JP2008118550A - 電圧制御発振器 - Google Patents

電圧制御発振器 Download PDF

Info

Publication number
JP2008118550A
JP2008118550A JP2006301883A JP2006301883A JP2008118550A JP 2008118550 A JP2008118550 A JP 2008118550A JP 2006301883 A JP2006301883 A JP 2006301883A JP 2006301883 A JP2006301883 A JP 2006301883A JP 2008118550 A JP2008118550 A JP 2008118550A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
controlled oscillator
circuit unit
resonator
mosfet
control voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2006301883A
Other languages
English (en)
Inventor
Nobuyuki Ito
信之 伊藤
Toshihiko Yoshimasu
敏彦 吉増
Koji Yonemura
浩二 米村
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Priority to JP2006301883A priority Critical patent/JP2008118550A/ja
Publication of JP2008118550A publication Critical patent/JP2008118550A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

【課題】LC共振器の容量を電圧制御発振器に印可される制御電圧によって自動的に変化させることにより広帯域な可変容量範囲を得え、その結果従来より広帯域な発振周波数領域を得ることができる電圧制御発振器を提供する。
【解決手段】電圧制御発振器は、電流源回路部1と、電流源回路部1に接続されたLC共振器回路部2と、LC共振器回路部2に接続された増幅器回路部3とを具備している。LC共振器回路部2は、インダクタンス部L1、L2と、容量部と、制御電圧端子ctrlとを有し、容量部は、直列接続されたバラクタ素子D1、D2及びMOSFET(M1、M2)を含み、制御電圧端子ctrlは、MOSFETの制御電極(ゲート)及びバラクタ素子のカソードに接続され、制御電圧端子ctrlに印加される制御電圧は共振器回路を構成する容量を従来より大きく変化させることができる。
【選択図】図1

