JPH1056330A - 電圧制御圧電発振器 - Google Patents
電圧制御圧電発振器Info
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- JPH1056330A JPH1056330A JP22932796A JP22932796A JPH1056330A JP H1056330 A JPH1056330 A JP H1056330A JP 22932796 A JP22932796 A JP 22932796A JP 22932796 A JP22932796 A JP 22932796A JP H1056330 A JPH1056330 A JP H1056330A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の電圧制御水晶発振器の発振停止という
問題を解決するためになされたものであって、回路側の
負性抵抗を制御電圧と共に変化させ常に負性抵抗の絶対
値を水晶の実効抵抗より大きくすることにより、発振停
止を防止した、周波数可変範囲の広い電圧制御発振器を
提供することを目的とする。 【解決手段】 増幅器と２つの分割容量Ｃ１、Ｃ２とを
含む発振用増幅部と該発振用増幅部に直列に圧電振動子
と可変容量ダイオードを接続したコルピッツ型発振器に
おいて、前記分割容量Ｃ１、Ｃ２の少なくとも一方を可
変容量ダイオードにしたことを特徴とする電圧制御圧電
発振器。
問題を解決するためになされたものであって、回路側の
負性抵抗を制御電圧と共に変化させ常に負性抵抗の絶対
値を水晶の実効抵抗より大きくすることにより、発振停
止を防止した、周波数可変範囲の広い電圧制御発振器を
提供することを目的とする。 【解決手段】 増幅器と２つの分割容量Ｃ１、Ｃ２とを
含む発振用増幅部と該発振用増幅部に直列に圧電振動子
と可変容量ダイオードを接続したコルピッツ型発振器に
おいて、前記分割容量Ｃ１、Ｃ２の少なくとも一方を可
変容量ダイオードにしたことを特徴とする電圧制御圧電
発振器。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電圧制御水晶発振器
に関し、特に、発振器の負性抵抗、負荷容量に関与する
分割容量Ｃ１、Ｃ２を可変容量ダイオードで置換した電
圧制御水晶発振器に関する。
に関し、特に、発振器の負性抵抗、負荷容量に関与する
分割容量Ｃ１、Ｃ２を可変容量ダイオードで置換した電
圧制御水晶発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】水晶振動子を用いた電圧制御水晶発振器
は、その周波数安定度、経年変化等が他の振動子を用い
た電圧制御発振器と比べて優れているため、各種の通信
機器に数多く用いられている。電圧制御水晶発振器の主
要部品である水晶振動子の特性は、水晶結晶から所定の
角度で切り出された圧電基板の表裏面に蒸着等の手段を
用いて電極を付着し、これに高周波電圧を印加すると、
例えばその切り出し角度がＡＴカットであれば基板の厚
さに応じた周波数で共振する。周知のように、水晶振動
子は共振周波数の近傍において図６（ａ）の電気的等価
回路で表すことができ、同図においてＬ1、Ｃ1及びＲ1
はそれぞれ等価直列インダクタンス、等価直列容量及び
等価直列抵抗である。また、Ｃ0は等価並列容量であ
り、 一般にＣ1に対するＣ0の比Ｃ0／ Ｃ1を容量比と称
しγで表す。
は、その周波数安定度、経年変化等が他の振動子を用い
た電圧制御発振器と比べて優れているため、各種の通信
機器に数多く用いられている。電圧制御水晶発振器の主
要部品である水晶振動子の特性は、水晶結晶から所定の
角度で切り出された圧電基板の表裏面に蒸着等の手段を
用いて電極を付着し、これに高周波電圧を印加すると、
例えばその切り出し角度がＡＴカットであれば基板の厚
さに応じた周波数で共振する。周知のように、水晶振動
子は共振周波数の近傍において図６（ａ）の電気的等価
回路で表すことができ、同図においてＬ1、Ｃ1及びＲ1
はそれぞれ等価直列インダクタンス、等価直列容量及び
等価直列抵抗である。また、Ｃ0は等価並列容量であ
り、 一般にＣ1に対するＣ0の比Ｃ0／ Ｃ1を容量比と称
しγで表す。
【０００３】また、共振周波数ｆ0の水晶振動子に図６
（ｂ）のように容量ＣL（負荷容量）を直列接続した場
合、その等価回路と定数の変化は図６（ｃ）に示すよう
になり、共振周波数ｆ及び実効抵抗Ｒｅはそれぞれ次式
で表せる。 〓ｆ ／ｆ0＝Ｃ0／｛２γ（ Ｃ0＋ ＣL ）｝ （１） Ｒｅ＝Ｒ1（１＋ Ｃ0／ ＣL ）2 （２） ここで〓ｆはｆ−ｆ0である。即ち、水晶振動子に負荷
容量ＣLを直列接続し、負荷容量ＣLを変化することによ
り発振周波数ｆを制御することができ、この負荷容量Ｃ
