JP2003152454A - 発振回路および発振用集積回路 - Google Patents
発振回路および発振用集積回路Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/027—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of logic circuits, with internal or external positive feedback
- H03K3/03—Astable circuits
- H03K3/0307—Stabilisation of output, e.g. using crystal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/362—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device the amplifier being a single transistor
Landscapes
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- Crystallography & Structural Chemistry (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 圧電振動子の等価並列容量の中和を実現し、
安定した発振起動性を得るとともに、大きな周波数可変
量を確保する。 【解決手段】 水晶振動子１を反転増幅器２の入力端子
ＩＮ、出力端子ＯＵＴ間に接続してコルピッツ型の発振
回路を構成し、反転増幅器４５の入力端子を容量５を介
して出力端子ＯＵＴに接続し、その出力端子を容量４６
を介して入力端子ＩＮに接続してミラー容量回路４を構
成し、水晶振動子の両端に等価的に存在する並列容量を
電気的に中和する。
安定した発振起動性を得るとともに、大きな周波数可変
量を確保する。 【解決手段】 水晶振動子１を反転増幅器２の入力端子
ＩＮ、出力端子ＯＵＴ間に接続してコルピッツ型の発振
回路を構成し、反転増幅器４５の入力端子を容量５を介
して出力端子ＯＵＴに接続し、その出力端子を容量４６
を介して入力端子ＩＮに接続してミラー容量回路４を構
成し、水晶振動子の両端に等価的に存在する並列容量を
電気的に中和する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は水晶振動子等の圧電
振動子を用いる発振回路および発振用集積回路に関し、
特に圧電振動子の等価並列容量を中和する回路を付加し
た発振回路および発振用集積回路に関するものである。
振動子を用いる発振回路および発振用集積回路に関し、
特に圧電振動子の等価並列容量を中和する回路を付加し
た発振回路および発振用集積回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般的なコルピッツタイプの水晶発振回
路は、例えば図３のように、水晶振動子３１を発振増幅
用の反転増幅器３２の入力端子、出力端子間に接続し、
負荷容量３３を水晶振動子３１の両端に接続して発振さ
せる構成が採用されている。
路は、例えば図３のように、水晶振動子３１を発振増幅
用の反転増幅器３２の入力端子、出力端子間に接続し、
負荷容量３３を水晶振動子３１の両端に接続して発振さ
せる構成が採用されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】図３に示すコルピッツ
タイプの発振回路において、水晶振動子３１を等価回路
で示すと図４の（ａ）のようになり、発振回路全体を等
価回路で示すと図４の（ｂ）のようになる。水晶振動子
３１は等価並列容量Ｃ０と、抵抗Ｒ１（クリスタルイン
ピーダンス）と、等価直列容量Ｃ１と、インダクタＬ１
とからなる。発振回路は、負性抵抗−Ｒと、水晶振動子
の実効抵抗である抵抗Ｒｅと、負荷容量からなる容量Ｃ
Ｌと、インダクタＬとからなる。
タイプの発振回路において、水晶振動子３１を等価回路
