JP2007208490A - 水晶発振器 - Google Patents
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Abstract
【目的】水晶振動子の等価並列容量を相殺し、設計を容易にして例えば周波数可変幅を広げて雑音の少ない高周波水晶発振器を提供する。
【構成】増幅率を1以上とした発振用増幅器と前記発振用増幅器の入出力間を正帰還とする帰還回路とからなり、前記帰還回路には等価並列容量を有する水晶振動子及び前記水晶振動子の両端子間に設けられて前記等価並列容量を相殺する中和回路とを備えた水晶発振器において、
前記中和回路は第1及び第2電流反転回路との出力側が前記水晶振動子の両端子間に接続し、前記第1及び第2電流反転回路との入力側の間に中和コンデンサを接続してなり、
前記第1及び第2電流反転回路は前記等価並列容量の電流と同一方向とした中和コンデンサの電流方向を反転し、前記中和回路の両端子間の電流を前記等価並列容量及び前記中和コンデンサの電流とは逆向きにしたことを特徴とする水晶発振器。
【選択図】図1
【構成】増幅率を1以上とした発振用増幅器と前記発振用増幅器の入出力間を正帰還とする帰還回路とからなり、前記帰還回路には等価並列容量を有する水晶振動子及び前記水晶振動子の両端子間に設けられて前記等価並列容量を相殺する中和回路とを備えた水晶発振器において、
前記中和回路は第1及び第2電流反転回路との出力側が前記水晶振動子の両端子間に接続し、前記第1及び第2電流反転回路との入力側の間に中和コンデンサを接続してなり、
前記第1及び第2電流反転回路は前記等価並列容量の電流と同一方向とした中和コンデンサの電流方向を反転し、前記中和回路の両端子間の電流を前記等価並列容量及び前記中和コンデンサの電流とは逆向きにしたことを特徴とする水晶発振器。
【選択図】図1
Description
本発明は水晶振動子の等価並列容量を相殺した水晶発振器を技術分野とし、特に高周波用として設計を容易にした水晶発振器に関する。
(発明の背景)
水晶発振器は周波数や時間の基準源として各種の電子機器に内臓され、情報化時代には必須の電子部品として有用されている。このようなものの一つに、水晶振動子の等価並列容量Coを相殺して、例えば周波数可変幅を大きくし、雑音を抑えたものがある(特許文献1及び2参照)。
水晶発振器は周波数や時間の基準源として各種の電子機器に内臓され、情報化時代には必須の電子部品として有用されている。このようなものの一つに、水晶振動子の等価並列容量Coを相殺して、例えば周波数可変幅を大きくし、雑音を抑えたものがある(特許文献1及び2参照)。
(従来技術の一例)
第3図は一従来例を説明する図で、同図(a)は水晶発振器の基本的な回路図、同図(b)は水晶振動子のリアクタンス特性(共振特性)図である。
第3図は一従来例を説明する図で、同図(a)は水晶発振器の基本的な回路図、同図(b)は水晶振動子のリアクタンス特性(共振特性)図である。
水晶発振器は、周知されるように増幅率を1以上とした発振用増幅器1と入出力間を正帰還とする帰還回路2を備える。発振用増幅器1は帰還抵抗3を有する例えばCMOSとしたインバータ(反転)増幅素子とする。帰還回路2は電気的な等価回路で示す水晶振動子4と分割コンデンサCa、Cbとの共振回路からなり、位相を180度反転して発振用増幅器1の出力を入力側に正帰還とする。
水晶振動子4の電気的な等価回路は、等価直列抵抗R1、同直列容量C1、同直列インダクタL1(直列腕)と等価並列容量Co(並列腕)からなる。これによるリアクタンス特性(共振特性)は、直列腕による直列共振点fs、及び直列腕と並列腕による並列共振点fpを有し、ここでは直列共振点fsと並列共振点fpとの間の誘導性領域(インダクタ成分)で動作する。
すなわち、インダクタ成分としての水晶振動子4と分割コンデンサCa、Cbとで共振回路を形成し、これによる共振周波数を発振用増幅器1が増幅して発振を維持する(いわばコルピッツ型)。但し、発振周波数は発振用増幅器1等の容量も加味されるので、厳格には水晶振動子4から見た回路全体の容量との共振周波数になる。
