CN115152143A - 包括具有直流供电级的匹配和滤波网络的集成电路及相应的匹配和滤波方法 - Google Patents
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Abstract
一种集成电路包括功率放大器(PA)、天线(ANT)以及匹配和滤波网络(MFN)，该匹配和滤波网络(MFN)包括在功率放大器(PA)的输出节点上的直流供电级(DCFD)、第一区段(SCT1)以及第二区段(SCT2)。直流供电级(DCFD)和两个区段包括电感‑电容“LC”布置，该电感‑电容“LC”布置被配置为具有与功率放大器(PA)在基频谱带中的输出相匹配的阻抗。直流供电级(DCFD)和第一区段(SCT1)的LC布置还被配置为具有分别适于对基频谱带的谐波频带进行衰减的谐振频率。
Description
技术领域
实施例和实现涉及包括匹配和滤波网络的集成电路，通常在功率放大器的输出和天线之间。
发明内容
一方面，当功率放大器的输出上的负载处于最佳阻抗时，功率放大器以最大效率工作。功率放大器的输出处的最佳阻抗通常不同于与其连接的天线的阻抗。
因此，通常在功率放大器的输出和天线之间提供阻抗匹配电路，以便将天线的阻抗变换成放大器的理想阻抗。阻抗匹配电路通常使用诸如电感元件和电容元件的无源组件来产生。阻抗匹配电路占据可能大的表面积，当阻抗匹配电路产生在小的集成电路中时，这可能是特别有害的。
另一方面，功率放大器的发射谱通常包含干扰信号，诸如基频的谐波频率或由于功率放大器的内部非线性而产生的噪声。
因此，通常在功率放大器的输出和天线之间提供滤波电路，以便特别地对谐波频带进行滤波，例如直到五阶。滤波电路通常使用诸如电阻元件、电感元件和电容元件的无源组件来产生，并且还占据可能大的表面积，当以集成方式产生阻抗匹配电路时，这是特别有害的。
阻抗匹配和滤波电路具有特定的约束，并且通常是单独设计的。
尽管分离这两种功能(阻抗匹配和滤波)的技术在性能方面是令人满意的，但是这些技术需要许多无源组件，使得它们昂贵且繁琐。
然而，减小集成电路的尺寸减小了无源器件可用的表面积，使得更难以以令人满意的性能水平集成这两种功能。
表面声波(SAW)滤波器的使用减少了所需的空间，然而增加了成本。
因此，需要能够实现阻抗匹配和滤波并获得良好性能水平的紧凑且便宜的解决方案。
根据实施例和实现方式，本发明提出了在单个网络中提供阻抗匹配和滤波，其中阻抗匹配由具有最小品质因数的网络提供，以便在保持无源元件的数目尽可能低的同时在最宽的可能频率范围上获得最佳响应；通过利用合理选择的电感-电容布置替换无源元件以便在待滤波的频率处谐振来提供滤波，而不改变传输频率中的阻抗变换。特别地，选择电感-电容布置的谐振频率以便优化网络的大小和响应。
在这方面，一个方面提出了一种集成电路，该集成电路包括旨在提供基频谱带中的信号的功率放大器、天线、以及匹配和滤波网络，该匹配和滤波网络包括：
-在供电电压节点和功率放大器的输出节点之间的直流供电级；
-在功率放大器的输出节点和中间节点之间的第一区段；以及
-在中间节点和天线的输入节点之间的第二区段，
直流供电级和两个区段包括电感-电容“LC”布置，这些电感-电容“LC”布置被配置为具有与功率放大器在基频谱带中的输出相匹配的阻抗，
其中直流供电级的LC布置和第一区段的LC布置还被配置为具有分别适于对基频谱带的谐波频带进行衰减的谐振频率。
为了方便并且根据电子学中的常规使用，符号“LC”用于表示术语“电感-电容”。
因此，提出了一种具有两个LC布置区段的匹配和滤波网络，其中直流供电级的LC布置和第一区段的LC布置中的所有LC布置被配置用于阻抗匹配和谐波频率滤波。
特别地，应注意，直流供电级的LC布置和第一区段的LC布置被配置用于同时匹配和滤波功能，这与其中一种布置专用于匹配而另一种至少部分地分离的布置专用于滤波的传统技术不同。
因此，根据这个方面的设计，其提出了匹配和滤波功能在直流供电级的LC布置和第一区段的LC布置中的完全合并，允许产生特别紧凑的集成电路，而不会损失性能或增加成本。
根据一个实施例，第二区段的LC布置包括：LC布置，被配置为具有适于对基频谱带的谐波频带进行衰减的谐振频率；以及电感或电容元件，被配置为不引入适于对基频谱带的谐波频带进行衰减的谐振。
在第二区段中不集成LC布置的电感或电容元件专用于阻抗匹配，并且特别地允许保持高频衰减。
根据一个实施例，第二区段包括被耦合在天线的输入节点和接地节点之间的串联LC布置、以及被耦合在天线的输入节点和中间节点之间的电感元件，或者包括被耦合在天线的输入节点和中间节点之间的并联LC布置、以及被耦合在中间节点和接地节点之间的电容元件。
