FR2905042A1 - Circuit electronique integre comportant un resonnateur accordable - Google Patents

Abstract

Un circuit électronique comportant :- un résonateur acoustique de type BAW ou SAW, ledit résonateur comportant une fréquence de résonance série et un fréquence de résonance parallèles ;- un circuit actif branché en parallèle sur ledit résonateur acoustique, ledit circuit actif réalisant une capacité de valeur négative permettant d'agir sur la fréquence parallèle dudit résonateur. De préférence, on vient connecter en série un élément capacitif ajustable afin de venir régler la fréquence série.

Description

2905042 Circuit électronique intégré comportant un résonateur accordable

Domaine technique de l'invention La présente invention concerne le domaine des circuits micro-électroniques et plus spécialement un circuit électronique intégré comportant un résonateur 10 accordable. Etat de la technique 15 Les résonateurs acoustiques sont des composants ayant fait l'objet de nombreuses études. D'une manière classique on distingue les résonateurs de type SAW (Surface Acoustic Resonator) et les résonateurs de type BAW (Bulk Acoustic Resonator). Dans les premiers, le résonateur acoustique est situé sur la surface 20 d'un produit semi-conducteur tandis que, dans les seconds, il est disposé à l'intérieur d'un volume délimité entre une électrode inférieure et une électrode supérieure en sorte que l'onde acoustique se développe dans ce même volume. Les résonateurs acoustiques sont très utilisés en filtrage RF (Radio 25 Frequency), et notamment en téléphonie mobile. Pour autant ils sont susceptibles de servir bien d'autres applications mais le principal obstacle à leur emploi réside dans la difficulté de les intégrer avec d'autres circuits électroniques dans un même produit semi-conducteur. 30 En effet, on constate de grandes dispersions dans les caractéristiques des composants qui sont issus des lignes de fabrication et ce même pour les résonateurs de type BAW qui sont ceux se prêtant le mieux à une intégration directe sur un substrat silicium. ST06-GR1-106 -2 2905042 Classiquement on règle ce problème de dispersion en procédant à un tri sélectif des composants de manière à ne retenir que les produits issus des chaînes de fabrication qui sont conformes à un cahier des charges précis avec une marge de manoeuvre étroite. 5 Un autre axe de recherche permettant de remédier à ces problèmes consiste à intégrer ces résonateurs dans une structure accordable. On peut de cette manière, d'une part, venir compenser les insuffisances du procédé de fabrication et, d'autre part, bénéficier de vastes possibilités de fonctionnalités offertes par le lo caractère accordable du circuit résonnant. Le brevet US 2004/0033794 intitulé Resonator configuration , publié le 19 Février 2004 décrit un procédé permettant d'accorder un résonateur disposé sur un circuit intégré au moyen d'un second résonateur de référence placé, lui également, 15 sur le même substrat. Le résonateur de référence est utilisé dans un circuit de type VCO (Voltage Control Oscillator) pour générer une fréquence d'oscillation locale. Le brevet français 2 864 729 (référence demandeur 03-GR1-267) déposée par la présente demanderesse, intitulée Résonateur acoustique intégrable et 20 procédé d'intégration d'un tel résonateur et publié le 1er Juillet 2005 décrit un nouveau composant acoustique facilement intégrable sur un substrat de silicium. A cet effet, on utilise un résonateur acoustique basé sur un milieu diélectrique disposé sur un élément réfléchissant comme par exemple un miroir de Bragg. On réalise un empilement de couches sur un substrat en silicium qui présente des propriétés 25 acoustiques et des constantes diélectriques différentes. Un tel élément acoustique est connu dans la littérature anglo-saxonne sous l'appellation Solidly Mounted Resonator (SMR). Alternativement, le résonateur pourra être de type Film Bulk Acoustic 30 Resonator (FBAR), à savoir disposé au dessus d'une cavité d'air pour permettre la réflexion des ondes acoustiques et éviter leur amortissement. Les figures 1 a, 1 b et 1c illustrent respectivement le modèle électrique d'un résonateur de type BAW (mettant en évidence deux circuits résonants de type LC, ST06-GR1-106 3- 2905042 respectivement série et parallèle, composés des éléments Lm, Cm et CO et des résistances Raccess, Rm et RO), la courbe caractéristique d'impédance ainsi que les formules caractéristiques permettant le calcul des fréquences série et parallèle de ce composant. Comme on le voit, la courbe d'impédance met en évidence une 5 fréquence de résonance Fs (ou fréquence série) et une fréquence d'anti-résonance Fp (ou fréquence parallèle) très proches l'une de l'autre. D'une manière générale dans un circuit de filtrage, l'écart entre la fréquence d'anti-résonance et la fréquence de résonance définit la bande passante du filtre et l'accordabilité du filtre employant de tels résonateurs reste difficile. On résout ce problème grâce au composant résonateur réglable (CRR) décrit dans le brevet français 2 864 729 mentionné précédemment. Comme on le voit dans la figure 2a, on vient connecter une inductance en parallèle sur le résonateur. Cette inductance a pour effet technique premier de venir déplacer vers la droite la fréquence d'anti- résonance utile afin de l'éloigner de la fréquence série et rendre ainsi celle-ci exploitable pour la réalisation d'un circuit de filtrage accordable en fréquence. L'inductance provoque par ailleurs l'apparition d'une seconde fréquence d'antirésonance, localisée à gauche de la fréquence série, comme on le voit sur la courbe de la figure 2b. Cette seconde fréquence d'anti-résonance correspond à un phénomène parasite que l'on s'efforce en général à maintenir hors de la bande utile et en particulier en plaçant la fréquence de résonance au milieu de la bande définie par les deux fréquences d'anti-résonance. Pour compléter la structure du Composant résonateur réglable connu dans l'état de la technique, on vient rajouter en série un élément capacitif variable, typiquement un varactor. Ce varactor permet alors de venir ajuster la fréquence série Fs et permet, finalement, l'accord en fréquence du Composant résonateur réglable.

