JP4649275B2 - 電圧制御型水晶発振器 - Google Patents

Description

本発明は、電圧制御型水晶発振器に係り、特に可変周波数範囲および可変周波数特性の制御に関する。

電圧制御型水晶発振器は、周波数変調器や可変周波数発振器として多くの電子回路に採用されており、その一般的な回路構成を図３に示す。発振回路１はその帰還ループ内に水晶振動子（または他の圧電振動子）２を介挿することで、該水晶振動子２がもつ共振周波数での発振動作を得る。水晶振動子２に直列に介挿されるバリキャップダイオード（可変容量ダイオード）３は、抵抗４を通して印加される制御電圧ＶＣに応じて容量が制御され、これによって水晶振動子２に直列（等価的には並列）に介挿される容量を変化させて水晶振動子２の共振周波数を変化させ、発振回路１の発振周波数を制御する。

この構成において、発振器の可変周波数範囲および可変周波数特性は、バリキャップダイオードの制御電圧−容量特性で決まる。そこで、所期の周波数可変範囲と可変周波数特性をもつ電圧制御型水晶発振器の設計／製作には、これら要求に合致した制御電圧−容量特性をもつバリキャップダイオードを市販のものから選択、もしくは開発することになるが、これら要求に適合したバリキャップダイオードが無い場合や開発が難しい場合があり、装置開発の遅れや設計自由度を低くしてしまう。

可変周波数範囲を上げる回路方式として、バリキャップダイオードには通常の制御電圧−容量特性をもつものを使用し、発振回路の帰還ループ中に、伸長コイルを介挿する方式、または伸長コイルが発振器のＩＣ化に際して外付けになるため、それに代えて誘導性リアクタンス回路を介挿する方式がある（例えば、特許文献１参照）。

この誘導性リアクタンス回路を使用した回路構成を図４の（ａ）に示し、水晶振動子２に直列（等価的には水晶振動子とは並列接続）に誘導性リアクタンス回路５を設ける。この誘導性リアクタンス回路５は、同図の（ｂ）に示すように、Ａ級増幅動作にバイアスされるＦＥＴ（電界効果トランジスタ）のドレイン端子とゲート端子間に帰還抵抗Ｒを接続し、ゲート端子とソース端子間にコンデンサＣを設ける。この構成により、ドレイン端子とソース端子間は等価的に以下の式で表せるインダクタンスＬｅｑを得る。ただし、Ｃはコンデンサ容量、Ｒは抵抗値、ｇｍはＦＥＴの相互コンダクタンスである。

Ｌｅｑ＝Ｃ・Ｒ／ｇｍ …（１）
この誘導性リアクタンス回路５は、バリキャップダイオード３と直列接続で水晶振動子２に並列に設けることで、バリキャップダイオードの容量変化（制御電圧ＶＣの変化）に対する発振周波数の可変範囲を大きくすることができる。

特開２０００−２１６６３３号公報

電圧制御型水晶発振器は、構造上は水晶振動子を除いてＩＣ化され、さらに高周波信号処理回路などの他の電子回路と一体に組み込まれたＬＳＩもある。このような発振器およびそれを含む電子回路のＩＣ化やＬＳＩ化において、消費電力の改善のために、動作電圧の低電圧化も要求されており、従前の５Ｖｄｃから３.３Ｖｄｃ、さらには２.５Ｖｄｃのものが要望されてきている。この低電圧化に伴い、発振回路等の電源電圧Ｖｃｃおよびバリキャップダイオードの制御電圧ＶＣも制限されてくる。

ここで、バリキャップダイオードは、その制御電圧−容量特性例を図５に示すように、制御電圧ＶＣの可変範囲が大きいほど容量変化も大きくなる。したがって、その動作電圧の低電圧化は、バリキャップダイオードの最大可変容量の低下になってしまい、所期の可変周波数範囲をもつ発振器が得られなくなる。

このため、特許文献１のように、誘導性リアクタンス回路を設けて可変周波数範囲を高める構成とするも、動作電圧が低電圧化されるほど、制御電圧に対して所期の可変容量（可変周波数範囲）をもつバリキャップダイオードを選択するのが難しくなり、これに加えて所期の制御電圧−容量特性（可変周波数特性）をもつバリキャップダイオードを選択するのが一層困難になり、回路設計の自由度も低いものになる。