换言之，第二区段可以被设置有串联耦合的电感元件(专用于阻抗匹配并且允许对高频进行滤波)，并且被设置有串联LC布置(被分路耦合到接地以去除其谐振频率周围的信号)；或者备选地，被设置有分路耦合的电容元件(专用于阻抗匹配并允许高频滤波)，并且被设置有串联耦合的并联LC布置以阻挡其谐振频率周围的信号。
根据一个实施例，第一区段包括被耦合在功率放大器的输出节点和接地节点之间的串联LC布置，并且第二区段包括被耦合在天线的输入节点和接地节点之间的串联LC布置，第二区段的串联LC布置被配置为具有比第一区段的串联LC布置的谐振频率大的谐振频率。
更具体地，对于阻抗匹配，电容元件通常在功率放大器侧大于在天线侧。另一方面，LC布置的谐振频率与LC布置的电感和电容元件的尺寸成反比。因此，本实施例提出了以优化的方式定位谐振频率，用于增加电感元件的尺寸，以使针对阻抗匹配所提供的电容元件谐振。总的空间需求(特别是串联LC布置的电感元件所需的空间)因此被优化为尽可能小。
根据一个实施例，直流供电级包括低通T形LC布置，并且第一区段包括被耦合在中间节点和功率放大器的输出节点之间的并联LC布置、以及被耦合在中间节点和接地节点之间的串联LC布置。
术语“低通T形LC布置”应被理解为是指典型的电感-电容布置，该电感-电容布置包括被串联耦合并且在中心节点处连接的两个电感元件、以及被耦合在中心节点和接地之间的电容元件。
因此，并联LC布置阻挡在其谐振频率处的信号，而串联LC布置将在其谐振频率处的信号路由到接地。低通T形LC布置包含由被耦合在放大器的输出节点上的电感元件与被耦合到接地的电容元件串联的附加滤波。
根据一个实施例，第一区段的并联LC布置被配置为在LC布置的谐振频率中具有适于对基频谱带的谐波频带进行衰减的最高谐振频率。
该实施例对于附加的约束是特别有利的，该附加的约束是当基频谱带用于高频时产生的，即，超过该频率，与金属连接(特别是到接地的金属连接)相关联的干扰电感元件具有在这些频率处(特别是在基带的谐波频带中)不再可忽略的影响。
更具体地，由到接地的物理连接产生的干扰电感元件可以引起被耦合到接地的电容元件(通过等效于串联LC布置的干扰布置)在可以低于谐波频带(例如，第四和第五谐波)的频率处的谐振。
因此，该实施例提供了通过第一区段的并联LC布置的谐振频率来衰减第四和第五谐波频带，这不会遭受在接地连接上的干扰电感的问题。
此外，每个区段(第一和第二区段)中的一个或多个串联LC布置的谐振频率可以被选择以便分布在(例如第二和第三谐波的)仍要被衰减的谐波频带中，以便包含与旨在用于阻抗匹配的电容元件组合的最小尺寸的电感元件。
更具体地，由于使电容元件谐振所需的电感元件的值与电容值成反比并且与谐振频率的平方成反比，最高谐振频率有利地与最低电容值相关联，以便使要增加的电感元件的值最小化。
这再次允许通过以对在每个区段中实现滤波功能的电感元件的尺寸进行优化的方式定位谐振频率来优化总体空间要求。
在这方面，根据一个实施例，LC布置根据以下标准中的至少一项来配置：
-直流供电级的低通T形LC布置被配置为具有在第二谐波频带的一半中的谐振频率；
-第一区段的串联LC布置被配置为具有在第二谐波频带的另一半中的谐振频率；
-第二区段的串联LC布置被配置为具有在第三谐波频带中的谐振频率；
-第一区段的并联LC布置被配置为具有在第四谐波频带和第五谐波频带之间或者在第四谐波频带和第五谐波频带的公共部分中的谐振频率。
该实施例提供了定位谐振频率以优化总空间需求、以及优化性能的可能性。
特别地，注意到第一区段的并联LC布置(而不是第二区段的串联LC布置)的谐振频率在第四和第五谐波频带中的定位。这种定位有利地防止了由连接到金属连接(特别是到接地的那些)的干扰电感元件引起的潜在问题，当频率增加时，特别是在第四和第五谐波频带中，其影响不再可忽略。
根据另一方面，本发明提出了一种用于在提供基频谱带中的信号的功率放大器的输出与天线之间进行阻抗匹配和滤波的方法，该方法包括对虚拟匹配网络的尺寸确定(dimensioning)，该虚拟匹配网络包括：
-在供电电压节点和功率放大器的输出节点之间的直流供电级；
-在中间节点和功率放大器的输出节点之间的第一区段；以及
-在天线的输入节点和中间节点之间的第二区段，
直流供电级包括电感元件，第一区段和第二区段包括电感元件和电容元件，该尺寸确定被产生为具有与功率放大器在基频谱带中的输出相匹配的阻抗，其中该方法包括产生真实匹配和滤波网络，该真实匹配和滤波网络包括利用相应的“LC”电感-电容布置来替换直流供电级的电感元件和虚拟匹配网络的第一区段的电感和电容元件，该“LC”电感-电容布置被配置为：具有与功率放大器在基频谱带中的输出相匹配的等效阻抗，并且还具有分别适于对基频谱带的谐波频带进行衰减的谐振频率。