Ce circuit connu fonctionne de manière satisfaisante mais présente cependant certains inconvénients. En premier lieu, il convient d'observer qu'il requiert, pour chaque résonateur BAW, une inductance qui occupe une place non négligeable sur le substrat du ST06-GR1-106 -4- 2905042 circuit intégré dans le cadre d'inductance spirale intégrée. Si l'on souhaite réaliser un filtre passe bande complexe, basé sur une chaîne de Composants illustrés sur la figure 2A, il faut se résoudre à affecter une surface coûteuse en terme de silicium engagé. En second lieu, le faible facteur de qualité des inductances intégrées sur le 5 substrat de silicium introduit des pertes d'insertion supplémentaires au détriment des performants résonateurs BAW. Des inductances présentant de meilleurs coefficients de qualité sont envisageables, mais sur des substrats différents, notamment des substrats de verre, et cela est rédhibitoire si l'on envisage une réalisation bon marché.

10 Pour toutes ces raisons, il est souhaitable de pouvoir présenter une structure alternative de composant résonateur réglable, dans laquelle on peut se passer d'inductances intégrées.

15 Tel est l'objet de la présente demande de brevet. Exposé de "invention La présente invention a pour but de proposer un circuit comportant un résonateur intégré accordable, de type BAW ou SAW, facile à intégrer sur un substrat semi-conducteur et susceptible de permettre une grande variété de fonctionnalités.

25 Un autre but de la présente invention consiste à proposer un circuit résonateur réglable, basé sur un résonateur de type BAW ou SAW, qui ne requiert pas d'inductance pour assurer l'accord du résonateur, qui ne dégrade pas le facteur de qualité et qui ne créé pas de fréquence d'anti-résonance parasite. L'invention réalise ces buts au moyen d'un circuit électronique comportant : - un résonateur acoustique de type BAW ou SAW, ledit résonateur comportant une fréquence de résonance série et une fréquence de résonance parallèle ; ST06-GR1-106 20 30 -5- 2905042 -un circuit actif branché en parallèle sur ledit résonateur acoustique, ledit circuit actif réalisant une capacité de valeur négative permettant d'agir sur la fréquence parallèle dudit résonateur.