Description

本発明は、主に無線通信に用いられる局部発振器回路を構成する電圧制御発振器に関するものである。
従来の差動型LC電圧制御発振器は、その発振周波数を決定するLC共振器回路部、LC共振器回路部分の損失を補填するための増幅器回路部、この増幅器部に直流電流を供給する電流源回路部から構成される。LC共振器回路部分は、外部より与えられる制御電圧によって、共振周波数を変化させることができるように、可変容量素子もしくは可変容量インダクタを用いることとなるが、通常は可変容量素子を用いて制御電圧によって容量を可変させて共振周波数を変化させる。集積回路上で用いられる可変容量素子として用いられる代表的な素子はpn接合ダイオードである。pn接合ダイオードとインダクタを用いた共振器の共振周波数を式(1)に、pn接合ダイオードの容量の電圧依存性を式(2)に示す。
fosc (Vbias)=1/2π√(LC(Vbias)) ・・・(1)
C(Vbias)=C(0)/(1−Vbias/Vj )MJ ・・・(2)
C(0)はpn接合ダイオードに対する印加電圧が0Vの場合の容量値、Vjはpn接合のビルトイン電圧であり、通常0.6〜0.7Vである。MJは接合の傾斜係数であり、理想的なpn接合においては1/2であるが、pn間の不純物密度差が小さくなるにつれ、その値は1/3に近い値をとる。MJが小さい値をとる場合、電圧による容量可変比は小さくなる。
ここで、Vbiasとして0〜−3V、Vj =0.6V、MJ=0.5の場合を考えた場合、Vbias=0Vの場合の容量C(0)に対して、Vbias=−3Vの場合の容量C(−3)は式(3)のように示すことができる。
C(−3)=C(0)/(1−(−3)/0.6)0.5 =約0.41
・・・(3)
したがって、式(3)及び式(1)よりVbias=−3V時の発振周波数fosc (−3)とVbias=0V時の発振周波数fosc (0)の比、fosc (−3)/fosc (0)は式(4)のように示すことができる。
fosc (−3)/fosc (0)=1/(√(0.41))=約1.56
・・・(4)
ここでは電源電圧として3Vのシステムを仮定しているため、この発振器の最大発振周波数fmax と最小発振周波数fmin はそれぞれ、fosc (−3)とfosc (0)となるためfmax /fmin =1.56となる。しかしながら、実際の無線システムにおいては電圧制御発振器に印加される電圧は、PLLのチャージポンプ回路から供給されるため、電源電圧の上限及び下限から0.5V程度のマージンが必要となる。よって、実際に得ることができるfmax /fmin は、式(5)のように計算できる。
fosc (−2.5)/fosc (−0.5)=(√(0.74))/(√(0.44))=約1.29 ・・・(5)
一方、電圧制御発振器のチューニングレンジは、式(6) で定義される。
Δfosc /fcenter=(fmax −fmin )/0.5(fmax +fmin )=2((fmax /fmin )−1)/((fmax /fmin )+1) ・・・(6)
ここでfmax /fmin =1.29の場合について式(7)に記す。
Δfosc /fcenter=2(1.29−1)/(1.29+1)=25.3%
・・・(7)
式(7)より、例えば、前述した従来例においては、例えpn接合ダイオードの特性が理想的であったとしても、チューニングレンジは25.3%が限界であることがわかる。
近年、無線通信応用においては、その送受信するデータ量を大容量化の要求から、変調方式等の改革が進んでいるが、大容量のデータを通信する最も基本的な要件は信号帯域幅の広帯域化であり、そのためには、キャリア周波数の高周波化と周波数レンジの広帯域化も必要となってくる。代表的な例として、現在計画されているUWB(Ultra Wide-Band )システムにおける周波数プランを図5に示す。UWBでは、3168MHz〜10560MHzの周波数範囲を5つのバンドグループに分け、さらに各バンドグループを2〜3のバンドに分けている。例えば、バンドグループ1のバンド1は3168MHz〜3696MHz、バンド2は3696MHz〜4224MHz、バンド3は4224MHz〜4752MHzであり、各バンドのチューニングレンジは、バンド1は15.4%、バンド2は13.3%、バンド3は11.8%と現行の無線通信システムと比較してやや広いだけであるが、UWB通信機としては、最低限一つのバンドグループをカバーすることが必要である。
したがって、バンドグループ1では、3168MHz〜4752MHzをカバーする必要があり、チューニングレンジは40%必要となる。同様に、バンドグループ2では28.6%、バンドグループ3では22.2%、バンドグループ4では18.2%、バンドグループ5では10.5%となる。したがって、先の従来例で示した電圧制御発振器では、そのチューニングレンジを満たすことができないという問題がある。
特許文献1に開示された従来の電圧制御発振器(VCO)は、サイズの大きなMOSを用いることなく、十分な周波数可変レンジを取れるようにし、またバンド数が多くなったとしても周波数可変レンジの劣化を少なくするものである。VCOの発振コア部分は、二つのブランチの間にインダクタ(インダクタンス:L)とバラクタ(Cvara1 ,Cvara2 )が並列に接続されている。バラクタ(Cvara2 )は、二つのバラクタからなり、それらの間には、オン時に抵抗として機能し、オフ時にキャパシタとして機能するMOSが設けられている。そして、発振周波数切り替えの際にはそのMOSをオン/オフ切り替え制御する。ここで用いる容量可変回路においては、少なくとも二つの可変容量素子に対して抵抗と容量の何れか一方を切替接続することにより、十分な容量の差を得ることができる。また、この容量可変回路を備えることにより、切り替え可能な発振周波数範囲を広くとることができると共に切り替え可能な発振周波数の幅を広くしたとしても周波数可変レンジが劣化することは殆ど無い。更に特許文献1に開示された無線通信端末においては発振回路を局部発振信号の生成手段として備えることにより、複数の周波数帯域を用いたマルチバンドでの無線通信が可能となる。