この場合、水晶振動子4の誘導性領域(インダクタ成分)は、前述のように直列共振点fsと並列共振点fpとの間に基本的に限られるため、分割コンデンサCa、Cbを変化させたとき、周波数の可変範囲が狭くなる。また、幅広い周波数成分は、等価並列容量Co(並列腕)に通過するので、余計な雑音が増えることにもなる。
ここで、特許文献1や2では、第4図に示したように、水晶振動子4の両端子間に帰還抵抗3を有する反転増幅器5と中和コンデンサCmとからなる中和回路を設け、水晶振動子4の等価並列容量Coを相殺することを提案している。この場合、発振用増幅器1及び反転増幅器5の増幅率K1、K2、中和コンデンサCmと等価並列容量Coとは次の関係式になる。
すなわち、発振用増幅器1の入力電圧をViとすると、中和コンデンサCm、等価並列容量Coの端子間電圧Vm、Vcoは次になる。
Vm=Vi−K1・K2・Vi=(1−K1・K2)Vi
Vc0=Vi−K1・Vi=(1−K1)Vi
これにより、中和コンデンサCm、等価並列容量Coの電流im、ico、及び電流比im/icoは次になる。
im=jωCm・(1−K1・K2)Vi
ico=jωCo・(1−K1)Vi
im/ico=Cm・(1−K1・K2)/Co・(1−K1)
Vm=Vi−K1・K2・Vi=(1−K1・K2)Vi
Vc0=Vi−K1・Vi=(1−K1)Vi
これにより、中和コンデンサCm、等価並列容量Coの電流im、ico、及び電流比im/icoは次になる。
im=jωCm・(1−K1・K2)Vi
ico=jωCo・(1−K1)Vi
im/ico=Cm・(1−K1・K2)/Co・(1−K1)
ここで、中和コンデンサCm、等価並列容量Coの電流im、icoが逆向きで同量であれば、即ちim/ico=−1であれば互いに相殺される。換言すると、中和コンデンサCmによって等価並列容量Coが相殺されたことになる。このことから、等価並列容量Coを相殺するためには、中和コンデンサCmは次の関係式を満足することが求められる。
Cm=−{(1−K1)/(1−K1・K2)}Co
特開2001−217649号公報
特開2003−152454号公報
Cm=−{(1−K1)/(1−K1・K2)}Co
(従来技術の問題点)
しかしながら、上記構成の水晶発振器では、発振用増幅器1の増幅率K1は−1以上(負方向)なので、分子は正となる。したがって、分母の1−K1・K2は少なくとも負になる必要があることから、即ち1−K1・K2<0、要するにK1・K2>1であることが求められる。このため発振用増幅器1と反転増幅器5とが正帰還になるとともに、両者の増幅率をK1・K2>1とするので、自励発振を引き起こす問題があった。
しかしながら、上記構成の水晶発振器では、発振用増幅器1の増幅率K1は−1以上(負方向)なので、分子は正となる。したがって、分母の1−K1・K2は少なくとも負になる必要があることから、即ち1−K1・K2<0、要するにK1・K2>1であることが求められる。このため発振用増幅器1と反転増幅器5とが正帰還になるとともに、両者の増幅率をK1・K2>1とするので、自励発振を引き起こす問題があった。
また、等価並列容量Coを相殺する中和容量値Cmは、等価並列容量Co及び反転増幅器5の増幅率K2のみならず、発振用増幅器1の増幅率K1にも依存する。しかし、発振用増幅器1の増幅率K1は、起動時における発振の成長初期では増幅率が大きく、発振の成長とともに除々に小さくなって、発振成長後の定常時は一定の増幅率になる。ちなみに、発振成長初期の増幅率は定常時に比較して数十〜数百倍になる。
このため、定常時の発振用増幅器1の増幅率K1を基準として中和コンデンサCmの値を設定すると、起動時での中和効果は定常時の場合よりも大きくなって、過剰中和となり、インダクタ成分となる。これにより、例えば分割コンデンサCa、Cbと共振回路を形成して自励発振を引き起こす。これとは逆に、起動時の増幅率K1を考慮して中和コンデンサCmを設定すると、中和不足となって並列容量Coを充分に相殺できなくなる問題があった。
