FR3107412A1 - Circuit intégré comportant un réseau d’adaptation et de filtrage comprenant un étage d’alimentation en courant continu, et procédé d’adaptation et de filtrage correspondant. - Google Patents

Circuit intégré comportant un réseau d’adaptation et de filtrage comprenant un étage d’alimentation en courant continu, et procédé d’adaptation et de filtrage correspondant. Download PDF

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Le circuit intégré comporte un amplificateur de puissance (PA) une antenne (ANT), et un réseau d’adaptation et de filtrage (MFN) comportant un étage d’alimentation en courant continu (DCFD) sur un nœud de sortie de l’amplificateur de puissance (PA), une première section (SCT1), et une deuxième section (SCT2). L’étage d’alimentation en courant continu (DCFD) et les deux sections comportent des montages inductif-capacitif « LC » configurés pour présenter une impédance adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance (PA) dans la bande de fréquences fondamentale. Les montages LC de l’étage d’alimentation en courant continu (DCFD) et de la première section (SCT1) sont en outre configurés pour avoir des fréquences de résonance respectivement adaptées pour atténuer des bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale. Figure pour l’abrégé : Fig 1

Description

Circuit intégré comportant un réseau d’adaptation et de filtrage comprenant un étage d’alimentation en courant continu, et procédé d’adaptation et de filtrage correspondant.
Des modes de réalisation et de mise en œuvre concernent les circuits intégrés comportant un réseau d’adaptation et de filtrage, typiquement entre une sortie d’un amplificateur de puissance et une antenne.
D’une part, les amplificateurs de puissance fonctionnent avec une efficacité maximale lorsque la charge sur leurs sorties est à une impédance optimale. L’impédance optimale en sortie d’un amplificateur de puissance diffère typiquement de l’impédance des antennes qui y sont connectées.
Par conséquent, des circuits d’adaptation d’impédance sont classiquement prévus entre la sortie des amplificateurs de puissance et les antennes afin de transformer les impédances des antennes aux impédances idéales des amplificateurs. Les circuits d’adaptation d’impédance sont typiquement réalisés par des composants passifs tels que des éléments inductifs et des éléments capacitifs. Les circuits d’adaptation d’impédance consomment une surface pouvant être encombrante, ce qui peut être particulièrement gênant lorsque le circuit d’adaptation d’impédance est réalisé dans un circuit intégré de petite taille.
D’autre part, les spectres d’émission des amplificateurs de puissance contiennent typiquement des signaux parasites, tels que des fréquences harmoniques de la fréquence fondamentale ou du bruit dû à la non-linéarité interne des amplificateurs de puissance.
Par conséquent, des circuits de filtrage sont classiquement prévus entre la sortie des amplificateurs de puissance et les antennes afin de filtrer notamment les bandes de fréquences d’harmoniques, par exemple jusqu’au cinquième ordre. Les circuits de filtrage sont typiquement réalisés par des composants passifs tels que des éléments résistifs, des éléments inductifs, et des éléments capacitifs, et consomment eux aussi une surface pouvant être encombrante, et particulièrement gênante lorsque le circuit d’adaptation d’impédance est réalisé de façon intégrée.
Les circuits d'adaptation d’impédance et de filtrage présentent des contraintes spécifiques et sont classiquement conçus séparément.
Bien que les techniques séparant les deux fonctions (adaptation d’impédance et filtrage) soient satisfaisantes sur le plan des performances, ces techniques nécessitent de nombreux composants passifs, ce qui les rend coûteuses et encombrantes.
Or, la réduction de la taille des circuits intégrés réduit la surface disponible pour les dispositifs passifs, ce qui rend plus difficile l'intégration des deux fonctions avec des performances satisfaisantes.
L’utilisation de filtres à onde de surface «SAW» (pour «Surface Acoustic Wave» en anglais), permet de réduire l’encombrement mais augmente le coût.
Par conséquent, il existe un besoin de proposer des solutions compactes et peu coûteuses permettant de mettre en œuvre l’adaptation d’impédance et le filtrage avec de bonnes performances.
Selon des modes de mise en œuvre et de réalisation, il est proposé d’assurer l'adaptation d'impédance et le filtrage dans un seul réseau, dans lequel l'adaptation d’impédance est assurée par un réseau à facteur de qualité minimal, afin d'obtenir la meilleure réponse sur une gamme de fréquences la plus large possible tout en maintenant un nombre d’éléments passifs aussi bas que possible; le filtrage est assuré en remplaçant des éléments passifs par des montages inductifs-capacitifs judicieusement choisis pour résonner dans les fréquences à filtrer sans modifier la transformation d'impédance dans les fréquences d’émission. Les fréquences de résonance des montages inductifs-capacitifs sont notamment choisies de manière à optimiser la taille et la réponse du réseau.
A cet égard, il est proposé selon un aspect un circuit intégré comportant un amplificateur de puissance destiné à fournir un signal dans une bande de fréquences fondamentale, une antenne, et un réseau d’adaptation et de filtrage comportant:
- un étage d’alimentation en courant continu entre un nœud de tension d’alimentation et un nœud de sortie de l’amplificateur de puissance;
- une première section entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance et un nœud intermédiaire, et
- une deuxième section entre le nœud intermédiaire et un nœud d’entrée de l’antenne,
l’étage d’alimentation en courant continu et les deux sections comportant des montages inductif-capacitif «LC» configurés pour présenter une impédance adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance dans la bande de fréquences fondamentale,
dans lequel les montages LC de l’étage d’alimentation en courant continu et de la première section sont en outre configurés pour avoir des fréquences de résonance respectivement adaptées pour atténuer des bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
Par convenance et selon l’usage conventionnel en électronique, on utilisera la notation «LC» pour désigner les termes «inductif-capacitif».
Ainsi, il est proposé un réseau d’adaptation et de filtrage à deux sections de montages LC, dans lequel tous les montages LC de l’étage d’alimentation en courant continu et de la première section sont configurés à la fois pour adapter l’impédance et pour filtrer les fréquences harmoniques.
On notera en particulier que les montages LC de l’étage d’alimentation en courant continu et de la première section sont configurés pour les fonctions simultanées d’adaptation et de filtrage, contrairement aux techniques classiques dans lesquelles un montage est dédié à l’adaptation et un autre montage, au moins partiellement distinct, est dédié au filtrage.
En conséquence, la conception selon cet aspect proposant une fusion complète des fonctions d’adaptation et de filtrage dans les montages LC de l’étage d’alimentation en courant continu et de la première section permet une réalisation du circuit intégré particulièrement compacte, sans perdre en performance ni augmenter les coûts.