本発明の目的は、動作電圧の低電圧化にも容易に対応でき、所期の可変周波数範囲および可変周波数特性をもつ回路設計、製作を容易にした電圧制御型水晶発振器を提供することにある。

本発明は、発振回路の帰還ループ中に水晶振動子を介挿し、制御電圧によって該水晶振動子の共振周波数を変化させることで発振回路の発振周波数を制御する電圧制御型水晶発振器であって、
出力端からみたリアクタンスを前記制御電圧に応じて可変にした可変リアクタンス回路を、前記水晶振動子に直列に介挿し、
前記可変リアクタンス回路は、前記増幅素子としてのＦＥＴのドレイン端子とゲート端子間に設けた第１のリアクタンス要素と、前記ＦＥＴのソース端子とゲート端子間に設けた第２のリアクタンス要素と、前記制御電圧を前記ＦＥＴのゲート端子に印加する高インピーダンス素子とによって構成し、
前記可変リアクタンス回路は、前記増幅素子としてのＦＥＴのドレイン端子とゲート端子間に設けた第１のリアクタンス要素と、前記ＦＥＴのソース端子とゲート端子間に設けた第２のリアクタンス要素と、前記制御電圧を前記ＦＥＴのゲート端子に印加する高インピーダンス素子とによって構成し、
前記第１のリアクタンス要素は抵抗とコンデンサの直列回路を含むかまたは抵抗とコンデンサの並列回路を含み、
前記第２のリアクタンス要素は抵抗とコンデンサの直列回路を含むかまたは抵抗とコンデンサの並列回路を含むことを特徴とする。

以上のとおり、本発明によれば、従来のバリキャップダイオードに代えて、増幅素子とリアクタンス要素で構成し、制御電圧に応じて出力端からみたリアクタンスを可変にした可変リアクタンス回路を水晶振動子に直列に介挿し、この回路のリアクタンス要素の組み合わせおよび回路定数の変更によって発振周波数に所期の可変周波数特性および所期の可変周波数範囲を得るようにしたため、バリキャップダイオードの特性に制約されることなく、回路設計、製作を容易に、すなわち回路設計の自由度を高め、また低電圧化にも容易に対応できる効果がある。

特に、第１のリアクタンス要素と第２のリアクタンス要素の組み合わせと回路定数の変更によって容量性リアクタンスを呈する構成、または誘導性リアクタンスを呈する構成、さらには容量性と誘導性の両方をもつ構成とすることができ、回路設計の自由度を高めることができる。

図１は、本発明の実施形態を示す基本構成である。同図が図３と異なる部分は、バリキャップダイオードに代えて、水晶振動子２に直流阻止コンデンサ６を介して可変リアクタンス回路７を介挿した点にある。

可変リアクタンス回路７は、Ａ級増幅動作させる増幅素子としてＦＥＴを設け、このＦＥＴのドレイン端子側をコンデンサ６との接続端とし、ソース端子側を接地端とし、ＦＥＴのゲート端子とドレイン端子間に第１のリアクタンス要素Ｚ１を接続し、ＦＥＴのゲート端子とソース端子間に第２のリアクタンス要素２を接続し、ＦＥＴのゲート端子と制御電圧端子間に発振周波数帯域で高インピーダンスを呈してＦＥＴにゲート電圧を印加するための抵抗ＲＤを接続した構成とする。なお、増幅素子はＦＥＴに代えてバイポーラ形トランジスタとすることができる。また、抵抗ＲＤは高周波阻止コイルと抵抗の直列回路とすることができるが、発振器をＩＣ化する場合は抵抗とするのが好ましい。

この構成において、例えば、リアクタンス要素Ｚ１を容量Ｃをもつコンデンサとし、リアクタンス要素Ｚ２を抵抗値Ｒをもつ抵抗とすると、出力端になるＡ点からみたアドミッタンスＹは以下の式で示すように、容量性を呈する。ただし、ｒｄはFETの内部抵抗値である。

逆に、リアクタンス要素Ｚ１を抵抗値Ｒをもつ抵抗とし、リアクタンス要素Ｚ２を容量Ｃをもつコンデンサとすると、Ａ点からみたアドミッタンスＹは以下の式で示すように、インダクタンス性を呈する。