特開2005−285938号公報
本発明は、以上のような問題を解決するためになされたものであり、LC共振器の容量を電圧制御発振器に印可される制御電圧によって自動的に変化させることにより広帯域な可変容量範囲を得るようにし、これにより従来より広帯域な発振周波数領域を得ることができる電圧制御発振器を提供する。
本発明の電圧制御発振器の一態様は、電流源回路部と、前記電流源回路部に接続されたLC共振器回路部と、前記LC共振器部に接続された増幅器回路部とを具備し、前記LC共振器回路部は、インダクタンス部、容量部及び制御電圧端子を有し、前記容量部は、直列接続されたバラクタ素子及びMOSFETを含み、前記制御電圧端子は、前記MOSFETの制御電極(ゲート)及びバラクタ素子のカソードに接続され、前記制御電圧端子に印加される制御電圧は、共振器を構成する容量を変化させることを特徴としている。
LC共振器の電圧可変容量の接続される数を電圧制御発振器に印可される制御電圧によって自動的に変化させることにより広帯域な可変容量範囲を得るようにし、これにより広帯域な発振周波数領域を得ることができる。
以下、実施例を参照して発明の実施の形態を説明する。
図1乃至図5を参照して実施例1を説明する。
図1は、この実施例の電圧制御発振器の回路図、図2は、この実施例の電圧制御発振器に用いるLC共振器の回路図、図3は、従来の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性とこの実施例の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性を説明する特性図、図4は、この実施例の電圧制御発振器の発振周波数の制御電圧依存性を説明する特性図、図5は、現在計画されているUWBシステムにおける周波数プランを示す特性図である。
図2に示すように、LC共振器回路部は、インダクタからなるインダクタンス部と、容量部と、制御電圧端子ctrlと、出力部(outp、outn)とを有する。容量部は、直列接続されたバラクタ素子D1及びMOSFETM1からなる第1の接続体と直列接続されたバラクタ素子D2及びMOSFETM2からなる第2の接続体とを直列に接続して構成される。バラクタ素子D1とバラクタ素子D2とはカソード同士が接続されている。この実施例ではバラクタ素子にはバラクタダイオードを用いるが、例えば、MOS型バラクタ素子のように他の素子を用いても良い。バラクタ素子(バラクタダイオード)D1のアノードとMOSFETM1の一方の電極とが接続され、バラクタ素子(バラクタダイオード)D2のアノードとMOSFETM2の一方の電極とが接続される。そして、バラクタ素子D1、D2とMOSFETとの間にはそれぞれ一端が接地された抵抗R1、R2が接続されており、電圧を安定させている。インダクタンス部のインダクタLは、MOSFETM1、M2の他方の電極とが接続され、これら他方の電極は、それぞれ出力部を構成する負出力outn及び正出力outpに接続される。制御電圧端子ctrlは、MOSFETM1、M2のゲート電極及びバラクタ素子D1、D2のカソードにそれぞれ接続されている。
図1は、図2に示すLC共振器回路部を組み込んだ電圧制御発振器の回路構成を示している。電圧制御発振器は、増幅器部分に直流電流を供給する電流源回路部(I)1と、電流源回路部1に接続され、発振周波数を決めるLC共振器回路部2と、LC共振器回路部2に接続され、LC共振器回路部の損失を補填する増幅器回路部3とから構成されている。
電流源回路部1の一端は、LC共振器回路部2のインダクタL1、L2の一端に接続され、他端は、それぞれ増幅器回路部3のバイポーラトランジスタQ1、Q2のコレクタに接続されている。負出力outn及び正出力outpは、インダクタL1、L2の前記他端とバイポーラトランジスタQ1、Q2のコレクタとの間にそれぞれ接続されている。バイポーラトランジスタQ1のゲート電極は、バイポーラトランジスタQ2のコレクタ電極に接続され、バイポーラトランジスタQ1のコレクタ電極は、バイポーラトランジスタQ2のゲート電極に接続され、バイポーラトランジスタQ1のエミッタ電極は、接地(GND)されている。また、バイポーラトランジスタQ2のエミッタ電極は、接地(GND)されている。なお、図1においては、増幅器回路としてバイポーラトランジスタQ1、Q2を用いたが、MOSFETを用いても同様の回路を構成することができる。
図2の回路構成を図1の電圧制御発振器に組み込むに際し、容量を適宜調整し、電圧を安定させるためにキャパシタ及び抵抗を付加される。即ち、負出力outnとインダクタL1の前記他端との間にキャパシタC1及び抵抗R3を介してMOSFETM1の前記他方の電極が接続されている。抵抗R3は、一端が接地され、他端がキャパシタC1とMOSFETM1の前記他方の電極との間に接続されている。同じく正出力outpとインダクタL2の前記他端との間にキャパシタC2及び抵抗R4を介してMOSFETM2の前記他方の電極が接続されている。抵抗R4は、一端が接地され、他端がキャパシタC2とMOSFETM2の前記他方の電極との間に接続されている。
以上説明したように、従来の電圧制御発振器に用いられている単独のpn接合ダイオードをバラクタ素子として含むLC共振器回路では、図5に示すように40%を超えるチューニングレンジ(Tuning Range)を得ることは困難であった。