Lあるいはその一部として可変容量ダイオードを用いた
ものが電圧制御発振器である。
（ｂ）のように容量ＣL（負荷容量）を直列接続した場
合、その等価回路と定数の変化は図６（ｃ）に示すよう
になり、共振周波数ｆ及び実効抵抗Ｒｅはそれぞれ次式
で表せる。 〓ｆ ／ｆ0＝Ｃ0／｛２γ（ Ｃ0＋ ＣL ）｝ （１） Ｒｅ＝Ｒ1（１＋ Ｃ0／ ＣL ）2 （２） ここで〓ｆはｆ−ｆ0である。即ち、水晶振動子に負荷
容量ＣLを直列接続し、負荷容量ＣLを変化することによ
り発振周波数ｆを制御することができ、この負荷容量Ｃ
Lあるいはその一部として可変容量ダイオードを用いた
ものが電圧制御発振器である。
【０００４】周知の通り可変容量ダイオードは入出力間
に印加した電圧に応じて、両端子間の容量が変化する半
導体デバイスであり、その電圧（Ｖ）−容量（ＣD）特
性は次式のように表される。 ＣD ＝ａＶ-m （３） ここでａ及びｍは定数で、ｍは０．５から１．５の間の
数値である。図７の曲線１、２に可変容量ダイオードの
典型的な電圧−容量特性の例を示す。
に印加した電圧に応じて、両端子間の容量が変化する半
導体デバイスであり、その電圧（Ｖ）−容量（ＣD）特
性は次式のように表される。 ＣD ＝ａＶ-m （３） ここでａ及びｍは定数で、ｍは０．５から１．５の間の
数値である。図７の曲線１、２に可変容量ダイオードの
典型的な電圧−容量特性の例を示す。
【０００５】図８は電圧制御水晶発振器の一例を示す回
路図である。即ち、水晶振動子Ｙ１の一方の端子には可
変容量ダイオードＤ１（容量ＣD1）、Ｄ２（容量ＣD2）
と電圧印加抵抗Ｒ５、Ｒ６とからなる制御部を接続し、
水晶振動子Ｙ１の他方の端子には分割容量Ｃ１、Ｃ２を
含む増幅部を接続することにより、コルピッツ型発振回
路を構成したものである。ここで前記分割容量Ｃ１、Ｃ
２はそれぞれトランジスタのベース−エミッタ間、エミ
ッタ−アース間に挿入される容量であり、発振器の増幅
度、負荷容量に深く関わる重要な要素である。図８の水
晶振動子Ｙ１から左側の制御部をみた場合の容量は、Ｒ
５、Ｒ６を極めて大きく（１００ｋΩ〜１ＭΩ）設定す
ることにより、可変容量ダイオードＤ１とＤ２のそれぞ
れの容量ＣD1、 ＣD2を直列接続した場合の合成容量と
考えてよい。また、水晶振動子Ｙ１から右側の発振用増
幅部をみた場合の容量は、複数の抵抗、容量とトランジ
スタから構成する回路であるが、所望周波数帯において
は等価的にほぼ一定の容量Ｃｔで表すことができる。従
って、水晶振動子Ｙ１から見た負荷容量ＣLはＣD1、 Ｃ
D2とＣｔの直列接続回路となる。即ち、 １／ ＣL ＝１／ ＣD1＋１／ ＣD2＋１／Ｃｔ （４）
路図である。即ち、水晶振動子Ｙ１の一方の端子には可
変容量ダイオードＤ１（容量ＣD1）、Ｄ２（容量ＣD2）
と電圧印加抵抗Ｒ５、Ｒ６とからなる制御部を接続し、
水晶振動子Ｙ１の他方の端子には分割容量Ｃ１、Ｃ２を
含む増幅部を接続することにより、コルピッツ型発振回
路を構成したものである。ここで前記分割容量Ｃ１、Ｃ
２はそれぞれトランジスタのベース−エミッタ間、エミ
ッタ−アース間に挿入される容量であり、発振器の増幅
度、負荷容量に深く関わる重要な要素である。図８の水
晶振動子Ｙ１から左側の制御部をみた場合の容量は、Ｒ
５、Ｒ６を極めて大きく（１００ｋΩ〜１ＭΩ）設定す
ることにより、可変容量ダイオードＤ１とＤ２のそれぞ
れの容量ＣD1、 ＣD2を直列接続した場合の合成容量と
考えてよい。また、水晶振動子Ｙ１から右側の発振用増
幅部をみた場合の容量は、複数の抵抗、容量とトランジ
スタから構成する回路であるが、所望周波数帯において
は等価的にほぼ一定の容量Ｃｔで表すことができる。従
って、水晶振動子Ｙ１から見た負荷容量ＣLはＣD1、 Ｃ
D2とＣｔの直列接続回路となる。即ち、 １／ ＣL ＝１／ ＣD1＋１／ ＣD2＋１／Ｃｔ （４）
【０００６】ここで、電圧制御端子に印加する電圧Ｖco
ntが変化すると可変容量ダイオードＤ１とＤ２にかかる
電圧が変わり、それぞれの容量ＣD1、 ＣD2が変化し
て、結果として式（４）に基づき負荷容量ＣLが変動
し、更に、式（１）に従って発振器の発振周波数が変化
することになる。即ち、電圧制御端子の印加電圧Ｖcont
により発振器の周波数を任意に制御することができる。
例えば、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２として図７に示
す曲線１の特性の可変容量ダイオードを用いると、Ｄ
１、Ｄ２の直列容量は図７の曲線３に示す電圧−容量特
性となる。水晶振動子Ｙ１からみた負荷容量ＣLは、曲
線３に示す容量と回路側のほぼ一定の等価容量Ｃｔとを
合成したものとなり、横軸を制御電圧（Ｖcont）とし、