5 Dans un mode de réalisation préféré, le circuit comporte en outre, en série avec lesdits résonateur et circuit actif, un élément capacitif ajustable permettant de venir régler la fréquence série. De préférence, l'élément capacitif ajustable est un varactor commandé par lo une tension de commande. Dans un mode de réalisation préféré, le circuit actif comporte une première entrée (In+) et une seconde (In-), comportant : 15 - une première branche connectée entre un premier potentiel de référence (Vdd) et un second potentiel de référence (masse), la première branche comportant, en série, une première résistance de polarisation, une première diode, le contact collecteur et ensuite le contact émetteur d'un premier transistor bipolaire et une première source de courant ; 20 - une seconde branche connectée entre le premier potentiel de référence (Vdd) et le second potentiel de référence (masse), la seconde branche comportant, en série, une seconde résistance de polarisation, une seconde diode, le contact collecteur et ensuite le contact émetteur d'un second transistor bipolaire et une seconde source de courant ; 25 - la base dudit premier transistor étant connectée au collecteur dudit second transistor et à ladite seconde entrée (In-), la base de ce second transistor étant connectée au collecteur dudit premier transistor et à la première entrée (In+) ; - une capacité C connectée entre l'émetteur du premier transistor bipolaire et l'émetteur du second transistor bipolaire; 30 - et une résistance de linéarisation Rlin connectée en parallèle à la capacité C, entre les deux électrodes d'émetteur du premier et du second transistor bipolaire. Alternativement, une capacité active négative série peut être branché en série sur ledit résonateur acoustique afin de venir jouer sur la fréquence série du ST06-GRI-106 30 -6- 2905042 résonateur, et l'élément capacitif ajustable est alors placé en parallèle sur l'ensemble afin de venir régler la fréquence parallèle. L'invention rencontre de multiples applications et notamment en téléphonie 5 mobile. Description des dessins 10 D'autres caractéristiques, buts et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description et des dessins ci-après, donnés uniquement à titre d'exemples non limitatifs. Sur les dessins annexés : Les figures 1 a, 1 b, et 1 c illustrent respectivement le modèle électrique d'un 1s résonateur de type BAW, la courbe caractéristique d'impédance d'un tel composant ainsi que les formules permettant le calcul des fréquences série et parallèle de ce résonateur. Les figures 2A et 2B illustrent un circuit résonateur connu, comportant un résonateur BAW associé à une inductance et une capacité variable.

20 La figure 3A illustre un premier mode de réalisation ù simplifiée ù d'un circuit de résonance conforme à la présente invention. Les figures 3B et 3C illustrent respectivement l'effet de la capacité négative 25 sur la fréquence d'anti-résonance du résonateur dans le premier mode de réalisation de la figure 3A en fonction de l'écart entre la valeur absolue de Cneg et CO + Cm. La figure 4A illustre un second mode de réalisation de l'invention. Les figures 4B à 4D illustrent respectivement les courbes caractéristiques du second mode de fonctionnement en fonction de la valeur de la capacité négative Cneg par rapport aux valeurs CO + Cm et CO + Cm + Cv. ST06-GR1-106 30 7 2905042 La figure 5A illustre un troisième mode de réalisation de l'invention. Les figures 5B à 5D illustrent respectivement les courbes caractéristiques du troisième mode de fonctionnement en fonction de la valeur de la capacité négative 5 Cneg par rapport aux valeurs CO + Cm et CO + Cm + Cv. La figure 6A illustre un quatrième mode de réalisation d'un circuit de résonance conforme à la présente invention. lo Les figures 6B et 6C illustrent respectivement les courbes caractéristiques du quatrième mode en fonction de la valeur de la capacité négative par rapport à la valeur de CO + Cm + Cv. La figure 7 illustre le modèle électrique d'une capacité négative conforme à la 15 présente invention. La figure 8 illustre les courbes représentatives d'impédance du circuit à capacité négative utilisé en association avec le résonateur BAW.