Selon un mode de réalisation, les montages LC de la deuxième section comportent un montage LC configuré pour avoir une fréquence de résonance adaptée pour atténuer une bande de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale, et un élément inductif ou capacitif configuré pour ne pas introduire de résonance adaptée pour atténuer des bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
L’élément inductif ou capacitif qui n’intègre pas un montage LC dans la deuxième section est dédié à l’adaptation d’impédance, et permet en particulier de maintenir une atténuation dans les hautes fréquences.
Selon un mode de réalisation, la deuxième section comporte un montage LC en série couplé entre le nœud d’entrée de l’antenne et un nœud de masse et un élément inductif couplé entre le nœud intermédiaire et le nœud d’entrée de l’antenne, ou un montage LC en parallèle couplé entre le nœud intermédiaire et le nœud d’entrée de l’antenne et un élément capacitif couplé entre le nœud intermédiaire et un nœud de masse.
En d’autres termes, on peut prévoir la deuxième section avec un élément inductif couplé en série, dédié à l’adaptation d’impédance et permettant de filtrer les hautes fréquences, et avec un montage LC en série couplé à la masse «en shunt» pour évacuer les signaux autour de sa fréquence de résonance; ou bien en alternative avec un élément capacitif couplé «en shunt», dédié à l’adaptation d’impédance et permettant de filtrer les hautes fréquences, et avec un montage LC en parallèle couplé en série pour bloquer les signaux autour de sa fréquence de résonance.
Selon un mode de réalisation, la première section comporte un montage LC en série couplé entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance et un nœud de masse et la deuxième section comporte un montage LC en série couplé entre le nœud d’entrée de l’antenne et un nœud de masse, le montage LC en série de la deuxième section étant configuré pour avoir une fréquence de résonance supérieure à la fréquence de résonances du montage LC en série de la première section.
En effet, pour l’adaptation d’impédance, les éléments capacitifs ont usuellement une plus grande taille du côté de l’amplificateur de puissance que du côté de l’antenne. D’autre part, la fréquence de résonance d’un montage LC est inversement proportionnelle à la taille des éléments inductifs et capacitifs du montage LC. Par conséquent, ce mode de réalisation propose de positionner les fréquences de résonances de manière optimisée pour les tailles des éléments inductifs ajoutés pour faire résonner les éléments capacitifs prévus pour l’adaptation d’impédance. L’encombrement global, en particulier l’encombrement des élément inductifs des montages LC en série, est ainsi optimisé au plus faible.
Selon un mode de réalisation, l’étage d’alimentation en courant continu comporte un montage LC passe-bas en T, et la première section comporte un montage LC en parallèle couplé entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance et le nœud intermédiaire et un montage LC en série couplé entre le nœud intermédiaire et un nœud de masse.
Par «montage LC passe-bas en T», on entend un montage inductif-capacitif typique comportant deux éléments inductifs couplés en série et reliés en un nœud central, et un élément capacitif couplé entre le nœud central et la masse.
Ainsi, les montages LC en parallèles bloquent les signaux à leurs fréquences de résonance, tandis que les montages LC en série évacuent vers la masse les signaux à leurs fréquences de résonance. Le montage LC passe-bas en T introduit un filtrage additionnel par l’élément inductif couplé sur le nœud de sortie de l’amplificateur en série avec l’élément capacitif couplé à la masse.
Selon un mode de réalisation, le montage LC en parallèle de la première section est configuré pour avoir une fréquence de résonnance la plus élevée parmi les fréquences de résonnances des montages LC adaptées pour atténuer des bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
Ce mode de réalisation est particulièrement avantageux vis-à-vis d’une contrainte supplémentaire rencontrée lorsque la bande de fréquences fondamentale est prévue pour des fréquences élevées, c’est-à-dire des fréquences au-delà desquelles des éléments inductifs parasites liés aux connexions métalliques, en particulier les connexions métalliques vers la masse, ont des effets qui ne sont plus négligeables à ces fréquences, notamment dans les bandes de fréquences d’harmoniques de la bande fondamentale.
En effet, les éléments inductifs parasites dus aux connexions physiques à la masse peuvent faire résonner les éléments capacitifs couplés à la masse (par un montage parasite équivalent à un montage LC en série) à des fréquences pouvant être inferieurs à des bandes de fréquences d’harmonique, par exemple les quatrièmes et les cinquièmes harmoniques.
En conséquence, ce mode de réalisation prévoit d’atténuer les bandes de fréquences des quatrièmes et cinquièmes harmoniques par la fréquence de résonance du montage LC en parallèle de la première section, qui ne subit pas les problèmes d’inductances parasites sur les connexions à la masse.
Par ailleurs, la fréquence de résonance du ou des montage(s) LC en série dans chaque section (la première et la deuxième) peuvent être choisies de façon à être réparties dans les bandes de fréquences d’harmoniques restantes à atténuer (par exemples les deuxièmes et troisièmes harmoniques), de manière à introduire un élément inductif de taille minimale en combinaison avec un élément capacitif prévu pour l’adaptation d’impédance.
En effet, étant donné que la valeur de l’élément inductif nécessaire pour faire résonner un élément capacitif est inversement proportionnelle à la valeur capacitive et au carré de la fréquence de résonance, on associe avantageusement les plus grandes fréquences de résonance aux plus petites valeurs capacitives, pour minimiser la valeur de l’élément inductif à ajouter.
Cela permet là encore d’optimiser l’encombrement global en positionnant les fréquences de résonances de manière optimisée pour les tailles des éléments inductifs permettant la fonction de filtrage dans chaque section.
A cet égard, selon un mode de réalisation, les montages LC sont configurés selon au moins l’un des critères suivants:
- le montage LC passe-bas en T de l’étage d’alimentation en courant continu est configuré pour avoir une fréquence de résonance dans une moitié de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques;
- le montage LC en série de la première section est configuré pour avoir une fréquence de résonance dans l’autre moitié de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques;
- le montage LC en série de la deuxième section est configuré pour avoir une fréquence de résonance dans la bande de fréquences des troisièmes harmoniques;
- le montage LC en parallèle de la première section est configuré pour avoir une fréquence de résonance soit entre la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques et la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques, soit dans une portion commune de la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques et de la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques.
Ce mode de réalisation propose des possibilités de positionnement des fréquences de résonance permettant d’optimiser l’encombrement global, et pour des performances optimales.
En particulier, on notera le positionnement de la fréquence de résonance du montage LC en parallèle de la première section (et non du montage LC en série de la deuxième section) dans la bande de fréquences des quatrièmes et cinquièmes harmoniques. Ce positionnement permet avantageusement d’éviter d’éventuels problèmes dus à des éléments inductifs parasites liés au connexions métalliques (surtout celles vers la masse), dont les effets ne sont plus négligeables quand on augmente la fréquence, notamment dans les bandes de fréquences des quatrièmes et cinquièmes harmoniques.