これら式から明らかなように、可変リアクタンス回路７は、アドミッタンスＹがＦＥＴの相互コンダクタンスｇｍに依存し、このコンダクタンスｇｍはＦＥＴのゲート電圧に依存するため、ＦＥＴのゲート端子に印加する制御電圧ＶＣによってＡ点からみたリアクタンスを変化させることができる。

そして、式（２）の場合、容量性になることから、リアクタンス要素Ｚ１の抵抗Ｒとコンデンサ容量Ｃと変えること、および相互コンダクタンスｇｍ（制御電圧ＶＣ）を変えることで、可変周波数特性を変えることができる。一方、式（３）の場合、誘導性になることから可変周波数範囲を変更（拡張）することができる。

したがって、従来のバリキャップダイオードを使用した電圧制御型水晶発振器ではその可変容量および制御電圧−容量特性が固定的であるのに対して、本実施形態では、リアクタンス要素Ｚ１，Ｚ２の特性を抵抗とコンデンサの組み合わせ、および回路定数の変更で任意の可変周波数特性および可変周波数範囲のものを設計、製作でき、設計自由度を高めることができる。また、動作電圧の低電圧化にも容易に対応した設計、製作ができる。より具体的には、既述したように消費電力を抑えるために電源電圧を低くすることが要請されているが、今まで用いられていたバリキャップダイオードは電源電圧の大きさにより容量の調整範囲が限られてくることから、電源電圧が５．０Ｖから３．３Ｖになると特に制御電圧の選択範囲が限られることから、この実施の形態は、電源電圧が３．３Ｖ以下の範囲において特に効果が大きい。

図２は、本発明の他の実施形態を示す回路構成図である。同図が図１と異なる部分は、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列回路でリアクタンス要素Ｚ１を構成し、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の直列回路でリアクタンス要素Ｚ２を構成した点にある。この構成においては、調整個所が４点（C１、C２、R１、R2）になるため、設計自由度を一層高めることができる。なお各リアクタンス要素Z１（Z２）は、抵抗とコンデンサとの直列回路に限らず、並列回路であってもよいし、直列回路と並列回路との組み合わせなどであってもよい。ここでいう組み合わせとは直列回路に対して抵抗あるいはコンデンサを並列に組み合わせる場合や並列回路に対して抵抗あるいはコンデンサを直列に組み合わせる構成などが含まれる。

なお、実施形態において、発振回路１はコルピッツ形、ピアース形など適宜設計変更して同等の作用効果を得ることができる。

本発明の実施形態を示す基本構成図である。 本発明の他の実施形態を示す回路構成図である。 従来の一般的な電圧制御型水晶発振器の回路構成図である。 誘導性リアクタンス回路を使用した回路構成図（従来）である。 バリキャップダイオードの制御電圧−容量特性を示す特性図である。

符号の説明

１ 発振回路
２ 水晶振動子
３ バリキャップダイオード
５ 誘導性リアクタンス回路
６ 直流阻止コンデンサ
７ 可変リアクタンス回路
Ｚ１、Ｚ２ リアクタンス要素
ＦＥＴ 電界効果トランジスタ

Claims (1)

1. 発振回路の帰還ループ中に水晶振動子を介挿し、制御電圧によって該水晶振動子の共振周波数を変化させることで発振回路の発振周波数を制御する電圧制御型水晶発振器であって、
   出力端からみたリアクタンスを前記制御電圧に応じて可変にした可変リアクタンス回路を、前記水晶振動子に直列に介挿し、
   前記可変リアクタンス回路は、増幅素子としてのＦＥＴのドレイン端子とゲート端子間に設けた第１のリアクタンス要素と、前記ＦＥＴのソース端子とゲート端子間に設けた第２のリアクタンス要素と、前記制御電圧を前記ＦＥＴのゲート端子に印加する高インピーダンス素子とによって構成し、
   前記第１のリアクタンス要素は抵抗とコンデンサの直列回路を含むかまたは抵抗とコンデンサの並列回路を含み、
   前記第２のリアクタンス要素は抵抗とコンデンサの直列回路を含むかまたは抵抗とコンデンサの並列回路を含むことを特徴とする電圧制御型水晶発振器。

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