JP3998233B2 - 発振回路および発振用集積回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は水晶振動子等の圧電振動子を用いる発振回路および発振用集積回路に関し、特に圧電振動子の等価並列容量を中和する回路を付加した発振回路および発振用集積回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
一般的なコルピッツタイプの水晶発振回路は、例えば図3のように、水晶振動子31を発振増幅用の反転増幅器32の入力端子、出力端子間に接続し、負荷容量33を水晶振動子31の両端に接続して発振させる構成が採用されている。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
図3に示すコルピッツタイプの発振回路において、水晶振動子31を等価回路で示すと図4の(a)のようになり、発振回路全体を等価回路で示すと図4の(b)のようになる。水晶振動子31は等価並列容量C0と、抵抗R1(クリスタルインピーダンス)と、等価直列容量C1と、インダクタL1とからなる。発振回路は、負性抵抗−Rと、水晶振動子の実効抵抗である抵抗Reと、負荷容量からなる容量CLと、インダクタLとからなる。
【0004】
等価並列容量C0、抵抗R1、容量CL、抵抗Reの値をそれぞれの符号で示すと、抵抗Reは次のように表される。
Re=R1・(1+C0/CL)2
【0005】
図4の(b)の等価回路の抵抗Reと負性抵抗-Rとを合算した値が負になることにより、発振が持続する。しかしながら、図3の発振回路では、周波数が高くなるにつれ等価並列容量C0と抵抗R1とが大きくなる傾向があるが、回路側の負性抵抗−RLは周波数の2乗に反比例して小さくなり、発振起動し難くなる。
【0006】
また、負荷容量33に並列にバリキャップダイオード等を接続して電圧制御型発振回路を構成したときに等価並列容量C0が大きい場合、容量CLを変化させたときの可変量Δf/f0が小さくなる。等価並列容量C0、等価直列容量C1、容量CLの値をそれぞれの符号で示すと、可変量Δf/f0は次のようになる。
Δf/f0=C1/(2・(C0+CL))
【0007】
これらの問題を解消するため、等価並列容量C0を中和する試みがある。方法としては、水晶振動子に並列に誘導性リアクタンス(コイル)を追加する方法は従来一般的に行われてきたが、部品が大きいという欠点がある。またコイルを集積回路上に集積させるのは特殊な場合を除き困難である。等価並列容量を中和する回路自体は差動増幅回路を使用した場合の入力容量の補償にフィードバック容量を追加する回路などの回路が広く普及しているが、差動増幅器で実現する回路のため、遅延時間が無視できず発振回路に転用するには高速化の面で不利であり、また構成も複雑になる。
【0008】
そこで、本発明は簡単な構成で、圧電振動子の等価並列容量C0の中和を実現し、圧電振動子の実効抵抗Reの値を増加させず、負性抵抗−Rの大きさより十分小さい値に保って安定して発振を起動させることと、等価並列容量容量C0を中和することで電圧制御型発振回路を構成した際の可変量Δf/f0を十分確保することを目的としている。
【0009】
【課題を解決するための手段】
本発明の発振回路は、水晶振動子などの圧電振動子と、入力端子と出力端子との間に上記圧電振動子を接続する第1の反転増幅器とを備えたコルピッツ型の発振回路であって、上記出力端子を入力側に接続し、容量を介して上記入力端子を出力側に接続した第2の反転増幅器からなり、上記圧電振動子の両端間に等価的に存在する並列容量を電気的に中和するミラー容量回路を備えたことを特徴とする。
【0010】
上記第2の反転増幅器は、バイポーラトランジスタからなり、抵抗分圧にてゲインを決定するものであることが好ましい。
【0011】
また、上記第2の反転増幅器は、CMOSインバータからなり、抵抗分圧にてゲインを決定するものであることも好ましい。
【0012】
また、上記の発振回路を圧電振動子を除いて1つの発振用集積回路に集積化することも好ましい。
【0013】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を実施例に基づき詳細に説明する。