Selon un autre aspect, il est proposé un procédé d’adaptation d’impédance et de filtrage entre une sortie d’un amplificateur de puissance fournissant un signal dans une bande de fréquences fondamentale et une antenne, comprenant un dimensionnement d’un réseau d’adaptation virtuel comportant:
- un étage d’alimentation en courant continu entre un nœud de tension d’alimentation et un nœud de sortie de l’amplificateur de puissance;
- une première section entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance et un nœud intermédiaire, et
- une deuxième section entre le nœud intermédiaire et un nœud d’entrée de l’antenne,
l’étage d’alimentation en courant continu comportant un élément inductif, la première section et la deuxième section comportant un élément inductif et un élément capacitif, le dimensionnement étant réalisé de manière à présenter une impédance adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance dans la bande de fréquences fondamentale,
dans lequel le procédé comprend une réalisation d’un réseau d’adaptation et de filtrage réel comprenant un remplacement de l’élément inductif de l’étage d’alimentation en courant continu, et des éléments inductif et capacitif de la première section du réseau d’adaptation virtuel, par des montages inductifs-capacitifs «LC» respectifs, configurés pour présenter une impédance équivalente adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance dans la bande de fréquences fondamentale, et en outre pour avoir des fréquences de résonance respectivement adaptées pour atténuer des bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
Le procédé selon cet aspect propose un dimensionnement d’un réseau d’adaptation d’impédance virtuel, ne prévoyant pas la fonction de filtrage, afin de dimensionner les besoins pour l’adaptation d’impédance dans un premier temps.
Par «virtuel», on entend par exemple «qui existe à l'état de simple possibilité ou d'éventualité, mais pas à l’état de réalisation matérielle», comme en particulier en tant qu’intermédiaire de calculs.
Dans un second temps, le filtrage est ensuite introduit dans le réseau d’adaptation et de filtrage réel, par opposition à «virtuel», c’est-à-dire par exemple «qui existe effectivement pour la mise en œuvre de l’adaptation et le filtrage sur un signal d’émission». Le réseau d’adaptation et de filtrage réel est obtenu en remplaçant les éléments virtuels par des élément réels équivalents pour les besoins de l’adaptation d’impédance, et présentant en sus leurs fonctions de filtrage.
Ce procédé permet de réaliser en pratique, pour toute réalisation de l’amplificateur de puissance et de l’antenne, la fusion complète des fonctions d’adaptation et de filtrage dans les montages LC de la première section et de la deuxième section de manière compacte, performante et peu coûteuse.
Selon un mode de mise en œuvre, ladite réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel comprend un remplacement de l’élément inductif ou de l’élément capacitif de la deuxième section du réseau d’adaptation virtuel, par un montage inductif-capacitif «LC», configuré pour présenter une impédance équivalente adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance dans la bande de fréquences fondamentale, et en outre pour avoir une fréquence de résonance adaptées pour atténuer une bande de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
Selon un mode de mise en œuvre, la deuxième section du réseau d’adaptation virtuel comporte un élément inductif couplé entre le nœud intermédiaire et le nœud d’entrée de l’antenne et un élément capacitif couplé entre le nœud d’entrée de l’antenne et un nœud de masse, et dans lequel ladite réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel comprend un remplacement de l’élément capacitif pas un montage LC en série, ou un remplacement de l’élément inductif par un montage LC en parallèle.
Selon un mode de mise en œuvre, la réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel comprend un remplacement des éléments capacitifs du réseau d’adaptation virtuel, par des montages LC en série dans la première section et la deuxième section, et dans lequel la fréquence de résonnance du montage LC en série de la deuxième section est choisie supérieure à la fréquence de résonances du montage LC en série de la première section.
Selon un mode de mise en œuvre, la première section du réseau d’adaptation virtuel comporte un élément inductif couplé entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance et le nœud intermédiaire et un élément capacitif couplé entre le nœud intermédiaire et un nœud de masse,
et dans lequel ladite réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel comprend un remplacement de l’élément inductif de l’étage d’alimentation en courant continu du réseau d’adaptation virtuel par un montage LC passe-bas en T, et un remplacement de l’élément inductif de la première section par un montage LC en parallèle, et de l’élément capacitif de la première section par un montage LC en série.
Selon un mode de mise en œuvre, la fréquence de résonnance du montage LC en parallèle de la première section est choisie la plus élevée parmi les fréquences de résonnances des montages LC adaptées pour atténuer des bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
Selon un mode de mise en œuvre, la réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel est faite selon au moins l’un des critères suivants:
- le montage LC en T de l’étage d’alimentation en courant continu a une fréquence de résonance dans une moitié de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques;
- le montage LC en série de la première section a une fréquence de résonance dans l’autre moitié de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques;
- le montage LC en série de la deuxième section a une fréquence de résonance dans la bande de fréquences des troisièmes harmoniques;
- le montage LC en parallèle de la première section a une fréquence de résonance soit entre la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques et la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques, soit dans une portion commune de la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques et de la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques.
D’autres avantages et caractéristiques de l’invention apparaîtront à l’examen de la description détaillée de modes de réalisation et de mise en œuvre, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels:
illustrent des modes de réalisation et de mise en œuvre de l’invention.
La illustre un réseau d’adaptation et de filtrage MFN entre un nœud de sortie d’un amplificateur de puissance PA et un nœud d’entrée d’une antenne ANT, par exemple réalisé de façon intégrée dans un circuit intégré.
L’amplificateur de puissance PA est configuré pour fournir un signal d’émission dans une bande de fréquences fondamentale, en particulier des fréquences radio adaptées pour des communications sans fil, telles que par exemple des télécommunications du type 4G, 5G ou LTE, Wifi ou encore Bluetooth.
Le réseau d’adaptation et de filtrage MFN comporte deux sections d’adaptation et de filtrage SCT1, SCT2, et un étage d’alimentation en courant continu DCFD.
L’étage d’alimentation en courant continu DCFD comporte deux éléments inductifs L11, L12 en série entre une borne de tension d’alimentation VCC et le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA, et un élément capacitif de découplage entre la borne de tension d’alimentation VCC et une borne de tension de référence de masse GND.
L’étage d’alimentation en courant continu DCFD permet d’une part de fournir le niveau de tension et le courant nécessaires au réseau d’adaptation et filtrage MFN à partir du nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA.
Les éléments inductifs en série L31, L32 sont configurés pour présenter la partie imaginaire de l’impédance idéale de l’amplificateur de puissance PA sur le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA.