で示すと図４の（ａ）のようになり、発振回路全体を等
価回路で示すと図４の（ｂ）のようになる。水晶振動子
３１は等価並列容量Ｃ０と、抵抗Ｒ１（クリスタルイン
ピーダンス）と、等価直列容量Ｃ１と、インダクタＬ１
とからなる。発振回路は、負性抵抗−Ｒと、水晶振動子
の実効抵抗である抵抗Ｒｅと、負荷容量からなる容量Ｃ
Ｌと、インダクタＬとからなる。
【０００４】等価並列容量Ｃ０、抵抗Ｒ１、容量ＣＬ、
抵抗Ｒｅの値をそれぞれの符号で示すと、抵抗Ｒｅは次
のように表される。 Ｒｅ＝Ｒ１・（１＋Ｃ０/ＣＬ）2
抵抗Ｒｅの値をそれぞれの符号で示すと、抵抗Ｒｅは次
のように表される。 Ｒｅ＝Ｒ１・（１＋Ｃ０/ＣＬ）2
【０００５】図４の（ｂ）の等価回路の抵抗Ｒｅと負性
抵抗-Ｒとを合算した値が負になることにより、発振が
持続する。しかしながら、図３の発振回路では、周波数
が高くなるにつれ等価並列容量Ｃ０と抵抗Ｒ１とが大き
くなる傾向があるが、回路側の負性抵抗−ＲＬは周波数
の２乗に反比例して小さくなり、発振起動し難くなる。
抵抗-Ｒとを合算した値が負になることにより、発振が
持続する。しかしながら、図３の発振回路では、周波数
が高くなるにつれ等価並列容量Ｃ０と抵抗Ｒ１とが大き
くなる傾向があるが、回路側の負性抵抗−ＲＬは周波数
の２乗に反比例して小さくなり、発振起動し難くなる。
【０００６】また、負荷容量３３に並列にバリキャップ
ダイオード等を接続して電圧制御型発振回路を構成した
ときに等価並列容量Ｃ０が大きい場合、容量ＣＬを変化
させたときの可変量Δｆ／ｆ0が小さくなる。等価並列
容量Ｃ０、等価直列容量Ｃ１、容量ＣＬの値をそれぞれ
の符号で示すと、可変量Δｆ／ｆ0は次のようになる。 Δｆ／ｆ0＝Ｃ１／（２・（Ｃ０＋ＣＬ））
ダイオード等を接続して電圧制御型発振回路を構成した
ときに等価並列容量Ｃ０が大きい場合、容量ＣＬを変化
させたときの可変量Δｆ／ｆ0が小さくなる。等価並列
容量Ｃ０、等価直列容量Ｃ１、容量ＣＬの値をそれぞれ
の符号で示すと、可変量Δｆ／ｆ0は次のようになる。 Δｆ／ｆ0＝Ｃ１／（２・（Ｃ０＋ＣＬ））
【０００７】これらの問題を解消するため、等価並列容
量Ｃ０を中和する試みがある。方法としては、水晶振動
子に並列に誘導性リアクタンス(コイル)を追加する方法
は従来一般的に行われてきたが、部品が大きいという欠
点がある。またコイルを集積回路上に集積させるのは特
殊な場合を除き困難である。等価並列容量を中和する回
路自体は差動増幅回路を使用した場合の入力容量の補償
にフィードバック容量を追加する回路などの回路が広く
普及しているが、差動増幅器で実現する回路のため、遅
延時間が無視できず発振回路に転用するには高速化の面
で不利であり、また構成も複雑になる。
量Ｃ０を中和する試みがある。方法としては、水晶振動
子に並列に誘導性リアクタンス(コイル)を追加する方法
は従来一般的に行われてきたが、部品が大きいという欠
点がある。またコイルを集積回路上に集積させるのは特
殊な場合を除き困難である。等価並列容量を中和する回
路自体は差動増幅回路を使用した場合の入力容量の補償
にフィードバック容量を追加する回路などの回路が広く
普及しているが、差動増幅器で実現する回路のため、遅
延時間が無視できず発振回路に転用するには高速化の面
で不利であり、また構成も複雑になる。
【０００８】そこで、本発明は簡単な構成で、圧電振動
子の等価並列容量Ｃ０の中和を実現し、圧電振動子の実
効抵抗Ｒｅの値を増加させず、負性抵抗−Ｒの大きさよ
り十分小さい値に保って安定して発振を起動させること
と、等価並列容量容量Ｃ０を中和することで電圧制御型
発振回路を構成した際の可変量Δｆ／ｆ0を十分確保す
ることを目的としている。
子の等価並列容量Ｃ０の中和を実現し、圧電振動子の実
効抵抗Ｒｅの値を増加させず、負性抵抗−Ｒの大きさよ
り十分小さい値に保って安定して発振を起動させること
と、等価並列容量容量Ｃ０を中和することで電圧制御型
発振回路を構成した際の可変量Δｆ／ｆ0を十分確保す
ることを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の発振回路は、水
