CN116781014A - 压控振荡器 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种压控振荡器，所述压控振荡器包括多个并联的压控振荡模块，相比于基于单个压控振荡模块的压控振荡器，能提升单个压控振荡模块的有效交流阻抗，降低了压控振荡器的相位噪声；压控振荡模块中的负阻电路基于双极型晶体管设计，采用寄生电容相对较低的双极型晶体管构成振荡结构，相较于基于MOS管的振荡结构，能降低每个压控振荡模块的相位噪声及功耗；在每个压控振荡模块中，通过耦合电容的耦合将谐振电感与可编程电容阵列分离，减小了可编程电容阵列带来的谐振腔能量损耗，提升了压控振荡模块的Q值，能进一步降低相位噪声；在压控可变电容进行频率细调的基础上，结合可编程电容阵列进行频率范围的粗调分段扩展，拓宽了频率覆盖范围。
Description
技术领域
本发明涉及压控振荡技术领域，特别是涉及一种压控振荡器。
背景技术
锁相环作为频率合成器和时钟产生电路中的关键单元，广泛应用于模拟、数字及射频芯片中。压控振荡器作为锁相环中的关键单元，直接决定了锁相环的输出频率，并且由于锁相环的远端相位噪声主要由压控振荡器决定，所以对压控振荡器的相位噪声要求也愈加严格。
压控振荡器可以分为环形振荡器及LC型压控振荡器，其中LC型压控振荡器工作频率高、相位噪声低，具有广泛的应用。LC型压控振荡器核心部份通常由负阻有源器件和电感、电容、电阻等无源器件构成，电感、电容、电阻等无源器件构成谐振回路，通过反馈形成振荡，负阻有源器件则用来补偿谐振回路振荡的能量损失，从而产生持续稳定的振荡信号。压控振荡器作为锁相环的核心，起着提供本振频率的作用，其振荡频率与其控制电压成正比，为扩大其频率可调范围，还通常增加电容阵列。
提升LC型压控振荡器的相位噪声通常需要增大振荡幅度及减小有源器件自身的固有噪声。但是，传统的LC型压控振荡器受限于器件固有噪声，无法进一步提升相位噪声性能。需要通过结构创新，减小谐振腔及开关电容阵列等压控振荡器核心部件的噪声贡献，减小能量损耗，才能实现宽带频率覆盖及优良的相位噪声性能。
因此，目前亟需一种能实现宽振荡频率覆盖、相位噪声低的压控振荡技术方案。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种LC型压控振荡器技术方案，结合多个并联的压控振荡模块设计压控振荡器，以提升单个压控振荡模块的有效交流阻抗，降低其相位噪声，每个压控振荡模块采用寄生电容相对较低的双极型晶体管构成的差分式共集电极型振荡结构，以降低每个压控振荡模块的相位噪声，同时，在差分式共集电极型振荡结构中，通过电容耦合将谐振电感与可编程电容阵列分离，以有效减小可编程电容阵列带来的谐振腔能量损耗，提升每个压控振荡模块的Q值，以进一步降低相位噪声。
为实现上述目的及其它相关目的，本发明提供的技术方案如下。
一种压控振荡器，包括多个并联的压控振荡模块，所述压控振荡模块包括：
负阻电路，提供能量以维持振荡；
振荡模式调节电路，接所述负阻电路，用于破坏共基极型振荡模式的振荡条件；
电感电容谐振腔，接所述负阻电路，实现振荡并对振荡频率进行调节；
输出电路，接所述电感电容谐振腔，输出振荡信号；
其中，所述负阻电路包括三极管，所述电感电容谐振腔包括谐振电感、压控可变电容、耦合电容及可编程电容阵列，所述谐振电感及所述压控可变电容通过所述耦合电容耦合于所述三极管的基极，所述可编程电容阵列与所述三极管的发射极连接。
可选地，所述负阻电路包括第一NPN三极管、第二NPN三极管、第一电感、第二电感、第三电感、第四电感、第一电阻及第二电阻，所述第一NPN三极管的集电极接第一电源电压，所述第一NPN三极管的基极经串接的所述第一电感后接三极管偏置电压，所述第一NPN三极管的发射极经依次串接的所述第一电阻及所述第三电感后接地，所述第二NPN三极管的集电极接所述第一电源电压，所述第二NPN三极管的基极经串接的所述第二电感后接所述三极管偏置电压，所述第二NPN三极管的发射极经依次串接的所述第二电阻及所述第四电感后接地。
可选地，所述振荡模式调节电路包括第一电容及第二电容，所述第一电容的第一端接所述第一NPN三极管的集电极，所述第一电容的第二端接地，所述第二电容的第一端接所述第二NPN三极管的集电极，所述第二电容的第二端接地。