そこで、この実施例で用いられる共振器回路においては、制御電圧端子により、付随する容量素子を順次切り替えていくことにより、その容量変化範囲を拡大させる。これにより従来では満たすことができない広帯域なチューニングレンジを有する電圧制御発振器を得る。
この実施例では、図2に示す共振器回路をを用いて説明する。以下、この共振器回路の動作の制御電圧(Vctrl)依存性について説明する。なお、以下の説明において用いられるVon及びΦp は、式(8)及び式(9)によって示される。
VON=VTH+nkT/q ・・・(8)
Φp =(kT/q)ln(NA /ni ) ・・・(9)
ここで、VTHはMOSFETの閾値電圧、Φp はMOSFETの表面ポテンシャル、nはMOSFETの理想係数(通常のpn接合では約1、MOSFETでは約2を取るのが普通)、kはボルツマン係数、Tは絶対温度、qは電子の電荷(1.6×10-19 )、NA はMOSFETのチャネル不純物密度、ni はシリコンの真性不純物密度である。
1) 0<Vctrl<Von−2Φp
この電圧範囲においてMOSFETはオフしており、共振器のバラクタ容量は式(10)によって示される。
C=CGSO Wg +Cjs ・・・(10)
ここで、Cgs0 はMOSFETのゲート−ソース間のオーバーラップ容量、Wg はMOSFETのゲート幅、CjsはMOSFETのソース−基板間の寄生容量である。Cjsはpn接合の容量であり式(2)と同じ式で示され電圧依存性を示すが、全容量に対する寄与は非常に小さく無視できうる値である。
2) Von−2Φp <Vctrl<Von
この電圧範囲では式(11)に示すように、MOSFETはオンしMOSFETの容量は急峻に増加する。
C=γCOX((Von−VGS)/2Φp +1)+Cgso Wg +Cjs ・・・(11)
なお、ここでγは長チャネルMOSFETの場合2/3、短チャネルMOSFETの場合2/3より大きい値を示す事が知られている。
3) Von<Vctrl
この領域ではMOSFETは完全にオンし、式(12)に示すようにほぼ一定値を示す。
C=γCOX+Cgso Wg +Cjs ・・・(12)
図3に従来例の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性とこの実施例のバラクタ素子の制御電圧依存性を示す。図3は、縦軸が容量(Normalized capaitance)を表し、横軸が制御電圧(Vctrl(V))を表している。特性線(Novel capacitive element)は、この実施例のバラクタ素子の制御電圧依存性を表し、特性線(pn diode)は、従来のバラクタ素子の制御電圧依存性を表している。
図3からも分かるように、従来のバラクタ素子ではCmax /Cmin は1.7程度であるのに対して、この実施例のバラクタ素子を用いることにより、Cmax /Cmin は5.5程度まで大きくすることが可能となる。
図4は、図2に示された共振器回路を組み込んだ電圧制御発振器(VCO)の発振周波数の制御電圧依存性を示す特性図である。図4は、縦軸が発振周波数(Oscillation Freq.(GHz))を表し、横軸が制御電圧(Vctrl(V))を表している。特性線(Novel VOC)は、この実施例の電圧制御発振器の制御電圧依存性を表し、特性線(Conv.VCO)は、従来のの電圧制御発振器の制御電圧依存性を表している。図4から分かるように、従来の電圧制御発振器(Conv.VCO)の周波数変化率は、13.9%であるのに対して、この実施例の電圧制御発振器(Novel VOC)の周波数変化率は、48.8%と、従来より広帯域な発振周波数領域を得ることができる。
次に、図6を参照して実施例2を説明する。
図6は、この実施例の電圧制御発振器の回路図である。
図2に示すLC共振器回路の容量部は、1対の直列接続されたバラクタ素子とMOSFETの接続体(A1)から構成されている。実施例2では、この接続体A1に更に同じ構造の複数の接続体を並列に接続させることに特徴がある。この実施例では2つの接続体A2、A3を並列接続する。そして、これら接続体A2、A3においてもMOSFET及びバラクタ素子に制御電圧端子ctrlが接続されている。しかし、制御電圧端子ctrlと接続体A2又はA3とはスイッチS1、S2を介して接続されており、スイッチS1、S2は、MOSFETから構成されている。スイッチS1、S2は、MOSFETから構成され、そのサイズは、接続体のMOSFETのサイズとは同じであっても、スイッチのオン抵抗を下げるためにサイズを大きくするようにしても良い。
この共振器を構成する接続体を複数個並列接続して、各々のバラクタ素子の動作開始電圧を変化させることによって、非常に大きな周波数可変範囲を得ることができる。
なお、図1においては、増幅器回路としてバイポーラトランジスタQ1、Q2を用いたが、MOSFETを用いても同様の回路を構成することができる。
実施例1の電圧制御発振器の回路図。 実施例1の電圧制御発振器に用いるLC共振器の回路図。 従来の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性と実施例1の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性を説明する特性図。 実施例1の電圧制御発振器の発振周波数の制御電圧依存性を説明する特性図。 現在計画されているUWBシステムにおける周波数プランを示す特性図。 実施例2の電圧制御発振器の回路図。
符号の説明
1・・・電流源回路部 2・・・LC共振器回路部
3・・・増幅器回路部