晶振動子などの圧電振動子と、入力端子と出力端子との
間に上記圧電振動子を接続する第１の反転増幅器とを備
えたコルピッツ型の発振回路であって、上記出力端子を
入力側に接続し、容量を介して上記入力端子を出力側に
接続した第２の反転増幅器からなり、上記圧電振動子の
両端間に等価的に存在する並列容量を電気的に中和する
ミラー容量回路を備えたことを特徴とする。
晶振動子などの圧電振動子と、入力端子と出力端子との
間に上記圧電振動子を接続する第１の反転増幅器とを備
えたコルピッツ型の発振回路であって、上記出力端子を
入力側に接続し、容量を介して上記入力端子を出力側に
接続した第２の反転増幅器からなり、上記圧電振動子の
両端間に等価的に存在する並列容量を電気的に中和する
ミラー容量回路を備えたことを特徴とする。
【００１０】上記第２の反転増幅器は、バイポーラトラ
ンジスタからなり、抵抗分圧にてゲインを決定するもの
であることが好ましい。
ンジスタからなり、抵抗分圧にてゲインを決定するもの
であることが好ましい。
【００１１】また、上記第２の反転増幅器は、ＣＭＯＳ
インバータからなり、抵抗分圧にてゲインを決定するも
のであることも好ましい。
インバータからなり、抵抗分圧にてゲインを決定するも
のであることも好ましい。
【００１２】また、上記の発振回路を圧電振動子を除い
て１つの発振用集積回路に集積化することも好ましい。
て１つの発振用集積回路に集積化することも好ましい。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して本発明
の実施の形態を実施例に基づき詳細に説明する。本発明
の第1の実施例の発振回路および発振用集積回路につい
て図１を参照しながら説明する。圧電振動子としての水
晶振動子１は反転増幅器２の入力端子ＩＮ、出力端子Ｏ
ＵＴの間に接続される。反転増幅器２は、ｎｐｎ型のバ
イポーラトランジスタ２１のベースに入力端子ＩＮを接
続し、コレクタに出力端子ＯＵＴを接続してある。バイ
ポーラトランジスタ２１のエミッタは電源端子ＧＮＤ
（例えば、０Ｖ）に接続され、コレクタは抵抗２２を介
して電源端子ＶＣＣ（例えば、３Ｖ）に接続され、ベー
スは電源端子ＶＣＣ、電源端子ＧＮＤ間に直列接続され
た抵抗２３、２４の互いの接続点に接続されてバイアス
され、反転増幅器２を構成する。入力端子ＩＮ、出力端
子ＯＵＴと電源端子ＧＮＤとの間にはそれぞれ負荷容量
３、３が接続されている。以上の構成は従来のバイポー
ラトランジスタからなる反転増幅器を用いたコルピッツ
型の水晶発振回路と同様のものである。
の実施の形態を実施例に基づき詳細に説明する。本発明
の第1の実施例の発振回路および発振用集積回路につい
て図１を参照しながら説明する。圧電振動子としての水
晶振動子１は反転増幅器２の入力端子ＩＮ、出力端子Ｏ
ＵＴの間に接続される。反転増幅器２は、ｎｐｎ型のバ
イポーラトランジスタ２１のベースに入力端子ＩＮを接
続し、コレクタに出力端子ＯＵＴを接続してある。バイ
ポーラトランジスタ２１のエミッタは電源端子ＧＮＤ
（例えば、０Ｖ）に接続され、コレクタは抵抗２２を介
して電源端子ＶＣＣ（例えば、３Ｖ）に接続され、ベー
スは電源端子ＶＣＣ、電源端子ＧＮＤ間に直列接続され
た抵抗２３、２４の互いの接続点に接続されてバイアス
され、反転増幅器２を構成する。入力端子ＩＮ、出力端
子ＯＵＴと電源端子ＧＮＤとの間にはそれぞれ負荷容量
３、３が接続されている。以上の構成は従来のバイポー
ラトランジスタからなる反転増幅器を用いたコルピッツ
型の水晶発振回路と同様のものである。
【００１４】ミラー容量回路４は、ｎｐｎ型のバイポー
ラトランジスタ４１のエミッタを電源端子ＧＮＤに接続
し、コレクタを抵抗４２を介して電源端子ＶＣＣに接続
し、コレクタとベースとの間に帰還抵抗４３を接続し、
ベースに入力抵抗４４を接続してなる反転増幅器４５
と、反転増幅器４５の出力端子としてのコレクタに接続
された容量４６とからなる。ミラー容量回路４の入力端
子Ｓ１は直流カット用の容量５を介して反転増幅器２の
出力端子ＯＵＴに接続され、ミラー容量回路４の出力端