20 La figure 9 illustre les équations de fonctionnement du circuit de la figure 7. La figure 10 représente un mode de réalisation préféré d'un circuit à capacité négative utilisable en coopération avec le résonateur BAW.

25 La figure 11 illustre les courbes représentatives du circuit de la figure 10. Description d'un mode de réalisation préféré On décrira à présent plus particulièrement un mode de réalisation d'un circuit comportant un résonateur intégré conforme à la présente invention et adapté à la ST06-GR1-106 -8- 2905042 réalisation d'un circuit de réception d'un signal RF utilisable notamment en téléphonie mobile. En téléphonie mobile et notamment dans les applications les plus récentes 5 telles que le Wide Code Division Multiplexing Access (WCDMA), on rencontre la nécessité d'opérer un filtrage particulièrement performant afin de pouvoir séparer des canaux particulièrement proches. II est à noter qu'il ne s'agit là que d'un exemple non limitatif d'utilisation du nouveau composant acoustique intégrable dont on va à présent exposer les caractéristiques.

10 L'invention permet de réaliser ce filtrage d'une manière particulièrement efficace et complètement intégrée et ce en se passant de l'inductance requise pour la réalisation du Composant Résonateur Réglable (CRR) connu dans le brevet français 2 864 729. La figure 3A illustre un premier mode de réalisation û simplifiée û d'un circuit de résonance conforme à la présente invention, lequel comporte, en parallèle avec un résonateur BAW 31 une capacité négative 32 Cneg.

20 On a observé en effet de manière surprenante que l'on pouvait obtenir un effet technique similaire à celui obtenu avec l'inductance dans la circuit connu au moyen d'un circuit actif présentant le comportant d'une capacité négative Cneg. Les simulations ont en effet montré que, en fonction de la valeur absolue de 25 cette capacité négative, on pouvait venir déplacer, soit à droite, soit à gauche, la fréquence d'anti-résonance Fp tout en maintenant inchangé la fréquence de résonance série, comme on le voit dans les figures 3B et 3C. Plus particulièrement, la figure 3B montre que lorsque la valeur absolue de 30 Cneg est inférieure aux paramètres internes CO + Cm du résonateur BAW, alors la fréquence d'anti-résonance se déplace vers la droite. ST06-GR 1-106 15 -9 2905042 Cette même fréquence d'anti-résonance se déplace vers la gauche comme illustré dans la figure 3C lorsque, au contraire, la valeur absolue de Cneg est supérieure à CO + Cm.

5 Par ailleurs, on n'observe pas l'apparition de fréquences d'anti-résonance parasite comme cela était le cas avec l'utilisation de l'inductance. Cet un effet particulièrement avantageux de la présente invention. La figure 4A illustre un second mode de réalisation d'un circuit résonateur 10 accordable conforme à la présente invention. Ce second mode de réalisation comporte, en série avec le circuit de la figure 3A, un composant capacitif réglable, tel qu'un varactor par exemple, présentant une capacité réglable Cv. On obtient ainsi un circuit susceptible d'offrir de multiples possibilités 1s d'accord en fonction de la valeur de Cneg. Les figures 4B à 4D illustrent respectivement les courbes caractéristiques du second mode de fonctionnement en fonction de la valeur de la capacité négative Cneg par rapport aux valeurs CO + Cm et CO + Cm + Cv. Lorsque la valeur absolue de Cneg est inférieure à CO + Cm, alors on observe un décalage vers la droite des deux fréquences de résonance série et parallèle, comme illustré dans la figure 4B.