Claims (5)

  1. 電流源回路部と、前記電流源回路部に接続されたLC共振器回路部と、前記LC共振器部に接続された増幅器回路部とを具備し、
    前記LC共振器回路部は、インダクタンス部、容量部及び制御電圧端子を有し、前記容量部は、直列接続されたバラクタ素子及びMOSFETを含み、前記制御電圧端子は、前記MOSFETの制御電極(ゲート)及びバラクタ素子のカソードに接続され、前記制御電圧端子に印加される制御電圧は、共振器を構成する容量を変化させることを特徴とする電圧制御発振器。
  2. 前記バラクタ素子のアノードと前記MOSFETのソースもしくはドレインの一方の電極とが接続され、両者間には一端が接地された第1の抵抗が接続され、前記インダクタンス部のインダクタと前記MOSFETの他方の電極とが接続され、両者間には一端が接地された第2の抵抗が接続されていることを特徴とする請求項1に記載の電圧制御発振器。
  3. 前記インダクタンス部の前記インダクタと前記MOSFETの前記他方の電極との間には容量が接続されていることを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の電圧制御発振器。
  4. 前記直列接続されたバラクタ素子及びMOSFETからなる接続体は複数有し、これら複数の接続体の少なくとも1つはスイッチによって前記LC共振器回路部の回路に接離するように構成されていることを特徴とする請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の電圧制御発振器。
  5. 前記増幅回路部には前記LC共振器回路部を介して前記電流源回路部に一方の電極が接続され、他方の電極が接地されたバイポーラトランジスタもしくはMOSFETを備えていることを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれかに記載の電圧制御発振器。
JP2006301883A 2006-11-07 2006-11-07 電圧制御発振器 Pending JP2008118550A (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006301883A JP2008118550A (ja) 2006-11-07 2006-11-07 電圧制御発振器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006301883A JP2008118550A (ja) 2006-11-07 2006-11-07 電圧制御発振器