子Ｓ２は反転増幅器２の入力端子ＩＮに接続される。ミ
ラー容量回路４の入力端子Ｓ１と出力端子Ｓ２と間の中
和容量によって水晶振動子の等価並列容量Ｃ０（図４参
照）を中和するものである。
ラトランジスタ４１のエミッタを電源端子ＧＮＤに接続
し、コレクタを抵抗４２を介して電源端子ＶＣＣに接続
し、コレクタとベースとの間に帰還抵抗４３を接続し、
ベースに入力抵抗４４を接続してなる反転増幅器４５
と、反転増幅器４５の出力端子としてのコレクタに接続
された容量４６とからなる。ミラー容量回路４の入力端
子Ｓ１は直流カット用の容量５を介して反転増幅器２の
出力端子ＯＵＴに接続され、ミラー容量回路４の出力端
子Ｓ２は反転増幅器２の入力端子ＩＮに接続される。ミ
ラー容量回路４の入力端子Ｓ１と出力端子Ｓ２と間の中
和容量によって水晶振動子の等価並列容量Ｃ０（図４参
照）を中和するものである。
【００１５】以上の構成要素は水晶振動子１を除いて１
つの発振用集積回路に集積化されており、水晶振動子１
を図示しない外付け端子を介して入力端子ＩＮ、出力端
子ＯＵＴ間に接続して発振回路を構成する。また、本例
では、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタを用いたが、
ｐｎｐ型のバイポーラトランジスタを用いても良く、そ
の場合は電源端子の極性を逆にする。
つの発振用集積回路に集積化されており、水晶振動子１
を図示しない外付け端子を介して入力端子ＩＮ、出力端
子ＯＵＴ間に接続して発振回路を構成する。また、本例
では、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタを用いたが、
ｐｎｐ型のバイポーラトランジスタを用いても良く、そ
の場合は電源端子の極性を逆にする。
【００１６】次に本例の動作について説明する。反転増
幅器４５の増幅度を−Ａとすると、ミラー容量回路４の
入力端子Ｓ１と出力端子Ｓ２と間の中和容量の値Ｃ’は
増幅度−Ａと容量４６の値ＣとによってＣ’＝−Ａ・Ｃ
となる。増幅度−Ａは帰還抵抗４３と入力抵抗４４の値
の比で決定され、帰還抵抗４３、入力抵抗４４の値をそ
れぞれＲ43、Ｒ44とすると、−Ａ＝−(Ｒ43／Ｒ44)とな
る。したがって中和容量の値Ｃ’は容量４６の値Ｃと、
帰還抵抗４３と入力抵抗４４との抵抗比Ｒ43／Ｒ44とで
自由に決められる。
幅器４５の増幅度を−Ａとすると、ミラー容量回路４の
入力端子Ｓ１と出力端子Ｓ２と間の中和容量の値Ｃ’は
増幅度−Ａと容量４６の値ＣとによってＣ’＝−Ａ・Ｃ
となる。増幅度−Ａは帰還抵抗４３と入力抵抗４４の値
の比で決定され、帰還抵抗４３、入力抵抗４４の値をそ
れぞれＲ43、Ｒ44とすると、−Ａ＝−(Ｒ43／Ｒ44)とな
る。したがって中和容量の値Ｃ’は容量４６の値Ｃと、
帰還抵抗４３と入力抵抗４４との抵抗比Ｒ43／Ｒ44とで
自由に決められる。
【００１７】ここで、例えば、帰還抵抗４３の値Ｒ43：
入力抵抗４４の値Ｒ44＝２：１とすると、増幅度−Ａは
−２となるので、中和容量の値Ｃ’はＣ'＝−２・Ｃと
なる。ここで、水晶振動子１の等価並列容量Ｃ０の値と
ミラー容量回路４の容量４６の値とを等しくＣとすれ
ば、水晶振動子１の等価並列容量とミラー容量回路４の
容量４６とが発振回路の反転増幅器をなすバイポーラト
ランジスタ２１のベース、コレクタ間に並列に接続され
ているので並列に付く容量の値は２・Ｃとなる。これに
中和容量の値−２・Ｃを加えると容量の値は相殺され０
となり、水晶振動子１の等価並列容量を中和することが
できる。なお、容量５の接続先は入力抵抗４４であり、
入力抵抗４４の値は発振回路にほとんど影響の無い高い
値としてあり、発振回路からみて容量５は無視できる。
入力抵抗４４の値Ｒ44＝２：１とすると、増幅度−Ａは
−２となるので、中和容量の値Ｃ’はＣ'＝−２・Ｃと
なる。ここで、水晶振動子１の等価並列容量Ｃ０の値と
ミラー容量回路４の容量４６の値とを等しくＣとすれ
ば、水晶振動子１の等価並列容量とミラー容量回路４の
容量４６とが発振回路の反転増幅器をなすバイポーラト
ランジスタ２１のベース、コレクタ間に並列に接続され