25 Lorsque la valeur absolue de Cneg est supérieure à CO + Cm + Cv alors on observe un décalage vers la gauche des deux fréquences de résonance série Fs et parallèle Fp, comme illustré dans la figure 4C. . Enfin, lorsque la valeur absolue de Cneg est comprise entre CO+ Cm et 30 CO+CM+Cv alors on observe que la fréquence série se décale vers la droite tandis que la fréquence parallèle se décale vers la gauche, comme illustré dans la figure 4D. ST06-GR1-106 20 25 -10- 2905042 Comme on le voit, en fonction des valeurs particulières que l'on donnera aux paramètres Cneg et Cv, on peut ainsi réaliser une vaste possibilités d'accord pour le circuit de résonance de la présente invention. s La figure 5A illustre un troisième mode de réalisation de l'invention qui comporte une capacité négative Cv en série avec le résonateur BAW. Comme on le voit dans les figures 5B et 5D, on peut ainsi venir déplacer, respectivement vers la droite ou vers la gauche la fréquence série. Ainsi, lorsque la valeur absolue de Cneg est inférieure à CO + Cm, la capacité négative a pour effet de venir déplacer lo vers la droite la fréquence série, comme illustré dans la figure 5B. Au contraire, lorsque la valeur absolue de Cneg est supérieure à CO + Cm, on observe un déplacement vers la gauche de la fréquence série, comme illustré dans la figure 5C. La figure 6A illustre un quatrième mode de réalisation de l'invention 1s comportant un résonateur BAW monté en série avec la capacité négative, et le tout connecté en parallèle avec un élément capacitif variable Cv. La figure 6B montre que lorsque la valeur absolue de Cneg est inférieure à CO + Cm + Cv, on peut ainsi venir déplacer vers la droite la fréquence série et 20 déplacer vers la gauche la fréquence parallèle. Au contraire, comme on le voit dans la figure 6C, lorsque la valeur absolue de Cneg est supérieure à CO + Cm + Cv, on vient déplacer vers la gauche les deux fréquences séries et parallèles. La figure 7 représente un mode de réalisation préféré de la capacité négative, entre deux électrodes respectivement 12 et 14, lequel comporte, en série, une première source de courant commandée 11, une capacité 10 et une seconde source de courant commandée 13.

30 L'on désigne par V1 le potentiel de l'électrode 12 et par V2 (supposé égal à ùV1 dans un mode différentiel) celui de l'électrode 14. Par ailleurs, on désigne par Va le potentiel de l'électrode de jonction entre la première source 11 et la capacité ST06-GR1-106 -11- 2905042 10 et Vb le potentiel de l'électrode de jonction entre la seconde source 13 et la capacité 10. Les équations de fonctionnement des deux sources de courant commandées 5 11 et 13 sont les suivantes : I = gm (V2 + Vb) = - gm (VI + Va) pour la source de courant commandée 11 1 = gm (VI + Va) pour la source de courant commandée 13. Le paramètre gm est par définition la transconductance, source de courant commandée en tension des transistors 43 et 48. En mettant en oeuvre ce modèle électrique, dont les équations sont 15 rappelées à des fins pédagogiques dans la figure 9, on constate que l'on parvient à réaliser des courbes d'impédance conformes à celles illustrées en figure 8. Comme on le voit, la courbe d'impédance 21 chute de -20dB/decade jusqu'à une pulsation critique égale à gm/2C et, à partir de cette même pulsation, le circuit provoque une avance de phase de 90 degrés sur la courbe de phase 20.