縦軸を負荷容量（ＣL）として、制御電圧（Ｖcont）−
負荷容量（ＣL）特性を図示すると図９に示す曲線とな
る。図１０は図９に基づいて制御電圧とこの電圧制御水
晶発振器の周波数変化量との関係を図示したものであっ
て制御電圧に対して右上がりの変化を呈する。
ntが変化すると可変容量ダイオードＤ１とＤ２にかかる
電圧が変わり、それぞれの容量ＣD1、 ＣD2が変化し
て、結果として式（４）に基づき負荷容量ＣLが変動
し、更に、式（１）に従って発振器の発振周波数が変化
することになる。即ち、電圧制御端子の印加電圧Ｖcont
により発振器の周波数を任意に制御することができる。
例えば、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２として図７に示
す曲線１の特性の可変容量ダイオードを用いると、Ｄ
１、Ｄ２の直列容量は図７の曲線３に示す電圧−容量特
性となる。水晶振動子Ｙ１からみた負荷容量ＣLは、曲
線３に示す容量と回路側のほぼ一定の等価容量Ｃｔとを
合成したものとなり、横軸を制御電圧（Ｖcont）とし、
縦軸を負荷容量（ＣL）として、制御電圧（Ｖcont）−
負荷容量（ＣL）特性を図示すると図９に示す曲線とな
る。図１０は図９に基づいて制御電圧とこの電圧制御水
晶発振器の周波数変化量との関係を図示したものであっ
て制御電圧に対して右上がりの変化を呈する。
【０００７】ところで一般的に、水晶発振器が定常状態
に達している場合には、発振ループの位相推移は０ある
いは２π・ｎ（ｎは整数）であり、このときの増幅度は
１となる。この状態で水晶発振回路を振動子側と回路側
に分けて解析することができる。振動子側のインピーダ
ンスＲｅ＋ｊＸｅと、回路側のインピーダンス−Ｒｎ＋
ｊＸLとに分けると、上記の条件より、次の関係が成り
立つ。 Ｘｅ＝−ＸL （５） Ｒｅ＝｜−Ｒｎ｜ （６） ここで−Ｒｎは発振回路の負性抵抗と称する値であり、
トランジスタの増幅機能に起因している。図８の電圧制
御水晶発振器において、発振が始まる小信号時の負性抵
抗は、エミッタ電流ＩE、分割容量Ｃ１、Ｃ２、トラン
ジスタの入力容量Ｃπを用いて次式のように表すことが
できる。 −Ｒｎ＝−４０・ＩE／（ω2・Ｃ'１・Ｃ２） （７） ここで、ωは角周波数、Ｃ'１＝Ｃ１＋Ｃπである。一
例として、図８の電圧制御発振器の負性抵抗｜−Ｒｎ｜
を計算してみると、図１１の実線のグラフに示すように
制御電圧に関係無くほぼ一定値となる。
に達している場合には、発振ループの位相推移は０ある
いは２π・ｎ（ｎは整数）であり、このときの増幅度は
１となる。この状態で水晶発振回路を振動子側と回路側
に分けて解析することができる。振動子側のインピーダ
ンスＲｅ＋ｊＸｅと、回路側のインピーダンス−Ｒｎ＋
ｊＸLとに分けると、上記の条件より、次の関係が成り
立つ。 Ｘｅ＝−ＸL （５） Ｒｅ＝｜−Ｒｎ｜ （６） ここで−Ｒｎは発振回路の負性抵抗と称する値であり、
トランジスタの増幅機能に起因している。図８の電圧制
御水晶発振器において、発振が始まる小信号時の負性抵
抗は、エミッタ電流ＩE、分割容量Ｃ１、Ｃ２、トラン
ジスタの入力容量Ｃπを用いて次式のように表すことが
できる。 −Ｒｎ＝−４０・ＩE／（ω2・Ｃ'１・Ｃ２） （７） ここで、ωは角周波数、Ｃ'１＝Ｃ１＋Ｃπである。一
例として、図８の電圧制御発振器の負性抵抗｜−Ｒｎ｜
を計算してみると、図１１の実線のグラフに示すように
制御電圧に関係無くほぼ一定値となる。
【０００８】一方、図９に示したように制御電圧Ｖcont
が大きくなると、負荷容量ＣLは小さくなるため式
（２）から明らかなように水晶の実効抵抗Ｒｅは制御電
圧Ｖcontと共に大きくなる。図１１の点線のグラフでそ
の一例を示すように制御電圧Ｖcontが大きい範囲（同図
においては＋５Ｖ近傍）で実効抵抗Ｒｅが回路側の負性
抵抗の絶対値｜−Ｒｎ｜より大きくなることがある。
が大きくなると、負荷容量ＣLは小さくなるため式
（２）から明らかなように水晶の実効抵抗Ｒｅは制御電
圧Ｖcontと共に大きくなる。図１１の点線のグラフでそ
の一例を示すように制御電圧Ｖcontが大きい範囲（同図
においては＋５Ｖ近傍）で実効抵抗Ｒｅが回路側の負性
抵抗の絶対値｜−Ｒｎ｜より大きくなることがある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら周知のよ
うに、水晶発振器の発振を維持し継続させるためには、
水晶の実効抵抗値が回路の負性抵抗値より小さくなけれ
ばならない。これに対し上記の電圧制御発振器おいて
は、発振周波数を大きく変化させるべく制御電圧を最大
値に近ずけると回路の負荷容量ＣLは最小になり、その
ため水晶側の実効抵抗Ｒｅが負性抵抗−Ｒｎの絶対値を
上回って、発振が停止するという問題があった。式