ているので並列に付く容量の値は２・Ｃとなる。これに
中和容量の値−２・Ｃを加えると容量の値は相殺され０
となり、水晶振動子１の等価並列容量を中和することが
できる。なお、容量５の接続先は入力抵抗４４であり、
入力抵抗４４の値は発振回路にほとんど影響の無い高い
値としてあり、発振回路からみて容量５は無視できる。
【００１８】本例では、水晶振動子１の等価並列容量Ｃ
０の中和を行うことができ、図４の（ｂ）において上述
した水晶振動子の実効抵抗Ｒｅを発振回路に付加したミ
ラー回路４で任意に減らすことができるので、安定して
発振を起動させることが可能となる。さらに、等価並列
容量Ｃ０を中和することで、電圧制御型発振回路を構成
した際の可変量Δｆ／ｆ0を十分確保することが可能と
なる。電圧制御型発振回路としては、例えば、図１の破
線に示すように入力端子ＩＮと電源端子ＧＮＤとの間に
容量ＣＣとバリキャップダイオードＶＣとを直列接続
し、制御端子ＣＴＬから抵抗ＲＣを介してバリキャップ
ダイオードＶＣのカソードに制御電圧を与えれば良い。
これに限らず、負荷容量として容量アレイを用いる等様
々なものに本例の発振回路は応用可能である。
０の中和を行うことができ、図４の（ｂ）において上述
した水晶振動子の実効抵抗Ｒｅを発振回路に付加したミ
ラー回路４で任意に減らすことができるので、安定して
発振を起動させることが可能となる。さらに、等価並列
容量Ｃ０を中和することで、電圧制御型発振回路を構成
した際の可変量Δｆ／ｆ0を十分確保することが可能と
なる。電圧制御型発振回路としては、例えば、図１の破
線に示すように入力端子ＩＮと電源端子ＧＮＤとの間に
容量ＣＣとバリキャップダイオードＶＣとを直列接続
し、制御端子ＣＴＬから抵抗ＲＣを介してバリキャップ
ダイオードＶＣのカソードに制御電圧を与えれば良い。
これに限らず、負荷容量として容量アレイを用いる等様
々なものに本例の発振回路は応用可能である。
【００１９】次に本発明の第２の実施例の発振回路およ
び発振用集積回路について図２を参照しながら説明す
る。上述の第１の実施例ではバイポーラトランジスタ構
成の発振回路について述べたが、本発明はこれに限るも
のではなく、ＣＭＯＳインバータを使った発振回路にも
応用することが可能である。本例では、ＣＭＯＳインバ
ータを使った発振回路への応用例を示す。図２において
図１に示したものと同一の符号は同一の構成要素を示し
てある。増幅器６は、ＣＭＯＳインバータ６１の入力端
子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間には帰還抵抗６２を接続
して構成してある。水晶振動子１はＣＭＯＳインバータ
６１の入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に接続され
ている。ミラー容量回路７の反転増幅器７１にはＣＭＯ
Ｓインバータ７２を用いている。ミラー容量回路７の入
力端子Ｓ１はＣＭＯＳインバータ６１の出力端子ＯＵＴ
に直流カット用の容量５を介して接続され、その出力端
子Ｓ２はＣＭＯＳインバータ６１の入力端子ＩＮに接続
され、水晶振動子1と並列に挿入されている。
び発振用集積回路について図２を参照しながら説明す
る。上述の第１の実施例ではバイポーラトランジスタ構
成の発振回路について述べたが、本発明はこれに限るも
のではなく、ＣＭＯＳインバータを使った発振回路にも
応用することが可能である。本例では、ＣＭＯＳインバ
ータを使った発振回路への応用例を示す。図２において
図１に示したものと同一の符号は同一の構成要素を示し
てある。増幅器６は、ＣＭＯＳインバータ６１の入力端
子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間には帰還抵抗６２を接続
して構成してある。水晶振動子１はＣＭＯＳインバータ
６１の入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に接続され
ている。ミラー容量回路７の反転増幅器７１にはＣＭＯ
Ｓインバータ７２を用いている。ミラー容量回路７の入