根据该方面的方法提出了对虚拟阻抗匹配网络的尺寸确定，不提供滤波功能，以便首先确定阻抗匹配所要求的尺寸。
术语“虚拟的”被理解为是指例如“以纯粹的可能性或偶然性的状态而不是以物质实现的状态存在的”，诸如特别是中间计算。
其次，然后将滤波引入到真实匹配和滤波网络(即“真正存在用于对传输信号匹配和滤波”的匹配和滤波网络，与“虚拟”相反)中。真实匹配和滤波网络是通过利用对于阻抗匹配需要是等效的并且另外具有滤波功能的真实元件替换虚拟元件而获得的。
实际上，对于功率放大器和天线的任何实施例，该方法允许匹配和滤波功能以紧凑、有效和便宜的方式被完全合并在第一区段的LC布置和第二区段的LC布置中。
根据一种实现方式，产生真实匹配和滤波网络包括利用“LC”电感-电容布置来替换虚拟匹配网络的第二区段的电感元件或电容元件，“LC”电感-电容布置被配置为：具有与功率放大器在基频谱带中的输出相匹配的等效阻抗，并且还具有适于对基频谱带的谐波频带进行衰减的谐振频率。
根据一种实现方式，虚拟匹配网络的第二区段包括被耦合在天线的输入节点和中间节点之间的电感元件、以及被耦合在天线的输入节点和接地节点之间的电容元件，并且其中产生真实匹配和滤波网络包括：由串联LC布置替换电容元件，或者由并联LC布置替换电感元件。
根据一种实现方式，产生真实匹配和滤波网络包括利用第一区段和第二区段中的串联LC布置替换虚拟匹配网络的电容元件，并且其中第二区段的串联LC布置的谐振频率被选择为使得其高于第一区段的串联LC布置的谐振频率。
根据一种实现方式，虚拟匹配网络的第一区段包括被耦合在功率放大器的输出节点和中间节点之间的电感元件、以及被耦合在中间节点和接地节点之间的电容元件，并且其中产生真实匹配和滤波网络包括：利用低通T形LC布置替换虚拟匹配网络的直流供电级的电感元件，以及利用并联LC布置替换第一区段的电感元件，以及利用串联LC布置替换第一区段的电容元件。
根据一种实现方式，选择第一区段的并联LC布置的谐振频率，使得其在适于对基频谱带的谐波频带进行衰减的LC布置的谐振频率之中最高。
根据一种实现方式，真实匹配和过滤网络根据以下标准中的至少一项来产生：
-直流供电级的T形LC布置具有在第二谐波频带的一半中的谐振频率；
-第一区段的串联LC布置具有在第二谐波频带的另一半中的谐振频率；
-第二区段的串联LC布置具有在第三谐波频带中的谐振频率；
-第一区段的并联LC布置具有在第四谐波频带和第五谐波频带之间、或在第四谐波频带和第五谐波频带的公共部分中的谐振频率。
附图说明
本发明的其他优势和特征将在审阅非限制性实施例和实现方式的详细描述上并从附图中变得明显，在附图中：
具体实施方式
图1示出了在功率放大器PA的输出节点和天线ANT的输入节点之间的匹配和滤波网络MFN(例如被集成到集成电路中)。
功率放大器PA被配置为提供基频谱带中的传输信号，特别是例如适于无线通信(诸如4G、5G或LTE、Wi-Fi或蓝牙电信)的射频。
匹配和滤波网络MFN包括两个匹配和滤波区段SCT1、SCT2和直流供电级DCFD。
直流供电级DCFD包括串联在供电电压端子VCC和功率放大器PA的输出节点之间的两个电感元件L11、L12，并且包括在供电电压端子VCC和接地参考电压端子GND之间的去耦电容元件。
一方面，直流供电级DCFD允许从功率放大器PA的输出节点提供用于匹配和滤波网络MFN的必要电压电平和电流。
串联的电感元件L31、L32被配置为在功率放大器PA的输出节点处呈现功率放大器PA的理想阻抗的虚部。
直流供电级DCFD还包括被耦合到在两个电感元件L11、L12和接地GND之间的中心节点的另一电容元件C3，以便形成低通T形布置30。低通T形布置是常规的LC滤波器结构，由于其布线图的形状而如此命名，其类似于字母T。
低通T形电感-电容布置30不影响级DCFD的供电功能，但是对于在其谐振频率处的信号增加了对接地的短路效应(通常称为分路)。
更具体地，第一电感元件L31和电容元件C30可以被认为是被安装在功率放大器PA的输出节点和接地GND之间的串联LC布置，因此适于对谐振频率处的传输信号进行衰减。
T形LC布置30(特别是元件L31和C30)被配置为具有适于对基频谱带的谐波频带进行衰减的谐振频率。
谐波是等于传输信号的基频的整数倍的频率。
第一区段SCT1位于功率放大器PA的输出节点和中间节点N1之间，第二区段SCT2位于中间节点N1和天线ANT的输入节点之间。
两个区段SCT1、SCT2中的每一者包括电感元件和电容元件，即，为了方便，传统上称为“LC”布置的电感-电容布置。