（７）から明らかなように負性抵抗−Ｒｎの絶対値を大
きくするためには、エミッタ電流ＩEを大きくするか、
分割容量Ｃ１、Ｃ２を小さくすればよいことになる。し
かし、エミッタ電流ＩEを大きくすることは、消費電流
を大きくすることに等しく、特にバッテリー駆動の携帯
機器に用いる場合に好ましくない。またエミッタ電流が
大きくなると水晶に流れる電流が大きくなり、水晶振動
子固有のスプリアスが励起され、発振周波数が不連続と
なる等の虞もあり、むやみにエミッタ電流を大きくする
ことはできない。
うに、水晶発振器の発振を維持し継続させるためには、
水晶の実効抵抗値が回路の負性抵抗値より小さくなけれ
ばならない。これに対し上記の電圧制御発振器おいて
は、発振周波数を大きく変化させるべく制御電圧を最大
値に近ずけると回路の負荷容量ＣLは最小になり、その
ため水晶側の実効抵抗Ｒｅが負性抵抗−Ｒｎの絶対値を
上回って、発振が停止するという問題があった。式
（７）から明らかなように負性抵抗−Ｒｎの絶対値を大
きくするためには、エミッタ電流ＩEを大きくするか、
分割容量Ｃ１、Ｃ２を小さくすればよいことになる。し
かし、エミッタ電流ＩEを大きくすることは、消費電流
を大きくすることに等しく、特にバッテリー駆動の携帯
機器に用いる場合に好ましくない。またエミッタ電流が
大きくなると水晶に流れる電流が大きくなり、水晶振動
子固有のスプリアスが励起され、発振周波数が不連続と
なる等の虞もあり、むやみにエミッタ電流を大きくする
ことはできない。
【００１０】一方、負性抵抗−Ｒｎの絶対値を大きくす
べく分割容量Ｃ１、Ｃ２を小さくすると、トランジスタ
のベース−エミッタ間の損失が大きくなって負性抵抗が
相殺されることさらには、Ｃ１、Ｃ２を小さくすると回
路側の容量Ｃｔが小さくなるため、制御部側の容量を変
化させても回路全体の負荷容量ＣLの変化幅を大きくで
きず、その結果、周波数変化量が小さくなることから、
Ｃ１、Ｃ２の容量値は可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の
容量値との兼ね合いで決めなければならない。上記の理
由等により、可変容量ダイオードによる容量に比べＣ
１、Ｃ２の容量は、約１桁大きく設定するのが一般的で
あって、負性抵抗−Ｒｎを大きくすることはできなかっ
た。本発明は上記欠点、即ち、電圧制御水晶発振器の発
振停止という問題を解決するためになされたものであっ
て、回路側の負性抵抗を制御電圧と共に変化させ常に負
性抵抗の絶対値を水晶の実効抵抗より大きくすることに
より、発振停止を防止した、周波数可変範囲の広い電圧
制御発振器を提供することを目的とする。
べく分割容量Ｃ１、Ｃ２を小さくすると、トランジスタ
のベース−エミッタ間の損失が大きくなって負性抵抗が
相殺されることさらには、Ｃ１、Ｃ２を小さくすると回
路側の容量Ｃｔが小さくなるため、制御部側の容量を変
化させても回路全体の負荷容量ＣLの変化幅を大きくで
きず、その結果、周波数変化量が小さくなることから、
Ｃ１、Ｃ２の容量値は可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の
容量値との兼ね合いで決めなければならない。上記の理
由等により、可変容量ダイオードによる容量に比べＣ
１、Ｃ２の容量は、約１桁大きく設定するのが一般的で
あって、負性抵抗−Ｒｎを大きくすることはできなかっ
た。本発明は上記欠点、即ち、電圧制御水晶発振器の発
振停止という問題を解決するためになされたものであっ
て、回路側の負性抵抗を制御電圧と共に変化させ常に負
性抵抗の絶対値を水晶の実効抵抗より大きくすることに
より、発振停止を防止した、周波数可変範囲の広い電圧
制御発振器を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明に係る弾性表面波フィルタの請求項１記載の発
明は、増幅器と２つの分割容量Ｃ１、Ｃ２とを含む発振
用増幅部と該発振用増幅部に直列に圧電振動子と可変容
量ダイオードを接続し該ダイオードのカソード側の印加
電圧を変化することによって発振周波数を可変するコル
ピッツ型発振器において、前記分割容量Ｃ１、Ｃ２の少
なくとも一方を可変容量ダイオードにしたことを特徴と
する電圧制御水晶発振器である。請求項２記載の発明
は、前記分割容量Ｃ１、Ｃ２のうちこれを置換した可変
容量ダイオードに直列に直流阻止用容量を挿入したこと
を特徴とする請求項１記載の電圧制御水晶発振器であ
る。請求項３記載の発明は、前記分割容量Ｃ１、Ｃ２の
うちこれを置換した可変容量ダイオードに所要値の補助
容量を接続した請求項１及び２記載の電圧制御水晶発振
器である。
に本発明に係る弾性表面波フィルタの請求項１記載の発
明は、増幅器と２つの分割容量Ｃ１、Ｃ２とを含む発振