可选地，所述电感电容谐振腔包括两个所述耦合电容及两个所述压控可变电容，所述谐振电感的第一端经串接的第一个所述耦合电容后接所述第一NPN三极管的基极，所述谐振电感的第二端经串接的第二个所述耦合电容后接所述第二NPN三极管的基极，所述谐振电感的中间抽头端接可变电容偏置电压，所述谐振电感的第一端作为所述压控振荡模块的并联第一端口，所述谐振电感的第二端作为所述压控振荡模块的并联第二端口，第一个所述压控可变电容的第一端接所述谐振电感的第一端，第一个所述压控可变电容的第二端接第二个所述压控可变电容的第一端，第二个所述压控可变电容的第二端接所述谐振电感的第二端，第一个所述压控可变电容的第二端还接调谐电压。
可选地，所述电感电容谐振腔还包括第三电容及第四电容，所述第三电容的第一端接所述第一NPN三极管的基极，所述第三电容的第二端接所述第一NPN三极管的发射极，所述第四电容的第一端接所述第二NPN三极管的基极，所述第四电容的第二端接所述第二NPN三极管的发射极。
可选地，所述可编程电容阵列的电源端接第二电源电压，所述可编程电容阵列的地端接地，所述可编程电容阵列的控制端接控制信号，所述可编程电容阵列的输入端接所述第一NPN三极管的发射极，所述可编程电容阵列的输出端接所述第二NPN三极管的发射极。
可选地，所述可编程电容阵列包括M个并联的开关电容单元，每个所述开关电容单元包括依次串接的第一阵列电容、控制开关及第二阵列电容，在第i个所述开关电容单元中，所述第一阵列电容的第二端接所述控制开关的输入端，所述控制开关的电源端接所述第二电源电压，所述控制开关的地端接地，所述控制开关的控制端接第i个所述控制信号，所述控制开关的输出端接所述第二阵列电容的第一端，M个所述开关电容单元中所述第一阵列电容的第一端短接并作为所述可编程电容阵列的输入端，M个所述开关电容单元中所述第二阵列电容的第二端短接并作为所述可编程电容阵列的输出端，其中，M为大于或者等于2的整数，i为1～M的整数。
可选地，所述控制开关包括第三电阻、第四电阻、第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管、第一PMOS管及第二PMOS管，所述第一PMOS管的源极接所述第二电源电压，所述第一PMOS管的栅极接所述控制信号，所述第一PMOS管的栅极还接所述第一NMOS管的栅极，所述第一PMOS管的漏极经串接的所述第三电阻后接所述第一NMOS管的漏极，所述第一NMOS管的源极接地，所述第二PMOS管的源极接所述第二电源电压，所述第二PMOS管的栅极接所述第一PMOS管的栅极，所述第二PMOS管的栅极还接所述第二NMOS管的栅极，所述第二PMOS管的漏极经串接的所述第四电阻后接所述第二NMOS管的漏极，所述第二NMOS管的源极接地，所述第三NMOS管的源极接所述第一NMOS管的漏极，所述第三NMOS管的源极作为所述控制开关的输入端，所述第三NMOS管的栅极接所述第一PMOS管的栅极，所述第三NMOS管的衬底接地，所述第三NMOS管的漏极接所述第二NMOS管的漏极，所述第三NMOS管的漏极作为所述控制开关的输出端。
可选地，所述输出电路包括第三电容及第四电容，所述第三电容的第一端接所述第一NPN三极管的发射极，所述第三电容的第二端作为所述输出电路的输出正端，所述第四电容的第一端接所述第二NPN三极管的发射极，所述第四电容的第二端作为所述输出电路的输出负端。
如上所述，本发明的压控振荡器，至少具有以下有益效果：
结合多个并联的压控振荡模块设计压控振荡器，相比于基于单个压控振荡模块设计的压控振荡器，能提升单个压控振荡模块的有效交流阻抗，降低了压控振荡器的相位噪声；每个压控振荡模块中的负阻电路包括三极管(双极型晶体管)，采用寄生电容相对较低的双极型晶体管构成振荡结构，相较于基于MOS管的振荡结构，能降低每个压控振荡模块的相位噪声及功耗；同时，在每个压控振荡模块的电感电容谐振腔中，通过耦合电容的耦合将谐振电感与可编程电容阵列分离，有效减小了可编程电容阵列带来的谐振腔能量损耗，提升了每个压控振荡模块的Q值，能进一步降低相位噪声。
附图说明
图1显示为本发明中压控振荡器的电路结构框图。
图2显示为图1中压控振荡模块的电路图。
