110 et au résonateur 101. Une tension d'alimentation VDD du VCO 100 est en outre appliquée sur le second circuit électrique 114. Enfin, le VCO 100 comprend un troisième circuit électrique 119, couplé en parallèle au résonateur 101, au premier circuit électrique 108, 110 et au second circuit électrique 114, et présentant aux autres éléments du VCO 100 une résistance électrique négative, c'est-à-dire une impédance complexe dont la partie réelle a une valeur strictement négative. Sur l'exemple de la figure 1, ce troisième circuit électrique 119 comporte une paire différentielle réalisée par deux transistors à effet de champ de type MOS 102, 104 montés en différentiel. Le troisième circuit électrique 119 comporte également un condensateur 103, ainsi que deux sources de polarisation en courant 105. Le condensateur 103 permet d'assurer à la paire différentielle un gain inférieur à 1 en basse fréquence, évitant ainsi celle-ci de se comporter comme une bascule par effet de réaction positive à sa fréquence continue, et éviter ainsi le blocage de la paire différentielle. Un exemple de réalisation du second circuit électrique 114 est représenté sur la figure 2. Ce second circuit 114 comporte deux transistors MOS 113a identiques l'un à l'autre, et deux autres transistors MOS 113b également identiques l'un à l'autre. Ces quatre transistors sont polarisés par deux sources de courant 115. Le second circuit électrique 114 comporte en outre une inductance 117 de valeur L. Enfin, des entrées 118 permettent le couplage en parallèle du second circuit 114 aux autres éléments du VCO 100. Un circuit équivalent du second circuit électrique 114 est représenté sur la figure 3. Ce circuit équivalent comporte un premier élément résistif 120 dont la résistance électrique est égale à la résistance drain-source Rdsl des transistors 113a. Ce premier élément résistif 120 est couplé en parallèle à un premier élément capacitif 122 dont la capacité électrique est équivalente à la capacité grille-source Cgs2 des transistors 113b. Le premier élément capacitif 122 est couplé en parallèle à trois autres éléments couplés entre eux en série : - un second élément résistif 124 présentant une résistance électrique négative égale à -1/(gm'Rds2), gm étant la transconductance des transistors 113a et 113b et Rds2 la résistance drain-source des transistors 113b, - un élément inductif 126 de valeur égale 30 à -Cgsl/gm', Cgsl étant ici la capacité grille-source des transistors 113a, - un second élément capacitif 128 présentant une capacité électrique négative égale à -L.gm'. On voit donc que l'impédance complexe du second circuit électrique 114 est notamment formée par une partie réelle négative égale à -1/(gm'Rds2) et une partie imaginaire égale à , avec c2 = -L . gm' , les Czwimpédances du premier élément résistif 120 et du premier élément capacitif 122 pouvant être négligeables par rapport aux impédances du second élément résistif 124 et du second élément capacitif 128. De plus, étant donné que les valeurs des impédances de l'élément inductif 126 et du second élément capacitif 128 dépendent de la valeur de gm, cette valeur de gm est donc choisie telle qu'une résonance parasite entre l'élément inductif 126 et le second élément capacitif 128 puisse être évitée, tout en ayant une impédance complexe du second circuit électrique 114 adaptée pour le VCO 100.
La réponse en fréquence du résonateur à ondes acoustiques 101 seul peut être modélisée au premier ordre par un circuit équivalent représenté sur la figure 4. Ce circuit comporte une inductance Lm 132 couplée en série à une résistance Rm 134 et à une capacité Cm 136, ces trois éléments étant couplés en parallèle à deux éléments couplés entre eux en série : une résistance Ro 138 et une capacité Co 140. Ces cinq éléments sont couplés en série avec deux résistances Rs 142 representant les pertes électriques du résonateur 101.