L’étage d’alimentation en courant continu DCFD comporte en outre un autre élément capacitif C3 couplé sur un nœud central entre les deux éléments inductifs L11, L12 et la masse GND, de manière à former un montage en T passe-bas 30. Un montage en T passe-bas est une structure classique de filtre LC, ainsi nommée en raison de la forme de son schéma électrique comparable à la lettre T.
Le montage inductif-capacitif passe-bas en T 30 n’a pas d’incidence sur la fonction d’alimentation de l’étage DCFD, mais introduit un effet de court-circuit à la masse, usuellement «shunt» en anglais, pour les signaux à sa fréquence de résonance.
En fait, on peut considérer que le premier élément inductif L31 et l’élément capacitif C30 constituent un montage LC en série monté entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA et la masse GND, ainsi adapté pour atténuer le signal d’émission à la fréquence résonance.
Le montage LC en T 30, en particulier les éléments L31 et C30, est configuré pour avoir une fréquence de résonance adaptée pour atténuer une bande de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
Les harmoniques sont des fréquences égales à des multiples entiers de la fréquence fondamentale du signal d’émission.
La première section SCT1 se situe entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA et un nœud intermédiaire N1, la deuxième section SCT2 se situe entre le nœud intermédiaire N1 et un nœud d’entrée de l’antenne ANT.
Chacune des deux sections SCT1, SCT2 comporte des éléments inductifs et des éléments capacitifs, c’est-à-dire des montages inductifs-capacitifs que l’on désigne par commodité et conventionnellement montages «LC».
Les montages LC des deux sections SCT1, SCT2 sont configurés pour présenter une impédance adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance PA dans la bande de fréquences fondamentale.
L’impédance est adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance PA en ce qu’à cette impédance, l’amplificateur fournit à l’antenne la puissance désirée avec le meilleur rendement possible.
En outre, les montages LC de la première section SCT1 et de la deuxième section SCT2 sont eux-aussi configurés pour avoir des fréquences de résonance respectivement adaptées pour atténuer des bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
En particulier, la première section SCT1 comporte un montage LC en parallèle 11 couplé entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA et le nœud intermédiaire N1, ainsi qu’un montage LC en série 12 couplé entre le nœud intermédiaire N1 et un nœud de masse GND.
La deuxième section SCT2 comporte un élément inductif L2 couplé entre le nœud intermédiaire N1 et le nœud d’entrée de l’antenne ANT, ainsi qu’un montage LC en série 22 couplé entre le nœud d’entrée de l’antenne ANT et le nœud de masse GND.
L’élément inductif L2 n’est pas intégré à un montage LC résonant assurant une fonction de filtrage sur une fréquence de résonance, mais permet néanmoins de maintenir une atténuation dans les hautes et très hautes fréquences. L’élément inductif L2 de la deuxième section est en particulier dédié à l’adaptation d’impédance.
En alternative (non représentée), la deuxième section SCT2 peut comporter un élément capacitif couplé entre le nœud d’entrée de l’antenne ANT et le nœud de masse GND, ainsi qu’un montage LC en parallèle couplé entre le nœud intermédiaire N1 et le nœud d’entrée de l’antenne ANT.
L’élément capacitif de cette alternative n’est pas intégré à un montage LC résonant assurant une fonction de filtrage sur une fréquence de résonance, mais permet néanmoins de maintenir une atténuation dans les hautes et très hautes fréquences. L’élément capacitif de la deuxième section selon cette alternative est en particulier dédié à l’adaptation d’impédance.
On notera qu’un condensateur de couplage CC est prévu de façon classique entre le nœud d’entrée de l’antenne et l’antenne ANT, afin de bloquer la composante continue de la tension, et sa valeur capacitive est choisie suffisamment grande pour avoir un impact négligeable sur l’adaptation d’impédance.
Ainsi, le montage LC en parallèle 11 de la première section SCT1 bloque la transmission des signaux à sa fréquence de résonances le long de la voie série allant de la sortie de l’amplificateur de puissance PA à l’antenne ANT, par l’intermédiaire du nœud intermédiaire N1. De même pour le montage LC en parallèle de la deuxième section SCT2, dans le cas de l’alternative mentionnée ci-dessus.
Et, les montages LC en série 12, 22 évacuent vers la masse GND (usuellement «shunt» en anglais) les signaux à leurs fréquences de résonances circulants de la sortie de l’amplificateur de puissance PA à l’antenne ANT, par l’intermédiaire du nœud intermédiaire N1.
Selon un exemple de réalisation avantageux, le montage LC en parallèle 11 est configuré de manière duale pour d’une part avoir une impédance équivalente correspondant à une impédance d’un élément inductif destiné à ladite adaptation d’impédance dans la bande de fréquences fondamentale ( ), et d’autre part pour avoir une fréquence de résonance f11, ( ) choisie dans l’une des bandes de fréquences d’harmoniques ( ).
De façon analogue, chaque montage LC en série 12, 22 est avantageusement configuré de manière duale pour d’une part avoir une impédance équivalente correspondant à une impédance d’un élément capacitif destiné à ladite adaptation d’impédance dans la bande de fréquences fondamentale ( ), et pour avoir une fréquence de résonance f12, f22 ( ) choisie dans l’une des bandes de fréquences d’harmoniques ( ) permettant de minimiser la valeur inductive du montage LC en série à cette impédance équivalente.
On notera en particulier que chaque montage LC 11, 12, 30 de l’étage d’alimentation en courant continu DCFD et de la première section SCT1 est dans son entièreté configuré simultanément pour les fonctions d’adaptation et de filtrage. C’est-à-dire qu’il n’y a pas de composant dans les montages LC de l’étage d’alimentation en courant continu DCFD et de la première section SCT1 qui ne sont dédiés qu’à la fonction d’adaptation d’impédance ou qu’à la fonction de filtrage.
En effet, l’élément capacitif de découplage entre la tension d’alimentation VCC et la masse GND (ainsi que l’élément capacitif CC entre le nœud d’entrée de l’antenne et l’antenne ANT), sont usuellement toujours prévus et peuvent être considérés distinctement du circuit du réseau d’adaptation et de filtrage MFN.
Par ailleurs la deuxième section SCT2 comporte d’une part un montage LC 22 qui est dans son entièreté configuré simultanément pour les fonctions d’adaptation et de filtrage, et distinctement un élément inductif L2 dédié à l’adaptation d’impédance seulement, permettant néanmoins de filtrer les hautes fréquences.
Dans l’alternative susmentionnée, l’élément inductif L2 peut être remplacé par un montage LC en parallèle qui est dans son entièreté configuré simultanément pour les fonctions d’adaptation et de filtrage, et le montage LC en série 22 peut être remplacé par un élément capacitif distinctement dédié à l’adaptation d’impédance seulement, permettant néanmoins de filtrer les hautes fréquences.