さらには、中和コンデンサCmは、発振用増幅器1の入力端と反転増幅器5の出力端との間の容量で、中和コンデンサCmに流れるキャンセル電流は第5図に示したように、発振用増幅器1の入力側から見た並列容量Coは相殺できても、出力側から見た並列容量Coは相殺できないので、厳密に言えば、水晶振動子4の並列容量を完全に相殺するものではない。
(発明の目的)
本発明は水晶振動子等価並列容量を中和し、例えば周波数可変幅を広げて雑音の少ない設計を容易にした水晶発振器を提供することを目的とする。
本発明は水晶振動子等価並列容量を中和し、例えば周波数可変幅を広げて雑音の少ない設計を容易にした水晶発振器を提供することを目的とする。
本発明は、特許請求の範囲(請求項1)に示したように、増幅率を1以上とした発振用増幅器と前記発振用増幅器の入出力間を正帰還とする帰還回路とからなり、前記帰還回路には等価並列容量を有する水晶振動子及び前記水晶振動子の両端子間に設けられて前記等価並列容量を相殺する中和回路とを備えた水晶発振器において、前記中和回路は第1及び第2電流反転回路との出力側が前記水晶振動子の両端子間に接続し、前記第1及び第2電流反転回路との入力側の間に中和コンデンサを接続してなり、前記第1及び第2電流反転回路は前記等価並列容量の電流と同一方向とした中和コンデンサの電流方向を反転し、前記中和回路の両端子間の電流を前記等価並列容量及び前記中和コンデンサの電流とは逆向きにした構成とする。
このような構成であれば、水晶振動子両端から中和回路を見たとき、中和回路は等価並列容量(Co)に対して負性容量(−C)のように動作する。したがって、水晶振動子の等価並列容量(Co)を容易に相殺できることから、直列共振点fsと並列共振点fpとの間の誘導性領域を容易に広げて、発振周波数の可変幅を大きくできる。特に、電圧制御発振器とした場合は、可変範囲が大きくなって有用となる。
また、等価並列容量Coがキャンセルされるので、並列腕による雑音を抑制できる。なお、この場合、等価並列容量Coによるミラー効果が発振用増幅器の入力側に生じないので、発振用増幅器の増幅率の低下を防止する効果をも奏する。したがって、雑音を抑制した安定な水晶発振器を得る。この場合、特に、高周波になるほど効果が大きい。
また、中和回路は負性容量(-Co)のように振る舞うので、発振用増幅器と中和回路とは閉ループを形成するものの、正帰還にはならない、自励発振は生じない。そして、中和された容量値は、後述の実施形態で述べるように第1及び第2電流反転回路の電流比と中和容量値とで一義的に決まるので、発振用増幅器の増幅率には依存しない。
したがって、特に起動時の大きく変化する増幅率を考慮することがないので、安定した発振起動が可能となる。このように、本発明では、水晶振動子の等価並列容量を相殺できることから、例えば周波数可変幅を広げて雑音の少ない設計を容易にした水晶発振器を提供できる。なお、これらの場合、実施形態で述べるように、前記第1及び第2電流反転回路は同一特性を持ち、且つ、入出力電流比は簡単に設定できるものが好ましい。
第1図は本発明の一実施形態を説明する水晶発振器の回路図で、同図(a)は概念的(等価的)回路図、同図(b)は具体例である。なお、前従来例と同一部分には同番号を付与してその説明は簡略又は省略する。
水晶発振器は前述したように反転型の発振用増幅器1とその入出力間を正帰還とする帰還回路2を備える。帰還回路2は等価回路で示す水晶振動子4と分割コンデンサCa、Cbとからなる共振回路を有し、さらに水晶振動子4の等価並列容量Coを相殺する中和回路を付加してなる。中和回路は前述同様に水晶振動子4の両端子間に設けられ、本発明では第1及び第2電流反転回路6、7と両者間に接続した中和コンデンサCmとからなる。