两个区段SCT1、SCT2的LC布置被配置为具有与功率放大器PA在基频谱带中的输出相匹配的阻抗。
该阻抗与功率放大器PA的输出相匹配，因为在该阻抗处，放大器以最佳可能的效率向天线提供期望的功率。
此外，第一区段SCT1和第二区段SCT2的LC布置还被配置为具有分别适于对基频谱带的谐波频带进行衰减的谐振频率。
特别地，第一区段SCT1包括被耦合在功率放大器PA的输出节点和中间节点N1之间的并联LC布置11、以及被耦合在中间节点N1和接地节点GND之间的串联LC布置12。
第二区段SCT2包括被耦合在中间节点N1和天线ANT的输入节点之间的电感元件L2、以及被耦合在天线ANT的输入节点和接地节点GND之间的串联LC布置22。
电感元件L2未被集成到在谐振频率处提供滤波功能的谐振LC布置中，但是仍然允许在高频和非常高的频率处保持衰减。特别地，第二区段的电感元件L2专用于阻抗匹配。
备选地(未示出)，第二区段SCT2可以包括被耦合在天线ANT的输入节点和接地节点GND之间的电容元件、以及被耦合在中间节点N1和天线ANT的输入节点之间的并联LC布置。
该备选实施例的电容元件未被集成到在谐振频率处提供滤波功能的谐振LC布置中，但是仍然允许在高频和非常高的频率处保持衰减。根据该备选实施例的第二区段的电容元件特别专用于阻抗匹配。
应注意，传统上在天线的输入节点和天线ANT之间提供耦合电容器CC，以阻挡电压的直流分量，并且选择其电容值以使得其大到足以对阻抗匹配具有可忽略的影响。
因此，第一区段SCT1的并联LC布置11阻挡信号在其谐振频率处沿着串行信道从功率放大器PA的输出经由中间节点N1到天线ANT的传输。在上述备选实施例的情况下，这同样适用于第二区段SCT2的并联LC布置。
此外，串联LC布置12、22将在其谐振频率处从功率放大器PA的输出流向天线ANT的信号经由中间节点N1路由到接地GND(通常称为分路)。
根据一个有利的示例实施例，并联LC布置11以双重方式被配置为：一方面具有与用于所述阻抗匹配的电感元件在基频谱带中的阻抗(图2)相对应的等效阻抗，另一方面具有在谐波频带(图5)之一中选择的谐振频率f11(图5)。
类似地，每个串联LC布置12、22有利地以双重方式被配置为：一方面具有与用于所述阻抗匹配的电容元件在基频谱带中的阻抗(图2)相对应的等效阻抗，并且具有在谐波频带(图5)之一中选择的谐振频率f12、f22(图5)，允许串联LC布置的电感值最小化到该等效阻抗。
特别地，应注意，直流供电级DCFD和第一区段SCT1的每个LC布置11、12、30作为整体被同时配置用于匹配和滤波功能。也就是说，在直流供电级DCFD和第一区段SCT1的LC布置中不存在仅专用于阻抗匹配功能或仅专用于滤波功能的组件。
更具体地，在供电电压VCC和接地GND之间的去耦电容元件(以及在天线的输入节点和天线ANT之间的电容元件CC)通常总是被设置，并且可以与匹配和滤波网络MFN的电路分开考虑。
此外，第二区段SCT2一方面包括LC布置22，该LC布置22完全被同时配置用于匹配和滤波功能，并且单独地包括仅专用于阻抗匹配的电感元件L2，但是允许高频滤波。
在上述备选实施例中，电感元件L2可以由并联LC布置替换，该并联LC布置完全被同时配置用于匹配和滤波功能，并且串联LC布置22可以由单独地仅专用于阻抗匹配的电容元件替换，但是允许高频滤波。
在另一备选实施例(未示出)中，第二区段SCT2可以包括被耦合在中间节点N1和天线ANT的输入节点之间的电感元件L2、以及被耦合在天线ANT的输入节点和接地GND之间的电容元件，二者仅专用于阻抗匹配。该另外的备选实施例可以改善高频滤波，但是以在谐振频率处的较少峰值衰减(即谐波频率衰减的较差选择性)作为交换。
参考图2到图4，示出了一种有利的方法，该方法用于确定上面参考图1所描述的阻抗匹配和滤波网络MFN的电感和电容元件的尺寸。
图2示出了虚拟匹配网络MN0，该虚拟匹配网络MN0将用作参考基准，用于确定参考图1所描述的匹配和滤波网络MFN的电感和电容元件的尺寸。
匹配网络MN0被描述为“虚拟的”，因为该网络仅用于计算目的，以便确定阻抗匹配要求的大小。尺寸确定的结果将被用作计算的基础，用于评估实际产生的分量，以通过参考图1所描述的网络MFN实现匹配和滤波。
虚拟匹配网络MN0包括两个虚拟匹配区段SCT01、SCT02和虚拟直流供电级DCFD0。
两个虚拟区段SCT01、SCT02中的每一者包括在从功率放大器PA的输出节点经由中间节点N1到天线ANT的输入节点的串行信道上的电感元件、以及在中间节点N1和天线ANT的输入节点上被分路耦合到接地GND的电容元件。