L'inductance Lm et la capacité électrique Cm représentent l'effet acoustique proprement dit du résonateur 101. La fréquence de résonance série cor du résonateur 101 est exprimée par l'équation : 2 1 CO = Y Lm Cm La capacité Co représente l'effet
diélectrique du résonateur 101, et intervient dans le calcul de la fréquence d'antirésonance 0a du résonateur 10 101 selon l'expression : 2 Co + Cm COa LmCmCo L'impédance globale Z du résonateur 101 est dans ce cas équivalente à : 15 Z ù jwr(l) (3) avec : 20 et co : fréquence du résonateur 101 a) est ici exprimé en négligeant les pertes correspondant aux résistances Rs. La résistance Ro représente les pertes 25 diélectriques et Rm les pertes acoustiques. On peut alors définir le coefficient de qualité Qr du résonateur 101 à la fréquence de résonance série cor par l'expression suivante : (1) (2) 1 ù LmCmCow2 ùCoùCm LmCmw2 -1 (4) avec Qm : coefficient de qualité propre à la branche acoustique du circuit équivalent du résonateur, dépendant des pertes acoustiques Rm. Le coefficient de qualité Qa du résonateur 101 à la fréquence d'antirésonance coa est défini par l'expression : 1 1 +C 1 co Q0 10 Qo étant le coefficient de qualité propre à la branche diélectrique du modèle, dépendant des pertes diélectriques Ro. La courbe 200 illustrée sur la figure 5 15 représente l'évolution de l'impédance Z du résonateur acoustique 101 sans les autres éléments du VCO 100, en fonction de la fréquence i du résonateur 101. Cette courbe 200 comporte un pic inférieur 206 correspondant à la fréquence de résonance série or du résonateur 20 acoustique 101 exprimée par l'équation (1) citée plus haut. De plus, la courbe 200 comporte également un pic supérieur 208a correspondant à la fréquence d'antirésonance 0a du résonateur acoustique 101 exprimée plus haut par l'équation (2). 25 La courbe 202 illustrée sur la figure 5 représente l'évolution de l'impédance Z du résonateur acoustique 101 en fonction de la fréquence i du résonateur 101 lorsque celui-ci est couplé au second circuit électrique 114 présentant une impédance 16 (5) (6) complexe dont la partie imaginaire est égale à avec C2 < O. Les deux courbes 200 et 202 comporte un même pic inférieur 206 indiquant que la fréquence de résonance série or reste inchangée avec ou sans le circuit 114. Par contre, on voit que la courbe 202 comporte un pic supérieur 208b décalé vers des fréquences supérieures par rapport au pic 208a, traduisant le fait que la fréquence d'antirésonance s'est déplacée vers les fréquences supérieures en couplant le circuit électrique 114 au résonateur 101. Cette nouvelle fréquence d'antirésonance CJa' peut dans ce cas être exprimée par l'équation suivante : 2 CO+Cm+C2 (O a = LmCm(CO + C2) avec C2 : valeur de la capacité électrique
négative, ou partie imaginaire de l'impédance
complexe, du second circuit électrique 114 (avec C2 = -L.gm' dans le cas de l'exemple représenté sur la figure 2).
Au premier ordre, la capacité électrique négative du second circuit électrique 114 du VCO 100 se présente en parallèle à la capacité diélectrique Co, à la capacité Cm et à l'inductance Lm du résonateur 101, ainsi qu'à la capacité électrique variable positive formée par les deux diodes 108, 110.