Dans une autre alternative (non représentée), la deuxième section SCT2 pourrait comprendre l’élément inductif L2 couplé entre le nœud intermédiaire N1 et le nœud d’entrée de l’antenne ANT, et un élément capacitif couplé entre le nœud d’entrée de l’antenne ANT et la masse GND, tous deux dédiés à l’adaptation d’impédance seulement. Cette autre alternative peut permettre d’améliorer le filtrage des hautes fréquences, en contrepartie d’un pic d’atténuation à une fréquence de résonance en moins, c’est-à-dire une moins bonne sélectivité de l’atténuation des fréquences harmoniques.
On se réfère aux figures 2 à 4 pour présenter un procédé avantageux de dimensionnement des éléments inductifs et des éléments capacitifs du réseau d’adaptation d’impédance et de filtrage MFN décrit ci-avant en relation avec la .
La illustre un réseau d’adaptation virtuel MN0 qui va servir de base de référence pour dimensionner les éléments inductifs et capacitifs du réseau d’adaptation et de filtrage MFN décrit en relation avec la .
Le réseau d’adaptation MN0 est qualifié de «virtuel» car ce réseau n’a qu’une vocation calculatoire pour dimensionner les besoins pour l’adaptation d’impédance. Les résultats du dimensionnement vont servir de base de calcul pour évaluer les composants effectivement réalisés pour mettre en œuvre l’adaptation et le filtrage par le réseau MFN décrit en relation avec la .
Le réseau d’adaptation virtuel MN0 comporte deux sections d’adaptation virtuelles SCT01, SCT02, et un étage d’alimentation en courant continu virtuel DCFD0.
Les deux sections virtuelles SCT01, SCT02 comportent chacune un élément inductif sur la voie série allant du nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA jusqu’au nœud d’entrée de l’antenne ANT, via le nœud intermédiaire N1, ainsi qu’un élément capacitif couplé à la masse GND, en «shunt», et sur le nœud intermédiaire N1 et le nœud d’entrée d’antenne ANT.
Le réseau d’adaptation virtuel MN0 correspond ainsi à un réseau passe-bas à facteur de qualité minimum en deux sections SCT01, SCT02 prévu pour adapter l’impédance entre la sortie de l’amplificateur de puissance PA et l’antenne ANT.
On se réfère à la .
La représente un abaque de Smith normalisé par l’impédance de l’antenne ANT, de sorte que l’impédance de l’antenne RANT est située au centre de l’abaque de Smith.
Le dimensionnement est réalisé de manière à transformer l’impédance de l’antenne RANT jusqu’à l’impédance idéale de l’amplificateur de puissance RPA.
Pour cela, une impédance intermédiaire R1 est calculée par moyenne géométrique entre l’impédance de l’antenne RANT et l’impédance idéale RPA présentée sur le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA.
C’est-à-dire: R1 = (RA x RL)1/2
En toute rigueur, le calcul est fait avec RPA étant l'inverse de la partie réelle de l'admittance présentée au nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA, et RANT étant l'inverse de la partie réelle de l'admittance présentée par l'antenne ANT.
L’impédance intermédiaire R1, correspond à l’impédance (en toute rigueur l'inverse de la partie réelle de l’admittance) qui serait présentée sur le nœud intermédiaire N1 du réseau d’adaptation virtuel MN0.
Les valeurs des éléments capacitifs C0et des éléments inductifs L0( ) sont dérivées pour chaque section SCT01, SCT02 (ou SCTk - ) par lecture de l’abaque de Smith, et par les équations EQ1 et EQ2 définies en relation avec la .
EQ1:
EQ2:
Avec ω la pulsation à une fréquence (f0) choisie dans la bande de fréquences fondamentale, RLl’impédance (en toute rigueur l'inverse de la partie réelle de l'admittance) présentée à gauche de chaque section SCTk, k∈[01; 02], et RGl’impédance (en toute rigueur l'inverse de la partie réelle de l'admittance) présentée à droite de chaque section SCTk, tel qu’illustré par la .
La partie imaginaire de l'admittance de la charge sur le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA est faite par l'élément inductif L3 de l’étage d'alimentation en courant continu virtuel DCFD0, par lequel l’amplificateur de puissance PA est alimenté.
Le procédé comprend ensuite une réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel MFN, tel que décrit précédemment en relation avec la , à partir des éléments inductifs L0 et capacitifs C0 ainsi dimensionnés dans chaque section SCT01, SCT02 du réseau d’adaptation virtuel MN0.
On se réfère à cet égard aux figures 1 et 2.
La réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel MFN comprend un remplacement de l’élément inductif L3 de l’étage d’alimentation en courant continu virtuel DCFD0 par un montage LC 30, un remplacement des éléments inductif et capacitif de la première section virtuelle SCT01 par des montages LC respectifs 11, 12. Les montages LC 30, 11, 12 sont configurés pour présenter une impédance équivalente à l’impédance adaptée du réseau d’adaptation virtuel MN0 dans la bande de fréquences fondamentale, et en outre pour avoir des fréquences de résonance f30, f11, f12 ( ) respectivement adaptées pour atténuer des bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
En outre, la réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel MFN comprend avantageusement un remplacement de l’élément capacitif (ou, en alternative, un remplacement de l’élément inductif) de la deuxième section virtuelle SCT02 par un montages LC, lui aussi configuré pour présenter une impédance équivalente à l’impédance adaptée du réseau d’adaptation virtuel MN0 dans la bande de fréquences fondamentale, et en outre pour avoir une fréquence de résonance f22 ( ) adaptée pour atténuer une bande de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
En particulier, le ou les élément(s) inductif(s) L0du réseau d’adaptation virtuel MN0 est (sont) remplacé(s) par un (des) montage(s) LC en parallèle 11, ayant la même impédance à une fréquence f0choisie à l'intérieur de la bande de fréquences fondamentale, et une fréquence de résonance frrespective.
D’une part, la valeur inductive L31 est choisie avec la valeur capacitive C30 de façon à positionner à une valeur souhaitée la fréquence de résonance du filtre LC («shunt» série L31, C30) vu depuis le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance PA.
D’autre part, les valeurs inductives L31, L32 des éléments inductifs du montage LC en T 30, ainsi que la valeur capacitive C30 du montage LC en T 30, sont choisies, conjointement à la résonnance dans la bande choisie, pour présenter une partie imaginaire de l’admittance équivalente égale à celle voulue pour l’adaptation d’impédance au nœud de sortie du PA, c’est-à-dire pour que l’ensemble du montage LC en T 30 ait une impédance dans la bande de fréquences fondamentale équivalente à l’impédance de l’élément inductif L3 du réseau virtuel MN0.