虚拟匹配网络MN0因此对应于在两个区段SCT01、SCT02中具有最小品质因数的低通网络，该两个区段SCT01、SCT02被提供以匹配在功率放大器PA的输出和天线ANT之间的阻抗。
现在参考图3。
图3示出了由天线ANT的阻抗归一化的史密斯圆图，使得天线RANT的阻抗位于史密斯圆图的中心。
以将天线RANT的阻抗转换为功率放大器RPA的理想阻抗的方式来执行尺寸确定。
为此，通过在天线阻抗RANT与在功率放大器PA的输出节点上呈现的理想阻抗RPA之间的几何平均值来计算中间阻抗R1。
换言之：R1＝(RA x RL)1/2
严格地说，该计算是利用以下执行的：RPA是在功率放大器PA的输出节点处呈现的导纳的实部的倒数，以及RANT是由天线ANT呈现的导纳的实部的倒数。
中间阻抗R1对应于将在虚拟匹配网络MN0的中间节点N1上呈现的阻抗(严格来说是导纳的实部的倒数)。
电容元件C0和电感元件L0(图4)的值是通过读取史密斯圆图并且通过参考图4所定义的等式1和等式2针对每个区段SCT01、SCT02(或SCTk-图4)而导出的。
等式1：
等式2：
其中ω是在从基频谱带中选择的频率(f0)处的角频率，RL是在每个区段SCTk的左侧呈现的阻抗(严格地说是导纳的实部的倒数)，k∈[01；02]；以及RG是在每个区段SCTk右侧呈现的阻抗(严格地说是导纳的实部的倒数)，如图4所示。
功率放大器PA的输出节点上的负载的导纳的虚部由虚拟直流供电级DCFD0的电感元件L3产生，功率放大器PA通过该虚拟直流供电级DCFD0被供电。
该方法然后包括从在虚拟匹配网络MN0的每个区段SCT01、SCT02中因此确定尺寸的电感L0和电容C0元件产生真实匹配和滤波网络MFN(如上面参考图1所描述的)。
在这方面，参考图1和图2。
真实匹配和滤波网络MFN的产生包括由LC布置30替换虚拟直流供电级DCFD0的电感元件L3、以及由相应的LC布置11、12替换虚拟第一区段SCTO1的电感和电容元件。LC布置30、11、12被配置为：具有与虚拟匹配网络MN0在基频谱带中的匹配阻抗等效的阻抗，并且还具有分别适于对基频谱带的谐波频带进行衰减的谐振频率f30、f11、f12(图5)。
此外，真实匹配和滤波网络MFN的产生有利地包括利用LC布置替换虚拟第二区段SCT02的电容元件(或者替换电感元件)，该LC布置还被配置为：具有与虚拟匹配网络MN0在基频谱带中的匹配阻抗等效的阻抗，并且还具有被匹配以对基频谱带的谐波频带进行衰减的谐振频率f22(图5)。
特别地，虚拟匹配网络MN0的一个或多个电感元件L0由一个或多个并联LC布置11替换，该并联LC布置11在于基频谱带内选择的频率f0和相应的谐振频率fr处具有相同的阻抗。
一方面，电感值L31与电容值C30一起被选择，以便将LC滤波器(串联分路L31、C30)的谐振频率定位在从功率放大器PA的输出节点看到的期望值。
另一方面，T形LC布置30的电感元件的电感值L31、L32以及T形LC布置30的电容值C30连同所选频带中的谐振一起被选择为具有与在PA的输出节点处的阻抗匹配所需的相等的等效导纳的虚部，即，使得整个T形LC布置30具有在基频谱带中与虚拟网络MN0的电感元件L3的阻抗等效的阻抗。
对于每个区段SCT1(SCT2)，一个或多个并联LC布置11的组件的电感值L和电容值C由等式3和等式4给出：
等式3：
等式4：
其中L0是在每个区段SCT01(SCT02)中分别替换的电感元件的电感值，f0是基频谱带中的频率，以及fr是相应并联LC布置的谐振频率。
此外，特别地，虚拟匹配网络MN0的一个或多个电容元件C0由串联LC布置12、22替换，该串联LC布置12、22在于基频谱带内选择的频率f0处具有相同的阻抗，并且在相应的谐振频率fr处具有谐振。
对于每个区段SCT1、SCT2，串联LC布置12、22的组件的电容值C和电感值L由等式5和等式6给出。
等式5：
等式6：
其中C0是在每个区段SCT01、SCT02中被分别替换的电容元件的电容值，f0是基频谱带中的频率，以及fr是相应并联LC布置的谐振频率。
选择谐振频率fr以对基频谱带的谐波频带进行衰减。
现在参考图5。
图5示出了如参考图1所描述以及如参考图2至图4所述获得的匹配和滤波网络MFN的结果，具有谐振频率(fr)f11、f12、f22、f30的有利定位。
曲线51示出了匹配和滤波网络MFN的传输增益，曲线52示出了网络MFN在基频谱带FB中的传输增益，曲线53示出了网络MFN在基频谱带FB中的阻抗的实部，以及曲线54示出了网络MFN在基频谱带FB中的阻抗的虚部。