Or, étant donné que la variation de la capacité électrique formée par les diodes 108, 110 dans le VCO 100 ramène la fréquence d'antirésonance vers les fréquences inférieures, la capacité électrique négative (7) du second circuit électrique 114 permet donc d'augmenter la plage de fréquences d'antirésonance possibles, cette plage étant comprise entre une première configuration dans laquelle la capacité électrique équivalente des diodes 108, 110 est nulle (correspondant par exemple à la courbe 202) et une seconde configuration dans laquelle la capacité électrique équivalent des diodes 108, 110 est telle que la fréquence d'antirésonance atteint une valeur sensiblement égale à la fréquence de résonance série. Cette augmentation de la plage de variation de la fréquence d'antirésonance du VCO 100 s'accompagne d'une modification du coefficient de qualité à l'antirésonance de l'ensemble formé par les éléments 101, 108, 110 et 114, qui prend alors la valeur suivante (à la fréquence d'antirésonance) . 1 1 + Cm 1 Qa Qm Co + C1 ù Cn Q11
avec Cl : capacité électrique équivalente des diodes 108, 110 ; Cn : valeur absolue de la capacité électrique négative présentée par le second circuit électrique 114, c'est-à-dire Cn = IC2I ; Q// : somme des coefficients de qualités 25 pondérés de la branche diélectrique Qo du résonateur acoustique 101 et de la capacité électrique variable (diodes) Qv, tel que : Q,, = Qo Rv + Qv Ro Ro + Rv Ro + Rv (8) (9) Rv représentant les pertes électriques des diodes 108, 110. Le facteur rehausseur du coefficient de Cm qualité Q//, égal dans l'équation (8) à Co + Cl ù CN ' est diminué par la présence de la capacité électrique négative Cn. En toute rigueur, la formulation du coefficient de qualité Q// devrait prendre en compte les pertes résistives du second circuit 114. Toutefois, ces pertes résistives sont négatives et contribuent à réaliser la condition d'oscillation. Il convient donc de ne pas en tenir compte, pour garder l'analyse comparable à celle d'un VCO employant un résonateur sans capacité électrique négative. Dans l'exemple de réalisation du second circuit électrique 114 décrit précédemment en liaison avec la figure 2, celui-ci présente naturellement une résistance électrique négative, c'est-à-dire une impédance complexe dont la partie réelle à une valeur négative, que l'on cherche généralement à minimiser lorsqu'on réalise cette fonction. Toutefois, dans l'application à un VCO décrit ici, cette résistance électrique négative est au contraire choisie élevée, de façon à répondre aux conditions d'oscillation. Si la résistance électrique négative présentée par le second circuit électrique 114 est suffisante, c'est-à-dire permet de compenser les pertes du résonateur 101, il est possible de réaliser le VCO 100 sans le troisième circuit électrique 119. Par exemple, pour le VCO 100, en choisissant un résonateur 101 tel que le coefficient de qualité à l'antirésonance du résonateur seul vaut 600, et que sa fréquence initiale est de 2,306 GHz, l'ajout d'un second circuit électrique présentant une impédance complexe dont la partie imaginaire est équivalente à celle d'une capacité électrique négative de -0,7 pF transporte la fréquence d'antirésonance à 2,43 GHz. Le coefficient de qualité est dégradé alors jusqu'à environ 220. En faisant varier ensuite la valeur de la partie imaginaire de l'impédance complexe des diodes 108, 110, équivalent à une capacité électrique positive, de 0 à 2,8 pF, dont le coefficient de qualité intrinsèque est de 100, on constate qu'on couvre une plage de variation de fréquences supérieure à 160 MHz, avec un coefficient de qualité qui croit en s'approchant de la fréquence de résonance série. Une telle plage de variation de 160 MHz correspond aux plages de variation requises pour les systèmes numériques de communications mobiles actuels. Le résonateur à haut coefficient de qualité, c'est-à-dire le résonateur BAW 101 du VCO 100, se caractérise par une fréquence de résonance série et une fréquence d'antirésonance telles que l'écart fréquentiel entre ces deux fréquences dépend des caractéristiques physiques du résonateur. Pour des systèmes de communications mobiles, le résonateur à haut coefficient de qualité est de préférence un résonateur à onde acoustique de volume (BAW), dont le matériau piézoélectrique employé peut être du nitrure d'aluminium ou tout autre matériau piézoélectrique adapté