本発明の第1の実施例の発振回路および発振用集積回路について図1を参照しながら説明する。圧電振動子としての水晶振動子1は反転増幅器2の入力端子IN、出力端子OUTの間に接続される。反転増幅器2は、npn型のバイポーラトランジスタ21のベースに入力端子INを接続し、コレクタに出力端子OUTを接続してある。バイポーラトランジスタ21のエミッタは電源端子GND(例えば、0V)に接続され、コレクタは抵抗22を介して電源端子VCC(例えば、3V)に接続され、ベースは電源端子VCC、電源端子GND間に直列接続された抵抗23、24の互いの接続点に接続されてバイアスされ、反転増幅器2を構成する。入力端子IN、出力端子OUTと電源端子GNDとの間にはそれぞれ負荷容量3、3が接続されている。以上の構成は従来のバイポーラトランジスタからなる反転増幅器を用いたコルピッツ型の水晶発振回路と同様のものである。
【0014】
ミラー容量回路4は、npn型のバイポーラトランジスタ41のエミッタを電源端子GNDに接続し、コレクタを抵抗42を介して電源端子VCCに接続し、コレクタとベースとの間に帰還抵抗43を接続し、ベースに入力抵抗44を接続してなる反転増幅器45と、反転増幅器45の出力端子としてのコレクタに接続された容量46とからなる。ミラー容量回路4の入力端子S1は直流カット用の容量5を介して反転増幅器2の出力端子OUTに接続され、ミラー容量回路4の出力端子S2は反転増幅器2の入力端子INに接続される。ミラー容量回路4の入力端子S1と出力端子S2と間の中和容量によって水晶振動子の等価並列容量C0(図4参照)を中和するものである。
【0015】
以上の構成要素は水晶振動子1を除いて1つの発振用集積回路に集積化されており、水晶振動子1を図示しない外付け端子を介して入力端子IN、出力端子OUT間に接続して発振回路を構成する。また、本例では、npn型のバイポーラトランジスタを用いたが、pnp型のバイポーラトランジスタを用いても良く、その場合は電源端子の極性を逆にする。
【0016】
次に本例の動作について説明する。反転増幅器45の増幅度を−Aとすると、ミラー容量回路4の入力端子S1と出力端子S2と間の中和容量の値C’は増幅度−Aと容量46の値CとによってC’=−A・Cとなる。増幅度−Aは帰還抵抗43と入力抵抗44の値の比で決定され、帰還抵抗43、入力抵抗44の値をそれぞれR43、R44とすると、−A=−(R43/R44)となる。したがって中和容量の値C’は容量46の値Cと、帰還抵抗43と入力抵抗44との抵抗比R43/R44とで自由に決められる。
【0017】
ここで、例えば、帰還抵抗43の値R43:入力抵抗44の値R44=2:1とすると、増幅度−Aは−2となるので、中和容量の値C’はC'=−2・Cとなる。ここで、水晶振動子1の等価並列容量C0の値とミラー容量回路4の容量46の値とを等しくCとすれば、水晶振動子1の等価並列容量とミラー容量回路4の容量46とが発振回路の反転増幅器をなすバイポーラトランジスタ21のベース、コレクタ間に並列に接続されているので並列に付く容量の値は2・Cとなる。これに中和容量の値−2・Cを加えると容量の値は相殺され0となり、水晶振動子1の等価並列容量を中和することができる。なお、容量5の接続先は入力抵抗44であり、入力抵抗44の値は発振回路にほとんど影響の無い高い値としてあり、発振回路からみて容量5は無視できる。
【0018】
本例では、水晶振動子1の等価並列容量C0の中和を行うことができ、図4の(b)において上述した水晶振動子の実効抵抗Reを発振回路に付加したミラー回路4で任意に減らすことができるので、安定して発振を起動させることが可能となる。さらに、等価並列容量C0を中和することで、電圧制御型発振回路を構成した際の可変量Δf/f0を十分確保することが可能となる。電圧制御型発振回路としては、例えば、図1の破線に示すように入力端子INと電源端子GNDとの間に容量CCとバリキャップダイオードVCとを直列接続し、制御端子CTLから抵抗RCを介してバリキャップダイオードVCのカソードに制御電圧を与えれば良い。これに限らず、負荷容量として容量アレイを用いる等様々なものに本例の発振回路は応用可能である。
【0019】
次に本発明の第2の実施例の発振回路および発振用集積回路について図2を参照しながら説明する。上述の第1の実施例ではバイポーラトランジスタ構成の発振回路について述べたが、本発明はこれに限るものではなく、CMOSインバータを使った発振回路にも応用することが可能である。本例では、CMOSインバータを使った発振回路への応用例を示す。図2において図1に示したものと同一の符号は同一の構成要素を示してある。増幅器6は、CMOSインバータ61の入力端子INと出力端子OUTとの間には帰還抵抗62を接続して構成してある。水晶振動子1はCMOSインバータ61の入力端子INと出力端子OUTとの間に接続されている。ミラー容量回路7の反転増幅器71にはCMOSインバータ72を用いている。ミラー容量回路7の入力端子S1はCMOSインバータ61の出力端子OUTに直流カット用の容量5を介して接続され、その出力端子S2はCMOSインバータ61の入力端子INに接続され、水晶振動子1と並列に挿入されている。