20 Ces courbes mettent donc en évidence un comportement d'un circuit résistif avec une capacité négative en basse fréquence. La figure 10 illustre un mode de réalisation préféré d'un circuit à capacité 25 négative particulièrement adapté pour la réalisation d'un circuit de filtrage hautes fréquences, en téléphonie mobile. Ce circuit comporte une première et une seconde branche connectées chacune entre un premier potentiel de référence Vdd et un second potentiel de 30 référence (la masse). La première branche comporte, en série, une première résistance de polarisation 41, une première diode 42, le contact collecteur et ensuite le contact émetteur d'un premier transistor bipolaire 43 et une première source de courant 44. ST06-GR1-106 , et 10 30 - 12- 2905042 La seconde branche comporte, en série, une seconde résistance de polarisation 46, une seconde diode 47, le contact collecteur et ensuite le contact émetteur d'un second transistor bipolaire 48 et une seconde source de courant 49. La base du premier transistor 43 est connectée au collecteur du second transistor 48 (correspondant par ailleurs à l'entrée In-), inversement, la base de ce second transistor 48 est connecté au collecteur du premier transistor 43 (correspondant à l'entrée In+).

10 Enfin, le circuit comporte une capacité C 40 connectée entre l'émetteur du premier transistor bipolaire 43 et l'émetteur du second transistor bipolaire 48. Une résistance de linéarisation Rlin 50 est également connectée en parallèle à la capacité C, entre les deux électrodes d'émetteur du premier et du second transistor 1s bipolaire. On utilise de manière avantageuse des transistors bipolaires pour les circuits 43 et 48 en raison de la valeur élevée du rapport transconductance/courant qu'ils apportent. Les sources de courant 44 et 49 sont des sources de polarisation coopérant respectivement avec les résistances de polarisation 41 et 46, respectivement. Dans un mode de réalisation préféré, les diodes 42 et 47 sont réalisées au 25 moyen de la jonction emetteur ûcollecteur de transistors bipolaires. Dans un premier mode de réalisation, ces sources de courant 44 et 49 sont réalisées au moyen de transistors de type MOS. Alternativement, on pourra les réaliser au moyen de transistors de type bipolaire. On note que le circuit de la figure 4 tend à osciller si l'on n'impose pas une commande en tension aux bornes des électrodes de collecteur des premier et second transistor bipolaires 43 et 48, formant par ailleurs les deux électrodes d'entrée ln-et In+. ST06-GR1-106 5 20 15 - 13 - 2905042 En revanche, si l'on commande en tension les deux entrées ln+ et In-respectivement connectées aux collecteurs des transistors 43 et 48 et ce pour certains niveaux de tension inférieurs aux tensions éteignant les bipolaires, on évite 5 le fonctionnement naturellement oscillatoire de ce circuit. On réalise alors un comportement qui est conforme à celui décrit en relation avec la figure 1 et particulièrement adapté pour des applications haute fréquences, et notamment supérieures à 2GHz. La résistance de linéarisation 50 permet d'assurer un fonctionnement du circuit pour des excursions importantes de tension d'entrée de w l'ordre de 150 millivolts. La figure 11 montre les courbes représentatives d'impédance (module de l'amplitude et phase du circuit) de la figure 4. ST06-GR1-106 - 14 -

Claims (10)

Revendications

1. Circuit électronique comportant : - un résonateur acoustique de type BAW ou SAW, ledit résonateur comportant une fréquence de résonance série et une fréquence de résonance parallèle ; - un circuit actif branché en parallèle sur ledit résonateur acoustique, ledit circuit actif réalisant une capacité de valeur négative permettant d'agir sur la fréquence lo parallèle dudit résonateur.

2. Circuit selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il comporte en outre, en série avec lesdits résonateur et circuit actif, un élément capacitif ajustable permettant de venir régler la fréquence série.

3. Circuit selon la revendication 1 caractérisé en ce que ledit élément capacitif ajustable est un varactor commandé par une tension de commande.