第一区段SCT1的并联LC布置11的谐振频率被表示为f11，第一区段SCT1的串联LC布置12的谐振频率被表示为f12，第二区段SCT2的串联LC布置22的谐振频率被表示为f22，直流供电级DCFD的T形LC布置30的谐振频率被表示为f30(参考图1)。不同的谐振频率将直接由它们相应的参考来表示。
在一个有利的示例中，谐振频率f30位于第二谐波频带HB2的一半(例如上半部分)中，谐振频率f12位于第二谐波频带HB2的另一半(例如下半部分)中。谐振频率f22位于第三谐波频带HB3中。谐振频率f11位于第四谐波频带HB4和第五谐波频带HB5之间，即在第四谐波频带HB4和第五谐波频带HB5重叠的情况下，位于所述频带HB4和HB5的公共部分中。
一方面，这提供了直到第四谐波频带HB4的大于35dB的衰减，以及在第五谐波频带HB5处的大于25dB的衰减。
此外，该示例对应于匹配和滤波网络MFN的空间优化的实施例，该匹配和滤波网络MFN在高传输频率下具有优化的性能。
一方面，在基频谱带如此之高以致与到接地的金属连接有关的干扰电感元件在某些谐波频带(通常是第四和第五谐波)中具有不可忽略的影响的情况下，则这些谐波频带的滤波不能利用接地耦合的串联LC布置进行。
因此，第四和第五谐波频带的衰减首先由第一区段SCT1的并联LC布置11的谐振频率提供，而不考虑增加的整体尺寸，因为并联LC布置是唯一不受在接地连接上的干扰电感问题影响的选择。
另一方面，假设在这种类型的实施例中，电感元件具有比电容元件大得多的尺寸并且占据大得多的空间；假设在虚拟匹配网络MN0中被耦合到接地的电容元件C0在天线ANT附近具有较低值并且在功率放大器PA附近具有较高值；假设使电容元件谐振所需的电感元件的值与电容值和谐振频率的平方成反比；应尽量减少为使串联的电容元件谐振而添加的电感元件。
因此，最小电容值C0首先与最大剩余谐振频率(在该示例中，第三谐波频带HB3)相关联。这使得第二区段SCT2的串联LC布置22的由等式6确定的电感元件L的值最小化。
然后，虚拟网络MN0的第一区段SCT01的电容元件被选择为在尚未被滤波的最高谐波频带(即，第二谐波频带HB2)中谐振。这使得第一区段SCT1的串联LC布置12的由等式6确定的电感元件L的值最小化，同时另外覆盖第二谐波频带HB2。
因此，两个区段SCT1、SCT2的串联LC布置12、22的两个电感元件都需要最小的总空间，同时具有分别以适于衰减谐波频带的方式分布的谐振频率，该谐波频带不被第一区段HB3、HB2的并联LC布置衰减。
T形LC布置30的谐振频率然后可以更自由地定位在第二谐波频带HB2中，因为与电感元件所需的空间相比，特别是与通过优化串联LC布置12、22的电感元件而实现的空间节省相比，添加的电容元件所需的额外空间很小。
第二区段SCT2的电感不被谐振LC布置替换，以便在高频处保持一定水平的衰减，这在该配置中获得最好的结果。
曲线52示出了在该示例中基带FB中的最大损耗在1.6dB的量级。
曲线53和54示出了，在该示例中，阻抗的实部被包含为在例如3.5欧姆左右的大致10％，并且虚部也被包含为大致10pF(皮法)。
备选地，对于该示例，在基频谱带没有高到遇到金属接地连接中的干扰电感的问题的情况下，则谐振频率f12、f22可以首先针对每个串联LC布置来选择，以便分布在基频谱带的不同谐波频带中，并且使得对具有最小电容值的虚拟匹配网络的电容元件进行替换的串联LC布置具有最大谐振频率。
换言之，最小电容值C0可以首先与最大期望谐振频率相关联，即在该备选实施例中，与第四和第五谐波频带HB4、HB5相关联；然后，另一个电容元件(即，虚拟网络MN0的第一区段SCT01的电容元件)被选择以在尚未被滤波的最高谐波频带(即，在该备选实施例中，第三谐波频带HB3)中谐振。
谐振频率然后针对每个并联LC布置和低通T形LC布置来选择，以便与串联LC布置的谐振频率一起分布在基频谱带的不同谐波频带中。后一种选择在空间要求方面没有特别的限制，因为与电感元件所需的空间相比，增加的电容元件所需的附加空间较小。
因此，已经描述了一种匹配和滤波技术，其在尺寸和性能方面都是有利的，具有非常便宜的无源组件布置。
总之，匹配是由具有两个区段SCT01、SCT02的低通滤波器以最小品质因数来执行的，以便提供阻抗变换的实部。
功率放大器的最佳阻抗的虚部由直流供电级DCFD0的电感元件L3产生。
在天线之前添加电容耦合元件CC以阻挡直流电压。其值被选择为使得其足够大以对阻抗变换具有很小影响。
谐波抑制(滤波)通过利用并联LC布置11替换串联电感元件以及通过利用串联LC布置12、22替换分路电容器来实现。在基频谱带中，LC布置的等效电抗被保持为等于它们分别替换的元件的电抗。