Les valeurs inductives L et les valeurs capacitives C des composants du ou des montage(s) LC en parallèle 11 sont données, pour chaque section SCT1 (SCT2), par les équations EQ3 et EQ4.
EQ3:
EQ4:
Avec L0la valeur inductive de l’élément inductif respectivement remplacé dans chaque section SCT01 (SCT02), f0une fréquence dans la bande de fréquences fondamentale, et frla fréquence de résonance du montage LC en parallèle respectif.
Et en particulier, (le ou) les éléments capacitifs C0du réseau d’adaptation virtuel MN0 sont remplacés par des montages LC en série 12, 22, ayant la même impédance à une fréquence f0choisie à l'intérieur de la bande de fréquences fondamentale, et une résonance à une fréquence de résonance frrespective.
Les valeurs capacitives C et les valeurs inductives L des composants des montages LC en série 12, 22 sont données, pour chaque section SCT1, SCT2, par les équations EQ5 et EQ6
EQ5:
EQ6:
Avec C0la valeur capacitive de l’élément capacitif respectivement remplacé dans chaque section SCT01, SCT02, f0une fréquence dans la bande de fréquences fondamentale, et frla fréquence de résonance du montage LC en parallèle respectif.
Les fréquences de résonance frsont choisies de manière à atténuer des bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
On se réfère à la .
La représente des résultats du réseau d’adaptation et de filtrage MFN tel que décrit en relation avec la et obtenu tel que décrit en relation avec les figures 2 à 4, avec un positionnement des fréquences de résonance (fr) f11, f12, f22, f30 avantageux.
Le graphique 51 représente le gain en transmission du réseau d’adaptation et de filtrage MFN, le graphique 52 représente le gain en transmission du réseau MFN dans la bande de fréquences fondamentales FB, le graphique 53 représente la partie réelle de l’impédance du réseau MFN dans la bande de fréquences fondamentale FB, et le graphique 54 représente la partie imaginaire de l’impédance du réseau MFN dans la bande de fréquences fondamentale FB.
La fréquence de résonance du montage LC en parallèle 11 de la première section SCT1 est notée f11, la fréquence de résonance du montage LC en série 12 de la première section SCT1 est notée f12, la fréquence de résonance du montage LC en série 22 de la deuxième section SCT2 est notée f22, et la fréquence de résonance du montage LC en T 30 de l’étage d’alimentation en courant continu DCFD est notée f30 (en référence à la ). On désignera les différentes fréquences de résonances directement par leurs références respectives.
Dans un exemple avantageux, la fréquence de résonance f30 est positionnée dans une moitié, par exemple la moitié supérieure, de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques HB2.
La fréquence de résonance f12 est positionnée dans l’autre moitié, par exemple la moitié inférieure, de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques HB2.
La fréquence de résonance f22 est positionnée dans la bande de fréquences des troisièmes harmoniques HB3.
La fréquence de résonance f11 est positionnée entre la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques HB4 et la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques HB5, c’est-à-dire, en cas de recouvrement des bandes de fréquences des quatrièmes harmoniques HB4 et des cinquièmes harmoniques HB5, dans la portion commune desdites bandes HB4 et HB5.
Cela permet d’une part de fournir plus de 35dB d'atténuation jusqu’à la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques HB4 et plus de 25 dB à la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques HB5.
En outre, cet exemple correspond à une optimisation en matière d’encombrement de la réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage MFN et en matière de performances pour des fréquences d’émission élevée.
D’une part, dans le cas où la bande de fréquences fondamentale est élevée au point que des éléments inductifs parasites liés aux connexions métalliques vers la masse ont des effets qui ne sont pas négligeables dans certaines bandes de fréquences d’harmoniques (typiquement les quatrièmes et cinquièmes harmoniques), alors le filtrage de ces bandes de fréquences d’harmoniques ne peut pas être fait avec un montage LC en série couplé à la masse.
En conséquence, on prévoit tout d’abord d’atténuer les bandes de fréquences des quatrièmes et cinquièmes harmoniques par la fréquence de résonance du montage LC en parallèle 11 de la première section SCT1, sans tenir compte de l’encombrement introduit car les montages LC en parallèle sont les seules options qui ne subissent pas les problèmes d’inductances parasites sur les connexions à la masse.
D’autre part, étant donné que les éléments inductifs ont une taille et un encombrement beaucoup plus grand que les éléments capacitifs dans ce type de réalisation; que les éléments capacitifs C0couplées à la masse dans le réseau d’adaptation virtuel MN0 ont des valeurs plus faible près de l’antenne ANT et plus élevées près de l’amplificateur de puissance PA; et que la valeur de l’élément inductif nécessaire pour faire résonner un élément capacitif est inversement proportionnelle à la valeur capacitive et au carré de la fréquence de résonnance; ce sont les éléments inductifs ajoutés pour faire résonner les éléments capacitifs en série qu’il convient de minimiser.
On associe donc d’abord la plus petite valeur capacitive C0à la plus grande fréquence de résonance restante, dans cet exemple la bande de fréquences des troisièmes harmoniques HB3. Cela permet de minimiser la valeur de l’élément inductif L, déterminée par l’équation EQ6, du montage LC en série 22 de la deuxième section SCT2.
Ensuite, on choisit de faire résonner l’élément capacitif de la première section SCT01 du réseau virtuel MN0 dans la bande de fréquences d’harmoniques la plus haute qui n’est pas encore filtrée, c’est-à-dire la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques HB2. Cela permet de minimiser la valeur de l’élément inductif L, déterminée par l’équation EQ6, du montage LC en série 12 de la première section SCT1, tout en couvrant additionnellement la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques HB2.
Ainsi l’ensemble des deux éléments inductifs des montages LC en série 12, 22 des deux sections SCT1, SCT2 présente un encombrement global minimal, tout en présentant des fréquences de résonances respectivement réparties de façon adaptée pour atténuer les bandes de fréquences d’harmoniques qui ne sont pas atténuées par le montage LC en parallèle de la première section HB3, HB2.
On peut alors positionner plus librement la fréquence de résonnance du montage LC en T 30 dans la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques HB2, puisque l’encombrement supplémentaire des éléments capacitif ajoutés est petit par rapport à l’encombrement des élément inductifs, en particulier par rapport au gain en encombrement obtenu par l’optimisation des éléments inductifs des montages LC en série 12, 22.
L’inductance de la deuxième section SCT2 n’est pas remplacée par un montage LC résonnant, afin de maintenir un certain niveau d’atténuation sur les hautes fréquences, ce qui permet d’obtenir les meilleurs résultats dans cette configuration.
Le graphique 52 montre que la perte maximale dans la bande fondamentale FB est de l’ordre de 1,6dB dans cet exemple.