この場合、第1及び第2電流反転回路6、7の出力側が水晶振動子4の両端子間に、入力側に中和コンデンサCmが接続する。そして、中和コンデンサCmと水晶振動子4の等価並列容量Coには同一方向の電流が流れるとし、第1及び第2電流反転回路6、7はそれぞれ入出力間で反転した逆向きの電流が流れ、中和回路の両端子間では水晶振動子4の等価並列容量Coの電流と逆向きの電流が流れる。「第1図(a)」。
ここでの第1及び第2電流反転回路6、7は、第1図(b)に示したように、いずれも2入力端子と1出力端子を有する第1及び第2差動増幅器6a、7aからなる。第1及び第2差動増幅器6a、7aの2入力端子(±)のうちの任意一方例えば−入力端子は水晶振動子4の両端側に接続し、他方の+出力端子間には中和コンデンサCmが接続する。
そして、第1及び第2差動増幅器6a、7aの各2入力端子(±)と各出力端子との間には帰還抵抗Rx、Ryが接続する。但し、第1及び第2差動増幅器6a、7aの帰還抵抗Ryは中和コンデンサCm側の入力端子(+)と各出力端子との間に、帰還抵抗Rxは他方の入力端子(−)と各出力端子と間に接続する。
このようなものでは、中和コンデンサCmの電流im(=i2)、第1及び第2差動増幅器6a、6bの各帰還抵抗Rx、Ryの電流i1、i2は次式(段落0027〜0028)になる。但し、第1及び第2差動増幅器6a、7aの一方の入力端子(−)の入力電圧をVa1、Va2、他方の入力端子(+)の入力電圧をVb1、Vb2、各出力電圧をVd1、Vd2とし、中和コンデンサCmの端子間電圧をVb1b2、同インピーダンスをZb1b2とする。
im=Vb1b2/Zb1b2
i1=−(Va1−Vd1)/Rx
i2=−(Vb1−Vd1)/Ry=−(Va1−Vd1)/Ry
i1=−(Va1−Vd1)/Rx
i2=−(Vb1−Vd1)/Ry=−(Va1−Vd1)/Ry
したがって、電流比i1/i2及びi1は次になる。
i1/i2=Ry/Rx、i1=i2・Ry/Rx
i1/i2=Ry/Rx、i1=i2・Ry/Rx
水晶振動子4の両端から中和回路を見たインピーダンスZa1、a2、及び中和コンデンサの両端子間のインピーダンスZb1、b2は次になる。
Za1、a2=(Va1−Va2)/−i1
Zb1、b2=(Vb1−Vb2)/i2=(Va1−Va2)/i2
但し、差動増幅器の入力端子間は仮想短絡なので、上記ではVa1=Vb1、Va2=Vb2の関係を用いた。
Za1、a2=(Va1−Va2)/−i1
Zb1、b2=(Vb1−Vb2)/i2=(Va1−Va2)/i2
但し、差動増幅器の入力端子間は仮想短絡なので、上記ではVa1=Vb1、Va2=Vb2の関係を用いた。
したがって、中和回路の両端(中和回路側)と中和コンデンサのインピーダンス比Za1、a2/Zb1、b2は次になる。
Za1、a2/Zb1、b2=−i2/i1=−Rx/Ry
ここで、Zb1、b2=1/jωCmであるから、下式になる。
Za1、a2=−Rx/Ry・(1/jωCm)=−Rx/(Ry・jωCm)
Za1、a2/Zb1、b2=−i2/i1=−Rx/Ry
ここで、Zb1、b2=1/jωCmであるから、下式になる。
Za1、a2=−Rx/Ry・(1/jωCm)=−Rx/(Ry・jωCm)
これらのことから、水晶振動子4の等価並列容量Coによるインピーダンスを相殺するためには、
Za1、a2=−1/jωCoとすればよい。
即ち、Za1、a2=−Rx/(Ry・jωCm)=−1/jωCoとすればよい。
したがって、次の関係式を満たせば、等価並列容量Coを相殺できる。
Cm=Co・Rx/Ry
Za1、a2=−1/jωCoとすればよい。
即ち、Za1、a2=−Rx/(Ry・jωCm)=−1/jωCoとすればよい。
したがって、次の関係式を満たせば、等価並列容量Coを相殺できる。
Cm=Co・Rx/Ry
要するに、第1及び第2差動増幅器6a、6bの帰還抵抗Rx、Ryの抵抗比、即ち電流反転回路の電流比(Rx/Ry)と中和コンデンサCmを設定するのみで、等価並列容量Coを簡単に中和できる。ここで、例えば、帰還抵抗Rx、Ryの抵抗比比Rx/Ryが2:1とすると、中和コンデンサ容量値Cmを2Coにすることで、水晶振動子4の等価並列容量Coを完全に相殺できる。