à la réalisation d'un tel résonateur à haut coefficient de qualité. Dans une variante de réalisation du VCO 100, le résonateur 101 peut être un résonateur à onde acoustique de surface (SAW). La réalisation du VCO peut conduire à l'intégration du résonateur à haut coefficient de qualité selon plusieurs techniques de microélectroniques disponibles, telles que le flipchip, le bonding, ou encore le post-processing. Le second circuit électrique 114 décrit précédemment est réalisé à partir de transistors fabriqués en technologie CMOS. Toutefois, ces transistors peuvent être également réalisés en technologie SOI, BiCMOS ou encore à partir d'AsGa. De plus, la capacité électrique variable réalisée par les diodes 108, 110 peut également être réalisée à partir d'autres composants, par exemple des capacités commutées. Le déplacement vers une valeur plus élevée de la fréquence d'antirésonance d'un résonateur à ondes acoustiques à l'aide d'un circuit électrique présentant une impédance complexe dont la partie imaginaire est équivalente à celle d'une capacité électrique négative équivaut électriquement à augmenter le coefficient de couplage électromécanique du résonateur. L'impédance de l'ensemble augmente donc également. Ces propriétés peuvent être utilisées pour la réalisation de filtres sélectifs très large bande aux fréquences RF. En effet, la largeur de bande d'un filtre à résonateur piézoélectrique est directement dépendante de ce coefficient de couplage. Le couplage du résonateur à un circuit électrique présentant une capacité électrique négative permet de construire des filtres présentant des pertes d'insertions et une réfection presque similaires aux filtres classiques, mais dont la largeur de bande peut atteindre plus de 150 MHz (contre environ 60 MHz pour les filtres de l'art antérieur).
Le VCO 100 peut par exemple être obtenu en réalisant tout d'abord les différents éléments électroniques tels que les circuits électriques 114, 119 et les diodes 108 et 110 sur un substrat, puis de réaliser ensuite le résonateur 101 et le connecter par exemple par wire-bonding (microcâblage) ou flip-chip (connexion par microbilles), à côté ou sur ces éléments électroniques.
Claims (10)
1. Dispositif électrique (100) à résonateur comprenant au moins . - un résonateur (101) à ondes acoustiques, - un premier circuit électrique (108, 110) couplé en parallèle au résonateur (101) et présentant une impédance complexe ajustable dont la partie imaginaire est égale à i , avec Cl ? 0, C10 - un second circuit électrique (114) couplé en parallèle au résonateur (101) et au premier circuit électrique (108, 110), et présentant une impédance complexe dont la partie imaginaire est égale à _J avec C2 < 0, co étant la fréquence de résonance du dispositif (100).
2. Dispositif (100) selon la revendication 1, l'impédance complexe du second circuit électrique (114) comportant une partie réelle dont la valeur est strictement négative.
3. Dispositif (100) selon l'une des revendications précédentes, le second circuit électrique (114) comportant une pluralité de transistors à effet de champ (113a, 113b) couplés à un composant inductif (117).
4. Dispositif (100) selon l'une des revendications précédentes, le premier circuit électrique comportant au moins une diode de type varicap (108, 110).
5. Dispositif (100) selon l'une des revendications 1 à 3, le premier circuit électrique comportant au moins une capacité commutée.
6. Dispositif (100) selon l'une des revendications précédentes, le résonateur (101) étant de type à ondes acoustiques de volume ou à ondes acoustiques de surface. 15
7. Dispositif (100) selon l'une des revendications précédentes, comportant en outre un troisième circuit électrique (119) couplé en parallèle au résonateur (101), au premier (108, 110) et au second circuits électriques (114), et présentant une impédance 20 complexe dont la partie réelle a une valeur strictement négative.
8. Dispositif (100) selon la revendication 7, le troisième circuit électrique (119) comportant au 25 moins une paire différentielle formée par au moins deux transistors à effet de champ (102, 104).
9. Oscillateur commandé en tension comprenant au moins un dispositif (100) selon l'une des 30 revendications précédentes. 10
10. Filtre électronique comportant au moins un dispositif (100) selon l'une des revendications 1 à 8.5
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