用増幅部と該発振用増幅部に直列に圧電振動子と可変容
量ダイオードを接続し該ダイオードのカソード側の印加
電圧を変化することによって発振周波数を可変するコル
ピッツ型発振器において、前記分割容量Ｃ１、Ｃ２の少
なくとも一方を可変容量ダイオードにしたことを特徴と
する電圧制御水晶発振器である。請求項２記載の発明
は、前記分割容量Ｃ１、Ｃ２のうちこれを置換した可変
容量ダイオードに直列に直流阻止用容量を挿入したこと
を特徴とする請求項１記載の電圧制御水晶発振器であ
る。請求項３記載の発明は、前記分割容量Ｃ１、Ｃ２の
うちこれを置換した可変容量ダイオードに所要値の補助
容量を接続した請求項１及び２記載の電圧制御水晶発振
器である。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下本発明を図面に示した実施の
形態に基づいて詳細に説明する。従来の電圧制御水晶発
振器の欠点である発振停止を防止するには、水晶振動子
の実効抵抗が増大するのに応じて、回路側の負性抵抗の
絶対値｜−Ｒｎ｜を増加させ、常に｜−Ｒｎ｜＞Ｒｅの
状態を保てばよい。図１は本発明係る電圧制御水晶発振
器の一実施例であり、図８に示した従来の電圧制御水晶
発振器の分割容量Ｃ１、Ｃ２に相当する容量を、可変容
量ダイオードＤ３と容量Ｃ８の並列回路に容量Ｃ５を直
列接続した回路と、可変容量ダイオードＤ４と容量Ｃ９
の並列回路に容量Ｃ６を直列接続した回路で置き換えた
ものである。容量Ｃ５をトランジスタのベースに接続
し、可変容量ダイオードＤ４を接地するものであり、Ｄ
３、Ｄ４の直流バイアス電圧はそれぞれ抵抗Ｒ７、Ｒ９
を経てＶcontから供給する。また、直列接続した前記Ｄ
３とＣ６との中点は抵抗Ｒ８を経て接地すると共に容量
Ｃ７を経てエミッタに接続する。なお、容量Ｃ３、Ｃ
４、Ｃ５、Ｃ６およびＣ７は直流バイアス阻止用の大容
量（０．００１μＦ〜０．０１μＦ ）である。また、
可変容量ダイオードＤ３、Ｄ４及び並列容量Ｃ８、Ｃ９
は、設定する発振条件、可変周波数幅に応じてをその定
数値を決める。
形態に基づいて詳細に説明する。従来の電圧制御水晶発
振器の欠点である発振停止を防止するには、水晶振動子
の実効抵抗が増大するのに応じて、回路側の負性抵抗の
絶対値｜−Ｒｎ｜を増加させ、常に｜−Ｒｎ｜＞Ｒｅの
状態を保てばよい。図１は本発明係る電圧制御水晶発振
器の一実施例であり、図８に示した従来の電圧制御水晶
発振器の分割容量Ｃ１、Ｃ２に相当する容量を、可変容
量ダイオードＤ３と容量Ｃ８の並列回路に容量Ｃ５を直
列接続した回路と、可変容量ダイオードＤ４と容量Ｃ９
の並列回路に容量Ｃ６を直列接続した回路で置き換えた
ものである。容量Ｃ５をトランジスタのベースに接続
し、可変容量ダイオードＤ４を接地するものであり、Ｄ
３、Ｄ４の直流バイアス電圧はそれぞれ抵抗Ｒ７、Ｒ９
を経てＶcontから供給する。また、直列接続した前記Ｄ
３とＣ６との中点は抵抗Ｒ８を経て接地すると共に容量
Ｃ７を経てエミッタに接続する。なお、容量Ｃ３、Ｃ
４、Ｃ５、Ｃ６およびＣ７は直流バイアス阻止用の大容
量（０．００１μＦ〜０．０１μＦ ）である。また、
可変容量ダイオードＤ３、Ｄ４及び並列容量Ｃ８、Ｃ９
は、設定する発振条件、可変周波数幅に応じてをその定
数値を決める。
【００１３】図１の電圧制御水晶発振器において、電源
電圧Ｖｃｃを＋５Ｖ、トランジスタのエミッタ電流ＩE
は抵抗Ｒ１、Ｒ２及びＲ４によって０．５ｍＡに設定
し、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２としては図７に示す
曲線１の特性を有するものを用い、可変容量ダイオード
Ｄ３、Ｄ４には図７の曲線２のものを用いた。容量Ｃ
８、Ｃ９は共に６４ｐＦ、抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７及びＲ
９は交流信号阻止用と直流電圧バイアス用とを兼ねてお
り、何れも約１ＭΩとした。また、容量Ｃ５、Ｃ６、Ｃ
７は直流バイアス阻止用容量で何れも０．０１μＦと大
容量である。また、容量Ｃ４は電源Ｖｃｃの交流接地用
容量で０．０１μＦ、抵抗Ｒ３は所定の出力レベルを得
るための抵抗で１００Ωとした。
電圧Ｖｃｃを＋５Ｖ、トランジスタのエミッタ電流ＩE
は抵抗Ｒ１、Ｒ２及びＲ４によって０．５ｍＡに設定
し、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２としては図７に示す
曲線１の特性を有するものを用い、可変容量ダイオード
Ｄ３、Ｄ４には図７の曲線２のものを用いた。容量Ｃ
８、Ｃ９は共に６４ｐＦ、抵抗Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７及びＲ
９は交流信号阻止用と直流電圧バイアス用とを兼ねてお