Les graphiques 53 et 54 montrent que, dans cet exemple, la partie réelle de l’impédance est contenue à sensiblement 10% autour de par exemple 3,5 ohms, et que la partie imaginaire est elle aussi bien contenue à sensiblement 10 pF (pico farads).
En alternative à cet exemple, dans le cas où la bande de fréquences fondamentale n’est pas élevée au point de rencontrer le problème des inductances parasites dans les connexion métalliques à la masse; alors les fréquences de résonance f12, f22 peuvent d’abord être choisies pour chaque montage LC en série de manière à être réparties dans différentes bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale, et de sorte que les montages LC en série remplaçant les éléments capacitifs du réseau d’adaptation virtuel ayant les plus petites valeurs capacitives, ont les plus grandes fréquences de résonances.
En d’autres termes, on peut associer d’abord la plus petite valeur capacitive C0aux plus grandes fréquences de résonance voulues, c’est-à-dire dans cette alternative, les bandes de fréquences des quatrièmes et cinquièmes harmoniques HB4, HB5; puis on choisit de faire résonner l’autre élément capacitif (i.e. l’élément capacitif de la première section SCT01 du réseau virtuel MN0) dans la bande de fréquences d’harmoniques la plus haute qui n’est pas encore filtrée, c’est-à-dire dans cette alternative la bande de fréquences des troisièmes harmoniques HB3.
Ensuite, les fréquences de résonance sont choisies pour chaque montage LC en parallèle et le montage LC passe-bas en T de manière à être réparties, avec les fréquences de résonnances des montages LC en série, dans différentes bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale. Ces derniers choix ne sont pas particulièrement contraints en matière d’encombrement, puisque l’encombrement supplémentaire des éléments capacitif ajoutés est petit par rapport à l’encombrement des élément inductifs.
Ainsi, il a été décrit une technique d’adaptation et de filtrage avantageuse à la fois en matière de taille et de performance, avec des montages de composants passif très peu coûteux.
En récapitulative, l'adaptation est effectuée par un filtre passe-bas à deux sections SCT01, SCT02 à facteur de qualité minimum pour fournir la partie réelle de la transformation d'impédance.
La partie imaginaire de l'impédance optimale de l'amplificateur de puissance est réalisée par l’élément inductif L3 de l’étage d'alimentation en courant continu DCFD0.
Un élément capacitif de couplage CC est ajouté avant l'antenne pour bloquer la tension continue. Sa valeur est choisie suffisamment grande pour avoir peu d'impact sur la transformation de l'impédance.
Le rejet (filtrage) des harmoniques est assuré par le remplacement des éléments inductifs en série par des montages LC en parallèle 11, et par le remplacement du condensateur «shunt» par des montages LC en série 12, 22. La réactance équivalente des montages LC est maintenue égale à la réactance de l'élément qu'ils remplacent respectivement, dans la bande de fréquences fondamentale.
L’élément inductif L3 de l’étage d’alimentation en courant continu DCFD est également remplacé par un montage LC passe-bas en T 30 pour fournir un filtrage supplémentaire à la fréquence de résonance un montage LC en T 30.
Les fréquences de résonance des montages LC sont avantageusement choisies de la manière suivante:
- Le montage LC en T, sur la sortie de l’amplificateur de puissance, introduit un court-circuit dans la partie supérieure (possiblement la partie inférieure) de la bande des deuxièmes harmoniques;
- Le premier montage LC en parallèle bloque entre et dans les bandes des quatrièmes et des cinquièmes harmoniques;
- Le premier montage LC en série «shunt», du côté de la sortie de l’amplificateur de puissance, évacue les fréquences dans la partie inférieure (possiblement la partie supérieure) de la bande des deuxièmes harmoniques;
- Le deuxième montage LC en série «shunt», évacue les fréquences dans la bande des troisièmes harmoniques.
- L’élément inductif de la dernière section, du côté de l’antenne, n’est pas remplacé par un circuit résonnant afin de fournir une atténuation pour les harmoniques d'ordre plus élevé, c’est-à-dire supérieur à cinq.

Claims (14)

  1. Circuit intégré comportant un amplificateur de puissance (PA) destiné à fournir un signal dans une bande de fréquences fondamentale, une antenne (ANT), et un réseau d’adaptation et de filtrage (MFN) comportant:
    - un étage d’alimentation en courant continu (DCFD) entre un nœud de tension d’alimentation (VCC) et un nœud de sortie de l’amplificateur de puissance (PA);
    - une première section (SCT1) entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance (PA) et un nœud intermédiaire (N1), et
    - une deuxième section (SCT2) entre le nœud intermédiaire (N1) et un nœud d’entrée de l’antenne (ANT),
    l’étage d’alimentation en courant continu (DCFD) et les deux sections comportant des montages inductif-capacitif «LC» configurés pour présenter une impédance adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance (PA) dans la bande de fréquences fondamentale,
    dans lequel les montages LC de l’étage d’alimentation en courant continu (DCFD) et de la première section (SCT1) sont en outre configurés pour avoir des fréquences de résonance respectivement adaptées pour atténuer des bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
  2. Circuit intégré selon la revendication 1, dans lequel les montages LC de la deuxième section (SCT2) comportent un montage LC (22) configuré pour avoir une fréquence de résonance adaptée pour atténuer une bande de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale, et un élément inductif (L2) ou capacitif configuré pour ne pas introduire de résonance positionnée dans une bande de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
  3. Circuit intégré selon la revendication 2, dans lequel la deuxième section (SCT2) comporte un montage LC en série (22) couplé entre le nœud d’entrée de l’antenne (ANT) et un nœud de masse (GND) et un élément inductif (L2) couplé entre le nœud intermédiaire (N1) et le nœud d’entrée de l’antenne (ANT), ou un montage LC en parallèle couplé entre le nœud intermédiaire (N1) et le nœud d’entrée de l’antenne (ANT) et un élément capacitif couplé entre le nœud intermédiaire (N1) et un nœud de masse (GND).
  4. Circuit intégré selon la revendication 3, dans lequel la première section (SCT1) comporte un montage LC en série (12) couplé entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance (PA) et un nœud de masse (GND) et la deuxième section (SCT2) comporte un montage LC en série (22) couplé entre le nœud d’entrée de l’antenne (ANT) et un nœud de masse (GND), le montage LC en série (22) de la deuxième section (SCT2) étant configuré pour avoir une fréquence de résonance (f22) supérieure à la fréquence de résonances (f12) du montage LC en série (12) de la première section (SCT1).
  5. Circuit intégré selon l’une des revendications précédentes, dans lequel l’étage d’alimentation en courant continu (DCFD) comporte un montage LC passe-bas en T, et la première section (SCT1) comporte un montage LC en parallèle (11) couplé entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance (PA) et le nœud intermédiaire (N1) et un montage LC en série (12) couplé entre le nœud intermédiaire (N1) et un nœud de masse (GND).