直流供电级DCFD的电感元件L3也由低通T形LC布置30替换，以在T形LC布置30的谐振频率处提供附加的滤波。
有利地如下选择LC布置的谐振频率：
-T形LC布置，在功率放大器的输出上，将短路引入到第二谐波频带的顶部(可能是底部)中；
-第一并联LC布置，在第四和第五谐波频带之间和之内阻挡；
-第一分路串联LC布置，在功率放大器的输出侧上，释放第二谐波频带的底部(可能是顶部)中的频率；
第二分路串联LC布置，释放第三谐波频带中的频率。
-最后区段的电感元件，在天线侧，不被谐振电路替换以便为更高阶谐波(即大于5)提供衰减。
Claims (14)
1.一种集成电路，包括旨在提供在基频谱带中的信号的功率放大器(PA)、天线(ANT)、以及匹配和滤波网络(MFN)，所述匹配和滤波网络包括：
-在供电电压节点(VCC)与所述功率放大器(PA)的输出节点之间的直流供电级(DCFD)；
-在所述功率放大器(PA)的输出节点与中间节点(N1)之间的第一区段(SCT1)；以及
-在所述中间节点(N1)与所述天线(ANT)的输入节点之间的第二区段(SCT2)，
所述直流供电级(DCFD)和两个所述区段包括电感-电容“LC”布置，所述电感-电容“LC”布置被配置为具有与所述功率放大器(PA)在所述基频谱带中的输出相匹配的阻抗，
其中所述直流供电级(DCFD)和所述第一区段(SCT1)的LC布置还被配置为具有分别适于对所述基频谱带的谐波频带进行衰减的谐振频率。
2.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第二区段(SCT2)的LC布置包括LC布置(22)以及电感元件(L2)或电容元件，所述LC布置(22)被配置为具有适于对所述基频谱带的谐波频带进行衰减的谐振频率，所述电感元件(L2)或所述电容元件被配置为不引入被定位于所述基频谱带的谐波频带内的谐振。
3.根据权利要求2所述的集成电路，其中所述第二区段(SCT2)包括被耦合在所述天线(ANT)的输入节点与接地节点(GND)之间的串联LC布置(22)、以及被耦合在所述中间节点(N1)与所述天线(ANT)的输入节点之间的电感元件(L2)，或者包括被耦合在所述中间节点(N1)与所述天线(ANT)的输入节点之间的并联LC布置、以及被耦合在所述中间节点(N1)与接地节点(GND)之间的电容元件。
4.根据权利要求3所述的集成电路，其中所述第一区段(SCT1)包括被耦合在所述功率放大器(PA)的输出节点与接地节点(GND)之间的串联LC布置(12)，并且所述第二区段(SCT2)包括被耦合在所述天线(ANT)的输入节点与接地节点(GND)之间的串联LC布置(22)，所述第二区段(SCT2)的所述串联LC布置(22)被配置为具有比所述第一区段(SCT1)的所述串联LC布置(12)的所述谐振频率(f12)大的谐振频率(f22)。
5.根据前述权利要求中任一项所述的集成电路，其中所述直流供电级(DCFD)包括低通T形LC布置，并且所述第一区段(SCT1)包括被耦合在所述功率放大器(PA)的输出节点与所述中间节点(N1)之间的并联LC布置(11)、以及被耦合在所述中间节点(N1)与接地节点(GND)之间的串联LC布置(12)。
6.根据权利要求5所述的集成电路，其中所述第一区段(SCT1)的所述并联LC布置(11)被配置为在所述LC布置的谐振频率中具有适于对所述基频谱带的所述谐波频带进行衰减的最高谐振频率(f11)。
7.根据前述权利要求中任一项并结合权利要求3和5所述的集成电路，其中所述LC布置根据以下标准中的至少一项来配置：
-所述直流供电级(DCFD)的所述低通T形LC布置(30)被配置为具有在第二谐波频带(HB2)的一半中的谐振频率(f30)；
-所述第一区段(SCT1)的所述串联LC布置(12)被配置为具有在所述第二谐波频带(HB2)的另一半中的谐振频率(f12)；
-所述第二区段(SCT2)的所述串联LC布置(22)被配置为具有在第三谐波频带(HB3)中的谐振频率(f22)；
-所述第一区段(SCT1)的所述并联LC布置(11)被配置为具有在第四谐波频带(HB4)与第五谐波频带(HB5)之间、或者在第四谐波频带(HB4)与第五谐波频带(HB5)的公共部分中的谐振频率(f11)。
8.一种用于在提供基频谱带中的信号的功率放大器(PA)的输出与天线(ANT)之间进行阻抗匹配和滤波的方法，包括对虚拟匹配网络(MN0)的尺寸确定，所述虚拟匹配网络(MN0)包括：
-在供电电压节点(VCC)与所述功率放大器(PA)的输出节点之间的直流供电级(DCFD0)；
-在所述功率放大器(PA)的输出节点与中间节点(N1)之间的第一区段(SCT01)；以及