り、何れも約１ＭΩとした。また、容量Ｃ５、Ｃ６、Ｃ
７は直流バイアス阻止用容量で何れも０．０１μＦと大
容量である。また、容量Ｃ４は電源Ｖｃｃの交流接地用
容量で０．０１μＦ、抵抗Ｒ３は所定の出力レベルを得
るための抵抗で１００Ωとした。
【００１４】以上のように、図１の電圧制御水晶発振器
の各素子値を設定し、制御電圧Ｖcontに対する実効抵抗
Ｒｅと負性抵抗の絶対値｜−Ｒｎ｜を計算した結果を図
２に示す。この図から明らかなように、制御電圧Ｖcont
を０Ｖ、２．５Ｖ、５．０Ｖと変化させた場合、水晶振
動子の実効抵抗Ｒｅはそれぞれ２５．０Ω、４３．４
Ω、８６．８Ωと増加するが、負性抵抗の絶対値は同じ
制御電圧の変化に対し２７．０Ω、８１．８Ω、１５
２．４Ωとなった。負性抵抗の絶対値、実効抵抗とも制
御電圧の増加に対し増大するものの、何れの制御電圧に
おいても｜−Ｒｎ｜＞Ｒｅが成立するため、本発明に係
る電圧制御水晶発振器では発振停止することはない。ま
た、制御電圧Ｖcontを＋２．５Ｖを中心に０Ｖから５Ｖ
まで変化させた場合、負荷容量ＣLは、図３に示す曲線
Ｂとなった。比較のために、同図に曲線Ａで示す従来の
回路側の負荷容量を示したが、本発明に係る電圧制御発
振器の負荷容量ＣLがその可変範囲において、従来のも
のより大きいことを示している。即ち、０Ｖ、２．５
Ｖ、５．０Ｖの各制御電圧における負荷容量を示せば、
それぞれ１６．４ｐＦ、５．８ｐＦ、２．８ｐＦと変化
した。
の各素子値を設定し、制御電圧Ｖcontに対する実効抵抗
Ｒｅと負性抵抗の絶対値｜−Ｒｎ｜を計算した結果を図
２に示す。この図から明らかなように、制御電圧Ｖcont
を０Ｖ、２．５Ｖ、５．０Ｖと変化させた場合、水晶振
動子の実効抵抗Ｒｅはそれぞれ２５．０Ω、４３．４
Ω、８６．８Ωと増加するが、負性抵抗の絶対値は同じ
制御電圧の変化に対し２７．０Ω、８１．８Ω、１５
２．４Ωとなった。負性抵抗の絶対値、実効抵抗とも制
御電圧の増加に対し増大するものの、何れの制御電圧に
おいても｜−Ｒｎ｜＞Ｒｅが成立するため、本発明に係
る電圧制御水晶発振器では発振停止することはない。ま
た、制御電圧Ｖcontを＋２．５Ｖを中心に０Ｖから５Ｖ
まで変化させた場合、負荷容量ＣLは、図３に示す曲線
Ｂとなった。比較のために、同図に曲線Ａで示す従来の
回路側の負荷容量を示したが、本発明に係る電圧制御発
振器の負荷容量ＣLがその可変範囲において、従来のも
のより大きいことを示している。即ち、０Ｖ、２．５
Ｖ、５．０Ｖの各制御電圧における負荷容量を示せば、
それぞれ１６．４ｐＦ、５．８ｐＦ、２．８ｐＦと変化
した。
【００１５】更に、ここで、直列等価インダクタンスＬ
１＝１．１４ｍＨ、直列等価容量Ｃ１＝１４．７２ｆ
Ｆ、並列容量Ｃ０＝３．４９ｐＦ、直列等価抵抗Ｒ１＝
１７．０Ωの等価定数を持つ水晶振動子を用い、他の回
路素子は上記した素子値を用いて、中心周波数３８．８
８ＭＨｚの電圧制御水晶発振器を構成した場合の制御電
圧−周波数変動量の特性を図４に示す。同図において曲
線Ａ、Ｂはそれぞれ図３の曲線Ａ、Ｂに対応するもので
ある。２．５Ｖを基準（その時の発振周波数３８．８８
ＭＨｚ）とし、制御電圧Ｖcont を０Ｖ〜５．０Ｖまで
変化させた場合、本発明の電圧制御発振回路の方が従来
回路より周波数可変幅を広くすることができた。
１＝１．１４ｍＨ、直列等価容量Ｃ１＝１４．７２ｆ
Ｆ、並列容量Ｃ０＝３．４９ｐＦ、直列等価抵抗Ｒ１＝
１７．０Ωの等価定数を持つ水晶振動子を用い、他の回
路素子は上記した素子値を用いて、中心周波数３８．８
８ＭＨｚの電圧制御水晶発振器を構成した場合の制御電
圧−周波数変動量の特性を図４に示す。同図において曲
線Ａ、Ｂはそれぞれ図３の曲線Ａ、Ｂに対応するもので
ある。２．５Ｖを基準（その時の発振周波数３８．８８
ＭＨｚ）とし、制御電圧Ｖcont を０Ｖ〜５．０Ｖまで
変化させた場合、本発明の電圧制御発振回路の方が従来
回路より周波数可変幅を広くすることができた。
【００１６】図５は本発明に係る他の実施例で、図１の
回路において可変容量ダイオードＤ３、Ｄ４の並列容量
を取り去り、回路を簡素化したものである。可変容量ダ
イオードＤ３、Ｄ４に可変容量範囲の大きい素子が必要
となるが、動作その他の特性は図１の諸特性とほぼ同等
である。
回路において可変容量ダイオードＤ３、Ｄ４の並列容量
を取り去り、回路を簡素化したものである。可変容量ダ
イオードＤ３、Ｄ４に可変容量範囲の大きい素子が必要
となるが、動作その他の特性は図１の諸特性とほぼ同等
である。
【００１７】本発明に係る実施例においては、可変幅を
広げるため所謂伸長コイル（水晶振動子に直列接続する
インダクタンス）を用いていないため、周波数温度特
性、エージング等の諸特性を劣化することなく、周波数