力端子Ｓ１はＣＭＯＳインバータ６１の出力端子ＯＵＴ
に直流カット用の容量５を介して接続され、その出力端
子Ｓ２はＣＭＯＳインバータ６１の入力端子ＩＮに接続
され、水晶振動子1と並列に挿入されている。
【００２０】次に本例の動作について説明する。例え
ば、容量４６を水晶振動子１の等価並列容量Ｃ０の値と
同じ値にし、ミラー容量回路７の帰還抵抗４３の値
Ｒ43：入力抵抗４４の値Ｒ44＝２：１とすると、ミラー
容量回路７の反転増幅器７１の増幅度−Ａは−２となる
ので、中和容量はＣ’＝−２・Ｃとなる。水晶振動子１
の等価並列容量Ｃ０とミラー容量回路７の容量４６とが
ＣＭＯＳインバータ６１の入力端子ＩＮと出力端子ＯＵ
Ｔとの間に並列に接続されているので並列に付く容量の
値は２・Ｃとなり、中和容量の値Ｃ’＝−２・Ｃを加え
ると容量は相殺され０となり、水晶振動子１の等価並列
容量Ｃ０を中和することができる。
ば、容量４６を水晶振動子１の等価並列容量Ｃ０の値と
同じ値にし、ミラー容量回路７の帰還抵抗４３の値
Ｒ43：入力抵抗４４の値Ｒ44＝２：１とすると、ミラー
容量回路７の反転増幅器７１の増幅度−Ａは−２となる
ので、中和容量はＣ’＝−２・Ｃとなる。水晶振動子１
の等価並列容量Ｃ０とミラー容量回路７の容量４６とが
ＣＭＯＳインバータ６１の入力端子ＩＮと出力端子ＯＵ
Ｔとの間に並列に接続されているので並列に付く容量の
値は２・Ｃとなり、中和容量の値Ｃ’＝−２・Ｃを加え
ると容量は相殺され０となり、水晶振動子１の等価並列
容量Ｃ０を中和することができる。
【００２１】従って本例においても上述の第１の実施例
と同様の動作により、同様の作用、効果を奏する。
と同様の動作により、同様の作用、効果を奏する。
【００２２】また、上述の各実施例では、圧電振動子と
して水晶振動子を用いることとしたが、本発明はこれに
限るものではなく、図４の（ａ）に示したような等価並
列容量Ｃ０を有する圧電振動子であれば良く、本発明は
これらの圧電振動子を用いた発振回路に応用可能であ
る。
して水晶振動子を用いることとしたが、本発明はこれに
限るものではなく、図４の（ａ）に示したような等価並
列容量Ｃ０を有する圧電振動子であれば良く、本発明は
これらの圧電振動子を用いた発振回路に応用可能であ
る。
【００２３】
【発明の効果】本発明によれば、発振回路に付加したミ
ラー容量回路により、水晶振動子等の圧電振動子の等価
並列容量を中和するため、水晶振動子等の圧電振動子の
実効抵抗をミラー容量回路の設定で任意に減らすことが
でき、安定した発振起動が可能となる。
ラー容量回路により、水晶振動子等の圧電振動子の等価
並列容量を中和するため、水晶振動子等の圧電振動子の
実効抵抗をミラー容量回路の設定で任意に減らすことが
でき、安定した発振起動が可能となる。
【００２４】また、負荷容量の変化で可変できる周波数
変化量を発振回路に負荷したミラー容量回路の設定で増
やすことができ、電圧制御型発振回路の周波数可変量を
大きくすることが可能となる。
変化量を発振回路に負荷したミラー容量回路の設定で増
やすことができ、電圧制御型発振回路の周波数可変量を
大きくすることが可能となる。
【００２５】また、単純な反転増幅器を使用できること
から、単純構成であるため高速動作が可能である。ま
た、容量、抵抗、トランジスタの組み合わせで実現した
ので、回路規模を小さくでき、発振用集積回路の集積度
を上げることが可能となる。
から、単純構成であるため高速動作が可能である。ま
た、容量、抵抗、トランジスタの組み合わせで実現した
ので、回路規模を小さくでき、発振用集積回路の集積度
を上げることが可能となる。
【図１】本発明の第１の実施例の発振回路の構成を示す
電気回路図。
電気回路図。
【図２】本発明の第２の実施例の発振回路の構成を示す
電気回路図。
電気回路図。
【図３】従来の発振回路の構成を示す電気回路図。
【図４】従来の発振回路の等価回路を示す電気回路図。
１ 水晶振動子
２ 第１の反転増幅器（反転増幅器）
４ ミラー容量回路
４５ 第２の反転増幅器（反転増幅器）
４６ 容量
６ 第１の反転増幅器（反転増幅器）
７ ミラー容量回路