このような構成であれば、効果の欄でも述べたように、容量中和回路の電流反転回路の電流比(Rx/Ry)と中和コンデンサの容量値Cmを設定するのみで、振動子の等価並列容量(Co)を容易に中和できるため、設計を容易にする。発振用増幅器の増幅率は中和機能には関与せず、起動時の発振用増幅器1の増幅率K1の変動に起因した中和回路の誘導性(中和過剰)及び容量性(中和不足)等の弊害を防止する。
また、中和回路は−Rx/(Ry・jωCm)ように振る舞いので、発振用増幅器と中和回路とは閉ループを形成するものの、正帰還にはならないので自励発振は生じない等の効果を生じる。これらのことから、水晶振動子の等価並列容量を容易に相殺し、設計を容易にして例えば周波数可変幅を広げて雑音の少ない、安定した高周波水晶発振器を提供できる。
(他の事項)
上記実施形態では、発振用増幅器1は反転増幅器(インバータ)としたが、同相増幅器としてもよい。この場合、分割コンデンサCa、Cbは除去して位相反転機能は持たない水晶振動子4のみとして、発振用増幅器1の入出力間でのみ同相とするいわゆる帰還型とする。
上記実施形態では、発振用増幅器1は反転増幅器(インバータ)としたが、同相増幅器としてもよい。この場合、分割コンデンサCa、Cbは除去して位相反転機能は持たない水晶振動子4のみとして、発振用増幅器1の入出力間でのみ同相とするいわゆる帰還型とする。
1 発振用増幅器、2 帰還回路、3 帰還抵抗、4 水晶振動子(等価回路)、5 反転増幅器、6、7 電流反転回路。
Claims (2)
- 増幅率を1以上とした発振用増幅器と前記発振用増幅器の入出力間を正帰還とする帰還回路とからなり、前記帰還回路には等価並列容量を有する水晶振動子及び前記水晶振動子の両端子間に設けられて前記等価並列容量を相殺する中和回路とを備えた水晶発振器において、
前記中和回路は第1及び第2電流反転回路との出力側が前記水晶振動子の両端子間に接続し、前記第1及び第2電流反転回路との入力側の間に中和コンデンサを接続してなり、
前記第1及び第2電流反転回路は前記等価並列容量の電流と同一方向とした中和コンデンサの電流方向を反転し、前記中和回路の両端子間の電流を前記等価並列容量及び前記中和コンデンサの電流とは逆向きにしたことを特徴とする水晶発振器。 - 前記第1及び第2電流反転回路はいずれも2入力端子と1出力端子を有する第1及び第2差動増幅器からなり、前記第1及び第2差動増幅器の2入力端子のうちの一方の入力端子は前記水晶振動子の両端側に接続し、前記中和コンデンサは前記第1及び第2差動増幅の他方の入力端子との間に接続し、前記第1及び第2差動増幅器の各2入力端子と各1出力端子との間には帰還抵抗が接続した請求項1の水晶発振器。
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Cited By (3)
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JP2011510551A (ja) * | 2008-01-18 | 2011-03-31 | コミッサリア ア レネルジー アトミーク エ オ ゼネルジ ザルタナテイヴ | 広い周波数変化範囲を有する電気共振器デバイス |
JP2015019241A (ja) * | 2013-07-11 | 2015-01-29 | 新日本無線株式会社 | 発振回路およびその調整方法 |
CN111835286A (zh) * | 2020-07-27 | 2020-10-27 | 中国电子科技集团公司第十三研究所 | 晶体静态电容抵消电路 |
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- 2006-01-31 JP JP2006023315A patent/JP2007208490A/ja active Pending
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