可変幅を広くできる利点もある。また、本発明を水晶振
動子を用いた電圧制御水晶発振器を例に説明したが、他
の圧電材料、例えば、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リ
チウム、四ほう酸リチウム、ランガサイトおよび圧電セ
ラミック等の圧電材料で構成した振動子を用いたもので
もよい。
広げるため所謂伸長コイル（水晶振動子に直列接続する
インダクタンス）を用いていないため、周波数温度特
性、エージング等の諸特性を劣化することなく、周波数
可変幅を広くできる利点もある。また、本発明を水晶振
動子を用いた電圧制御水晶発振器を例に説明したが、他
の圧電材料、例えば、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リ
チウム、四ほう酸リチウム、ランガサイトおよび圧電セ
ラミック等の圧電材料で構成した振動子を用いたもので
もよい。
【００１８】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成した
ので、電圧制御水晶発振器において、制御電圧に応じて
負荷容量が小さくなっても負性抵抗の絶対値を水晶振動
子の実効抵抗より大きく保持することができるため、発
振停止に至ることはないという著しい効果を発揮する。
更に、制御電圧に対する負荷容量が大きくなるため、周
波数可変幅が広がる効果もあり、所謂伸長コイルを用い
る必要がないためコイルによる特性の劣化、即ち、周波
数温度特性やエージング等による劣化をもたらさことな
く、周波数可変幅を広げられるという効果を奏する。
ので、電圧制御水晶発振器において、制御電圧に応じて
負荷容量が小さくなっても負性抵抗の絶対値を水晶振動
子の実効抵抗より大きく保持することができるため、発
振停止に至ることはないという著しい効果を発揮する。
更に、制御電圧に対する負荷容量が大きくなるため、周
波数可変幅が広がる効果もあり、所謂伸長コイルを用い
る必要がないためコイルによる特性の劣化、即ち、周波
数温度特性やエージング等による劣化をもたらさことな
く、周波数可変幅を広げられるという効果を奏する。
【図１】本発明に係る電圧制御水晶発振器の実施の一形
態例を示す図である。
態例を示す図である。
【図２】本発明に係る電圧制御水晶発振器の負性抵抗の
絶対値と実効抵抗を示す図である。
絶対値と実効抵抗を示す図である。
【図３】本発明に係る電圧制御水晶発振器の負荷容量を
示す図である。
示す図である。
【図４】本発明に係る電圧制御水晶発振器の周波数変動
量を示す図である。
量を示す図である。
【図５】本発明に係る電圧制御水晶発振器の他の実施の
一形態例を示す図である。
一形態例を示す図である。
【図６】（ａ）は水晶振動子の電気的等価回路、（ｂ）
は水晶振動子に負荷容量ＣLを接続した場合の等価回
路、（ｃ）は図（ｂ）と等価な回路である。
は水晶振動子に負荷容量ＣLを接続した場合の等価回
路、（ｃ）は図（ｂ）と等価な回路である。
【図７】可変容量ダイオードの制御電圧−容量特性を示
す図である。
す図である。
【図８】従来の電圧制御水晶発振器の一例を示す回路図
である。
である。
【図９】従来の電圧制御水晶発振器の制御電圧−負荷容
量特性の一例を示す図である。
量特性の一例を示す図である。
【図１０】従来の電圧制御水晶発振器の制御電圧−周波
数変動量の一例を示す図である。
数変動量の一例を示す図である。
【図１１】従来の電圧制御水晶発振器の制御電圧に対す
る負性抵抗の絶対値と実効抵抗との一例を示す図であ
る。
る負性抵抗の絶対値と実効抵抗との一例を示す図であ
る。
Ｙ１ 水晶振動子 Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ 可変容量ダイオード Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ７、Ｃ８、Ｃ９ 容量 Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ
９ 抵抗 Ｑ１ トランジスタ ＋Ｖｃｃ 電源電圧 Ｖcont 制御電圧 ＯＵＴＰＵＴ 出力 ＧＮＤ 接地
９ 抵抗 Ｑ１ トランジスタ ＋Ｖｃｃ 電源電圧 Ｖcont 制御電圧 ＯＵＴＰＵＴ 出力 ＧＮＤ 接地
Claims (3)
- 【請求項１】 増幅器と２つの分割容量Ｃ１、Ｃ２とを
含む発振用増幅部と該発振用増幅部に直列に圧電振動子
と可変容量ダイオードを接続し該可変容量ダイオードの
カソード側の印加電圧を変化することによって発振周波
数を可変するコルピッツ型発振器において、前記分割容
量Ｃ１、Ｃ２の少なくとも一方を可変容量ダイオードに
したことを特徴とする電圧制御圧電発振器。 - 【請求項２】 前記分割容量Ｃ１、Ｃ２のうちこれを置