在所述中间节点(N1)与所述天线(ANT)的输入节点之间的第二区段(SCT02)，
所述直流供电级(DCFD0)包括电感元件(L3)，所述第一区段(SCT01)和所述第二区段(SCT02)包括电感元件和电容元件，所述尺寸被产生以便具有与所述功率放大器(PA)在所述基频谱带中的输出相匹配的阻抗，
其中所述方法包括产生真实匹配和滤波网络(MFN)，所述产生真实匹配和滤波网络包括：利用相应的“LC”电感-电容布置(30，11，12)替换所述直流供电级(DCFD0)的所述电感元件(L3)、以及所述虚拟匹配网络(MN0)的所述第一区段(SCT01)的所述电感元件和所述电容元件，所述相应的“LC”电感-电容布置(30，11，12)被配置为：具有与所述功率放大器(PA)在所述基频谱带中的输出相匹配的等效阻抗，并且还具有分别适于对所述基频谱带的谐波频带进行衰减的谐振频率(f30，f11，f12)。
9.根据权利要求8所述的方法，其中所述产生真实匹配和滤波网络(MFN)包括：利用“LC”电感-电容布置(22)替换所述虚拟匹配网络(MN0)的所述第二区段(SCTO2)的所述电感元件或所述电容元件，所述“LC”电感-电容布置(22)被配置为：具有与所述功率放大器(PA)在所述基频谱带中的输出相匹配的等效阻抗，并且还具有适于对所述基频谱带的谐波频带进行衰减的谐振频率(f22)。
10.根据权利要求9所述的方法，其中所述虚拟匹配网络(MN0)的所述第二区段(SCTO2)包括被耦合在所述中间节点(N1)与所述天线(ANT)的输入节点之间的电感元件、以及被耦合在所述天线(ANT)的输入节点与接地节点(GND)之间的电容元件，并且其中所述产生真实匹配和滤波网络(MFN)包括：利用串联LC布置(22)替换所述电容元件，或者利用并联LC布置替换所述电感元件。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述产生真实匹配和滤波网络(MFN)包括：利用所述第一区段(SCT1)和所述第二区段(SCT2)中的串联LC布置(12，22)替换所述虚拟匹配网络(MN0)的所述电容元件，并且其中所述第二区段(SCT2)的所述串联LC布置(22)的所述谐振频率(f22)被选择为使得其高于所述第一区段(SCT1)的所述串联LC布置(12)的所述谐振频率(f12)。
12.根据权利要求8至11中任一项所述的方法，其中所述虚拟匹配网络(MN0)的所述第一区段(SCT01)包括被耦合在所述功率放大器(PA)的输出节点与所述中间节点(N1)之间的电感元件、以及被耦合在所述中间节点(N1)与接地节点(GND)之间的电容元件，
并且其中所述产生真实匹配和滤波网络(MFN)包括：利用低通T形LC布置替换所述虚拟匹配网络(MN0)的所述直流供电级(DCFD0)的所述电感元件(L3)，以及利用并联LC布置(11，21)替换所述第一区段(SCT01)的电感元件，以及利用串联LC布置(21，22)替换所述第一区段(SCT01)的电容元件。
13.根据权利要求12所述的方法，其中所述第一区段(SCT1)的所述并联LC布置(11)的所述谐振频率(f11)被选择为使得其在适于对所述基频谱带的谐波频带进行衰减的LC布置的谐振频率中最高。
14.根据权利要求8至13中任一项并结合权利要求10和12所述的方法，其中所述真实匹配和滤波网络(MFN)根据以下标准中的至少一项来产生：
-所述直流供电级(DCFD)的所述T形LC布置(30)具有在第二谐波频带(HB2)的一半中的谐振频率(f30)；
-所述第一区段(SCT1)的所述串联LC布置(12)具有在所述第二谐波频带(HB2)的另一半中的谐振频率(f12)；
-所述第二区段(SCT2)的所述串联LC布置(12)具有在所述第三谐波频带(HB3)中的谐振频率(f22)；
-所述第一区段(SCT1)的所述并联LC布置(11)具有在第四谐波频带(HB4)与第五谐波频带(HB5)之间的谐振频率(f11)或者在所述第四谐波频带(HB4)和所述第五谐波频带(HB5)的公共部分中的谐振频率(f11)。
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Legal Events
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| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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