【0020】
次に本例の動作について説明する。例えば、容量46を水晶振動子1の等価並列容量C0の値と同じ値にし、ミラー容量回路7の帰還抵抗43の値R43:入力抵抗44の値R44=2:1とすると、ミラー容量回路7の反転増幅器71の増幅度−Aは−2となるので、中和容量はC’=−2・Cとなる。水晶振動子1の等価並列容量C0とミラー容量回路7の容量46とがCMOSインバータ61の入力端子INと出力端子OUTとの間に並列に接続されているので並列に付く容量の値は2・Cとなり、中和容量の値C’=−2・Cを加えると容量は相殺され0となり、水晶振動子1の等価並列容量C0を中和することができる。
【0021】
従って本例においても上述の第1の実施例と同様の動作により、同様の作用、効果を奏する。
【0022】
また、上述の各実施例では、圧電振動子として水晶振動子を用いることとしたが、本発明はこれに限るものではなく、図4の(a)に示したような等価並列容量C0を有する圧電振動子であれば良く、本発明はこれらの圧電振動子を用いた発振回路に応用可能である。
【0023】
【発明の効果】
本発明によれば、発振回路に付加したミラー容量回路により、水晶振動子等の圧電振動子の等価並列容量を中和するため、水晶振動子等の圧電振動子の実効抵抗をミラー容量回路の設定で任意に減らすことができ、安定した発振起動が可能となる。
【0024】
また、負荷容量の変化で可変できる周波数変化量を発振回路に負荷したミラー容量回路の設定で増やすことができ、電圧制御型発振回路の周波数可変量を大きくすることが可能となる。
【0025】
また、単純な反転増幅器を使用できることから、単純構成であるため高速動作が可能である。また、容量、抵抗、トランジスタの組み合わせで実現したので、回路規模を小さくでき、発振用集積回路の集積度を上げることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施例の発振回路の構成を示す電気回路図。
【図2】本発明の第2の実施例の発振回路の構成を示す電気回路図。
【図3】従来の発振回路の構成を示す電気回路図。
【図4】従来の発振回路の等価回路を示す電気回路図。
【符号の説明】
1 水晶振動子
2 第1の反転増幅器(反転増幅器)
4 ミラー容量回路
45 第2の反転増幅器(反転増幅器)
46 容量
6 第1の反転増幅器(反転増幅器)
7 ミラー容量回路
71 第2の反転増幅器(反転増幅器)
Claims (6)
- 圧電振動子と、入力端子と出力端子との間に上記圧電振動子を接続する第1の反転増幅器とを備えたコルピッツ型の発振回路であって、
入力側が入力抵抗を介して上記出力端子に接続され、出力側が容量を介して上記入力端子に接続されるとともに、上記入力側と上記出力側との間に帰還抵抗の接続された第2の反転増幅器からなり、上記入力抵抗と上記帰還抵抗との比によって決定される上記第2の反転増幅器の増幅度と上記容量の値とを設定することにより上記圧電振動子の両端間に等価的に存在する並列容量を電気的に中和するミラー容量回路を備えたことを特徴とする発振回路。 - 上記第2の反転増幅器は、バイポーラトランジスタからなることを特徴とする請求項1に記載の発振回路。
- 上記第2の反転増幅器は、CMOSインバータからなることを特徴とする請求項1に記載の発振回路。
- 圧電振動子を外付けする端子と、入力端子と出力端子との間に上記圧電振動子を接続する第1の反転増幅器とを備えてあり、上記圧電振動子を外付けしてコルピッツ型の発振回路を構成する発振用集積回路であって、
入力側が入力抵抗を介して上記出力端子に接続され、出力側が容量を介して上記入力端子に接続されるとともに、上記入力側と上記出力側との間に帰還抵抗の接続された第2の反転増幅器からなり、上記入力抵抗と上記帰還抵抗との比によって決定される上記第2の反転増幅器の増幅度と上記容量の値とを設定することにより上記圧電振動子の両端間に等価的に存在する並列容量を電気的に中和するミラー容量回路を備えたことを特徴とする発振用集積回路。 - 上記第2の反転増幅器は、バイポーラトランジスタからなることを特徴とする請求項4に記載の発振用集積回路。
- 上記第2の反転増幅器は、CMOSインバータからなることを特徴とする請求項4に記載の発振用集積回路。
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