７１ 第２の反転増幅器（反転増幅器）
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5J079 AA04 BA17 BA39 BA44 BA47
FA02 FA14 FA21 FB03 GA03
GA05 GA10 GA17
Claims (6)
- 【請求項１】 水晶振動子などの圧電振動子と、入力端
子と出力端子との間に上記圧電振動子を接続する第１の
反転増幅器とを備えたコルピッツ型の発振回路であっ
て、 上記出力端子を入力側に接続し、容量を介して上記入力
端子を出力側に接続した第２の反転増幅器からなり、上
記圧電振動子の両端間に等価的に存在する並列容量を電
気的に中和するミラー容量回路を備えたことを特徴とす
る発振回路。 - 【請求項２】 上記第２の反転増幅器は、バイポーラト
ランジスタからなり、抵抗分圧にてゲインを決定するも
のであることを特徴とする請求項１に記載の発振回路。 - 【請求項３】 上記第２の反転増幅器は、ＣＭＯＳイン
バータからなり、抵抗分圧にてゲインを決定するもので
あることを特徴とする請求項１に記載の発振回路。 - 【請求項４】 水晶振動子などの圧電振動子を外付けす
る端子と、入力端子と出力端子との間に上記圧電振動子
を接続する第１の反転増幅器とを備えてあり、上記圧電
振動子を外付けしてコルピッツ型の発振回路を構成する
発振用集積回路であって、 上記出力端子を入力側に接続し、容量を介して上記入力
端子を出力側に接続した第２の反転増幅器からなり、上
記圧電振動子の両端間に等価的に存在する並列容量を電
気的に中和するミラー容量回路を備えたことを特徴とす
る発振用集積回路。 - 【請求項５】 上記第２の反転増幅器は、バイポーラト
ランジスタからなり、抵抗分圧にてゲインを決定するも
のであることを特徴とする請求項４に記載の発振用集積
回路。 - 【請求項６】 上記第２の反転増幅器は、ＣＭＯＳイン
バータからなり、抵抗分圧にてゲインを決定するもので
あることを特徴とする請求項４に記載の発振用集積回
路。
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|---|---|---|---|
| JP2001344024A JP3998233B2 (ja) | 2001-11-09 | 2001-11-09 | 発振回路および発振用集積回路 |
| US10/261,220 US6717482B2 (en) | 2001-11-09 | 2002-09-30 | Oscillator circuit and integrated circuit for oscillation |
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| JP2001344024A JP3998233B2 (ja) | 2001-11-09 | 2001-11-09 | 発振回路および発振用集積回路 |
Publications (2)
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| JP2003152454A true JP2003152454A (ja) | 2003-05-23 |
| JP3998233B2 JP3998233B2 (ja) | 2007-10-24 |
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ID=19157608
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|---|---|---|---|
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-
2002
- 2002-09-30 US US10/261,220 patent/US6717482B2/en not_active Expired - Lifetime
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