  6. Circuit intégré selon la revendication 5, dans lequel le montage LC en parallèle (11) de la première section (SCT1) est configuré pour avoir une fréquence de résonnance (f11) la plus élevée parmi les fréquences de résonnances des montages LC adaptées pour atténuer des bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
  7. Circuit intégré selon l’une des revendications précédentes prise en combinaison avec les revendications 3 et 5, dans lequel les montages LC sont configurés selon au moins l’un des critères suivants:
    - le montage LC passe-bas en T (30) de l’étage d’alimentation en courant continu (DCFD) est configuré pour avoir une fréquence de résonance (f30) dans une moitié de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques (HB2);
    - le montage LC en série (12) de la première section (SCT1) est configuré pour avoir une fréquence de résonance (f12) dans l’autre moitié de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques (HB2);
    - le montage LC en série (22) de la deuxième section (SCT2) est configuré pour avoir une fréquence de résonance (f22) dans la bande de fréquences des troisièmes harmoniques (HB3);
    - le montage LC en parallèle (11) de la première section (SCT1) est configuré pour avoir une fréquence de résonance (f11) soit entre la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques (HB4) et la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques (HB5), soit dans une portion commune de la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques (HB4) et de la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques (HB5).
  8. Procédé d’adaptation d’impédance et de filtrage entre une sortie d’un amplificateur de puissance (PA) fournissant un signal dans une bande de fréquences fondamentale et une antenne (ANT), comprenant un dimensionnement d’un réseau d’adaptation (MN0) virtuel comportant:
    - un étage d’alimentation en courant continu (DCFD0) entre un nœud de tension d’alimentation (VCC) et un nœud de sortie de l’amplificateur de puissance (PA);
    - une première section (SCT01) entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance (PA) et un nœud intermédiaire (N1), et
    - une deuxième section (SCT02) entre le nœud intermédiaire (N1) et un nœud d’entrée de l’antenne (ANT),
    l’étage d’alimentation en courant continu (DCFD0) comportant un élément inductif (L3), la première section (SCT01) et la deuxième section (SCT02) comportant un élément inductif et un élément capacitif, le dimensionnement étant réalisé de manière à présenter une impédance adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance (PA) dans la bande de fréquences fondamentale,
    dans lequel le procédé comprend une réalisation d’un réseau d’adaptation et de filtrage réel (MFN) comprenant un remplacement de l’élément inductif (L3) de l’étage d’alimentation en courant continu (DCFD0), et des éléments inductif et capacitif de la première section (SCT01) du réseau d’adaptation virtuel (MN0), par des montages inductifs-capacitifs «LC» respectifs (30, 11, 12), configurés pour présenter une impédance équivalente adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance (PA) dans la bande de fréquences fondamentale, et en outre pour avoir des fréquences de résonance (f30, f11, f12) respectivement adaptées pour atténuer des bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
  9. Procédé selon la revendication 8, dans lequel ladite réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel (MFN) comprend un remplacement de l’élément inductif ou de l’élément capacitif de la deuxième section (SCT02) du réseau d’adaptation virtuel (MN0), par un montage inductif-capacitif «LC» (22), configuré pour présenter une impédance équivalente adaptée à la sortie de l’amplificateur de puissance (PA) dans la bande de fréquences fondamentale, et en outre pour avoir une fréquence de résonance (f22) adaptées pour atténuer une bande de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
  10. Procédé selon la revendication 9, dans lequel la deuxième section (SCT02) du réseau d’adaptation virtuel (MN0) comporte un élément inductif couplé entre le nœud intermédiaire (N1) et le nœud d’entrée de l’antenne (ANT) et un élément capacitif couplé entre le nœud d’entrée de l’antenne (ANT) et un nœud de masse (GND), et dans lequel ladite réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel (MFN) comprend un remplacement de l’élément capacitif par un montage LC en série (22), ou un remplacement de l’élément inductif par un montage LC en parallèle.
  11. Procédé selon la revendication 10, dans lequel la réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel (MFN) comprend un remplacement des éléments capacitifs du réseau d’adaptation virtuel (MN0) par des montage LC en série (12, 22) dans la première section (SCT1) et la deuxième section (SCT2), et dans lequel la fréquence de résonnance (f22) du montage LC en série (22) de la deuxième section (SCT2) est choisie supérieure à la fréquence de résonances (f12) du montage LC (12) en série de la première section (SCT1).
  12. Procédé selon l’une des revendications 8 à 11, dans lequel la première section (SCT01) du réseau d’adaptation virtuel (MN0) comporte un élément inductif couplé entre le nœud de sortie de l’amplificateur de puissance (PA) et le nœud intermédiaire (N1) et un élément capacitif couplé entre le nœud intermédiaire (N1) et un nœud de masse (GND),
    et dans lequel ladite réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel (MFN) comprend un remplacement de l’élément inductif (L3) de l’étage d’alimentation en courant continu (DCFD0) du réseau d’adaptation virtuel (MN0) par un montage LC passe-bas en T, et un remplacement de l’élément inductif de la première section (SCT01) par un montage LC en parallèle (11, 21), et de l’élément capacitif de la première section (SCT01) par un montage LC en série (21, 22).
  13. Procédé selon la revendication 12, dans lequel la fréquence de résonnance (f11) du montage LC en parallèle (11) de la première section (SCT1) est choisie la plus élevée parmi les fréquences de résonnances des montages LC adaptées pour atténuer des bandes de fréquences d’harmoniques de la bande de fréquences fondamentale.
  14. Procédé selon l’une des revendications 8 à 13 prise en combinaison avec les revendications 10 et 12, dans lequel la réalisation du réseau d’adaptation et de filtrage réel (MFN) est faite selon au moins l’un des critères suivants:
    - le montage LC en T (30) de l’étage d’alimentation en courant continu (DCFD) a une fréquence de résonance (f30) dans une moitié de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques (HB2);
    - le montage LC en série (12) de la première section (SCT1) a fréquence de résonance (f12) dans l’autre moitié de la bande de fréquences des deuxièmes harmoniques (HB2);
    - le montage LC en série (12) de la deuxième section (SCT2) a une fréquence de résonance (f22) dans la bande de fréquences des troisièmes harmoniques (HB3);
    - le montage LC en parallèle (11) de la première section (SCT1) a une fréquence de résonance (f11) soit entre la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques (HB4) et la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques (HB5), soit dans une portion commune de la bande de fréquences des quatrièmes harmoniques (HB4) et de la bande de fréquences des cinquièmes harmoniques (HB5).
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