4. Circuit selon la revendication 1 caractérisé en ce que ledit circuit actif comporte 20 un circuit de capacité négative comportant une première (In+) et une seconde entrée deux entrées (In-) , comportant : - une première branche connectée entre un premier potentiel de référence (Vdd) et un second potentiel de référence (masse), ladite première branche comportant, en série, une première résistance de polarisation (41), une première 25 diode (42), le contact collecteur et ensuite le contact émetteur d'un premier transistor bipolaire (43) et une première source de courant (44) ; - une seconde branche connectée entre ledit premier potentiel de référence (Vdd) et ledit second potentiel de référence (masse), ladite seconde branche comportant, en série, une seconde résistance de polarisation (46), une seconde 30 diode (47), le contact collecteur et ensuite le contact émetteur d'un second transistor bipolaire (48) et une seconde source de courant (49) ; - la base dudit premier transistor (43) étant connectée au collecteur dudit second transistor (48) et à ladite seconde entrée (In-), la base de ce second ST06-GR1-106 15 25 -15- 2905042 transistor (48) étant connectée au collecteur dudit premier transistor (43) et à ladite première entrée (In+) ; - une capacité C 40 connectée entre l'émetteur du premier transistor bipolaire (43) et l'émetteur du second transistor bipolaire (48) ; et s .- une résistance de linéarisation Rlin 50 connectée en parallèle entre les deux électrodes d'émetteur du premier et du second transistor bipolaire.

5. Circuit selon la revendication 4 caractérisé en ce que lesdites sources de courant sont réalisées au moyen de transistors de type MOS.

6. Circuit selon la revendication 4 caractérisé en ce que lesdites premières et secondes diodes (42,47) sont réalisées au moyen de a jonction émetteur-collecteur de transistors bipolaires. 15

7. Circuit électronique comportant : - un résonateur acoustique de type BAW ou SAW, ledit résonateur comportant une fréquence de résonance série et un fréquence de résonance parallèles ; - un circuit actif branché en série sur ledit résonateur acoustique, ledit circuit actif réalisant une capacité de valeur négative permettant d'agir sur la fréquence série 20 dudit résonateur ;

8. Circuit électronique selon la revendication 7 caractérisé en ce qu'il comporte en outre, en parallèle avec lesdits résonateur et circuit actif, un élément capacitif ajustable permettant de venir régler la fréquence parallèle.

9. Circuit électronique selon la revendication 8 caractérisé en ce que ledit élément capacitif ajustable est un varactor commandé par une tension de commande.

10. Circuit de filtrage en téléphonie mobile comportant un résonateur acoustique de 30 type BAW ou SAW, ledit résonateur comportant une fréquence de résonance série et un fréquence de résonance parallèles, et comportant en outre: - un circuit actif branché en parallèle sur ledit résonateur acoustique, ledit circuit actif réalisant une capacité de valeur négative permettant d'agir sur la fréquence parallèle dudit résonateur ; ST06-GRI-106 - 16- 2905042 - un élément capacitif ajustable connecté en série permettant de venir régler la fréquence série dudit résonateur ; ledit circuit actif comportant une première (In+) et une seconde entrée deux entrées 5 (In-) , comportant : - une première branche connectée entre un premier potentiel de référence (Vdd) et un second potentiel de référence (masse), ladite première branche comportant, en série, une première résistance de polarisation (41), une première diode (42), le contact collecteur et ensuite le contact émetteur lo d'un premier transistor bipolaire (43) et une première source de courant (44) ; - une seconde branche connectée entre ledit premier potentiel de référence (Vdd) et ledit second potentiel de référence (masse), ladite seconde branche comportant, en série, une seconde résistance de polarisation (46), une seconde diode (47), le contact collecteur et ensuite le contact émetteur d'un second transistor bipolaire (48) et une seconde source de courant (49) ; - la base dudit premier transistor (43) étant connectée au collecteur dudit second transistor (48) et à ladite seconde entrée (In-), la base de ce second transistor (48) étant connectée au collecteur dudit premier transistor (43) et à ladite première entrée (In+) ; - une capacité C 40 connectée entre l'émetteur du premier transistor bipolaire (43) et l'émetteur du second transistor bipolaire (48) ; et . une résistance de linéarisation Rlin 50 connectée en parallèle entre 25 les deux électrodes d'émetteur du premier et du second transistor bipolaire. ST06-GRI -106