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2008118550A true JP2008118550A (ja) 2008-05-22

Family

ID=39504095

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2006301883A Pending JP2008118550A (ja) 2006-11-07 2006-11-07 電圧制御発振器

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2008118550A (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8183943B2 (en) 2009-06-17 2012-05-22 Fujitsu Limited Oscillator and phase synchronizing circuit
US8222963B2 (en) 2009-05-27 2012-07-17 Renesas Electronics Corporation Voltage-controlled oscillator
CN106803745A (zh) * 2017-03-21 2017-06-06 麦堆微电子技术(上海)有限公司 一种毫米波宽带压控振荡器

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8222963B2 (en) 2009-05-27 2012-07-17 Renesas Electronics Corporation Voltage-controlled oscillator
US8183943B2 (en) 2009-06-17 2012-05-22 Fujitsu Limited Oscillator and phase synchronizing circuit
CN106803745A (zh) * 2017-03-21 2017-06-06 麦堆微电子技术(上海)有限公司 一种毫米波宽带压控振荡器

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3877597B2 (ja) マルチ端子型mosバラクタ
KR100582796B1 (ko) 넓은 발진 주파수 범위와 저위상 잡음 특성을 실현하는발진 회로 및 l 부하 차동 회로
US7375596B2 (en) Quadrature voltage controlled oscillator
US20020014925A1 (en) LC resonance circuit and voltage-controlled oscillation circuit
US20080012654A1 (en) Linearized variable-capacitance module and lc resonance circuit using the same
TWI321909B (en) Switch capacitance and varactor bank applied to voltage controlled oscillator having constant kvco
CN103107811B (zh) 一种低相位噪声电感电容压控振荡器
US8044733B1 (en) Stress tolerant differential colpitts voltage controlled oscillators
JP2006033803A (ja) 電圧制御発振器、ならびにそれを用いたpll回路および無線通信機器
US8098109B2 (en) Differential varactor circuit for a voltage controlled oscillator
US7286024B2 (en) Voltage-controlled oscillator with differential output
US20080315964A1 (en) Voltage controlled oscillator using tunable active inductor
US8222963B2 (en) Voltage-controlled oscillator
US7538630B2 (en) Voltage controlled oscillator
US7098751B1 (en) Tunable capacitance circuit for voltage control oscillator
US7002393B2 (en) Switched capacitor circuit capable of minimizing clock feedthrough effect and having low phase noise and method thereof
JP2008118550A (ja) 電圧制御発振器
CN116781014A (zh) 压控振荡器
US20070075799A1 (en) Dual-band voltage controlled oscillator utilizing switched feedback technology
KR20110066319A (ko) 광대역 전압제어발진기
US8120440B2 (en) Voltage controlled oscillator (VCO) with simultaneous switching of frequency band, oscillation core and varactor size
US9722536B2 (en) Digital controlled oscillator and switchable varactor for high frequency low noise operation
Ghorbel et al. Ultra low power RF cross-coupled VCO design in the subthreshold regime with high immunity to PVT variations in 130nm CMOS technology
KR101834245B1 (ko) 저 위상잡음 특성을 갖는 다중대역 cmos lc vco 회로
JP4539161B2 (ja) 電圧制御発振器