換した可変容量ダイオードに直列に直流阻止用容量を挿
入したことを特徴とする請求項１記載の電圧制御圧電発
振器。 - 【請求項３】 前記分割容量Ｃ１、Ｃ２のうちこれを置
換した可変容量ダイオードに所要値の補助容量を接続し
た請求項１又は２記載の電圧制御圧電発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22932796A JPH1056330A (ja) | 1996-08-12 | 1996-08-12 | 電圧制御圧電発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22932796A JPH1056330A (ja) | 1996-08-12 | 1996-08-12 | 電圧制御圧電発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1056330A true JPH1056330A (ja) | 1998-02-24 |
Family
ID=16890420
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22932796A Pending JPH1056330A (ja) | 1996-08-12 | 1996-08-12 | 電圧制御圧電発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1056330A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007048901A (ja) * | 2005-08-09 | 2007-02-22 | Sanyo Electric Co Ltd | 可変容量ダイオード |
| JP2007116473A (ja) * | 2005-10-20 | 2007-05-10 | Sharp Corp | 電圧制御発振器、受信モジュール、携帯機器、１セグ放送受信機、モバイル衛星放送受信機器及び地上波デジタル受信機器 |
| US7719372B2 (en) | 2004-10-12 | 2010-05-18 | Epson Toyocom Corporation | Voltage controlled piezoelectric oscillator that can be linear frequency controlled |
| JP2012039641A (ja) * | 2011-09-26 | 2012-02-23 | Fujitsu Ltd | アナログ回路 |
| JP2012095179A (ja) * | 2010-10-28 | 2012-05-17 | Seiko Epson Corp | 圧電発振回路、恒温型圧電発振器 |
-
1996
- 1996-08-12 JP JP22932796A patent/JPH1056330A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7719372B2 (en) | 2004-10-12 | 2010-05-18 | Epson Toyocom Corporation | Voltage controlled piezoelectric oscillator that can be linear frequency controlled |
| JP2007048901A (ja) * | 2005-08-09 | 2007-02-22 | Sanyo Electric Co Ltd | 可変容量ダイオード |
| JP2007116473A (ja) * | 2005-10-20 | 2007-05-10 | Sharp Corp | 電圧制御発振器、受信モジュール、携帯機器、１セグ放送受信機、モバイル衛星放送受信機器及び地上波デジタル受信機器 |
| JP2012095179A (ja) * | 2010-10-28 | 2012-05-17 | Seiko Epson Corp | 圧電発振回路、恒温型圧電発振器 |
| US8823462B2 (en) | 2010-10-28 | 2014-09-02 | Seiko Epson Corporation | Piezoelectric oscillation circuit and temperature-constant piezoelectric oscillator |
| JP2012039641A (ja) * | 2011-09-26 | 2012-02-23 | Fujitsu Ltd | アナログ回路 |
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