图3显示为图2中可编程电容阵列cap array的电路图。
图4显示为图3中控制开关switch(i-1)的电路图。
图5显示为一可选实施例中本发明压控振荡器的相位噪声曲线与传统压控振荡器的相位噪声曲线对比图。
图6显示为一可选实施例中本发明压控振荡器输出信号的频率覆盖曲线图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。
请参阅图1至图6。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。本说明书所附图式所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容得能涵盖的范围内。
如前述在背景技术中所提及的，发明人研究发现，传统的LC型压控振荡器受限于器件的固有噪声，无法进一步提升相位噪声性能。
基于此，本发明提供一种压控振荡器技术方案，通过结构创新，减小谐振腔及开关电容阵列等压控振荡器核心部件的噪声贡献，减小能量损耗，以实现宽带频率覆盖及优良的相位噪声性能：结合多个并联的压控振荡模块设计压控振荡器，以提升单个压控振荡模块的有效交流阻抗，降低其相位噪声，采用寄生电容相对较低的双极型晶体管形成压控振荡模块，以降低每个压控振荡模块的相位噪声，同时，基于差分式共集电极型振荡结构设计压控振荡模块，在每个压控振荡模块中，通过电容耦合将谐振电感与可编程电容阵列分离，以减小可编程电容阵列引起的谐振腔能量损耗，提升每个压控振荡模块的Q值，以进一步降低相位噪声。
具体地，如图1-图2所示，本发明提供一种压控振荡器，所述压控振荡器包括多个并联的压控振荡模块，所述压控振荡模块包括：
负阻电路1，提供能量以维持振荡；
振荡模式调节电路2，接负阻电路1，用于破坏共基极型振荡模式的振荡条件；
电感电容谐振腔3，接负阻电路1，实现振荡并对振荡频率进行调节；
输出电路4，接电感电容谐振腔3，输出振荡信号；
其中，负阻电路1包括三极管(即第一NPN三极管Q1及第二NPN三极管Q2)，电感电容谐振腔3包括谐振电感L5、压控可变电容Cvar1～Cvar2、耦合电容C3～C4及可编程电容阵列cap array，谐振电感L5及压控可变电容Cvar1～Cvar2通过耦合电容C3～C4耦合于三极管的基极，可编程电容阵列cap array与三极管的发射极连接。
详细地，如图1所示，所述压控振荡器包括N个(N为大于或者等于2的整数)并联的压控振荡模块，N个压控振荡模块的结构相同，使得所述压控振荡器的谐振腔为N个相同的单谐振腔并联形成的多谐振腔，将每个压控振荡模块中单谐振腔的谐振差分节点(端口)tanka及tankb分别连接在一起实现并联。同时，所有压控振荡模块中谐振腔的电路结构接第一电源电压VCC、第二电源电压VDD及地GND，所有压控振荡模块中谐振腔采用相同的三极管偏置电压Vbias、相同的可变电容偏置电压Vtemp、相同的调谐电压Vtune以及相同的控制信号CS<M-1:0>进行控制，除了输出端口outp和outn以外，其它相同的端口都接在一起，输出端口为outp1、outn1、outp2、outn2…outpN、outnN(图中未示出)。
更详细地，压控振荡器的相位噪声通常采用经典相位噪声公式Leeson等式进行评估，Leeson等式如下式所示：
由Leeson等式可知，压控振荡器相位噪声主要与谐振腔Q值及振荡幅度相关，而谐振腔Q值则与谐振腔器件噪声成反比。传统压控振荡器通常采用单个谐振腔构成，如果采用N个相同的谐振腔并联构成压控振荡器，则每个谐振腔对整体压控振荡器的噪声贡献与并联个数N成平方反比关系。关于N个谐振腔并联的压控振荡器相位噪声，更通用的表征公式如下：
LN(Δω)＝L1(Δω)-10log(N)
上式中，L1(Δω)为单个谐振腔的相位噪声，N个相同的谐振腔并联(即N个压控振荡模块并联)时，各谐振腔间噪声源不相关，且输出功率相等，使得影响整体相位噪声的单个噪声源减小N2，比起单个谐振腔，相位噪声可以优化10log(N)。以双谐振腔并联(即两个压控振荡模块并联)为例，与单谐振腔相比，保持振荡频率不变，则电容加倍，电感减半，单个谐振腔的有效交流阻抗提升1倍，从而相位噪声能优化3dB。
详细地，如图2所示，负阻电路1包括第一NPN三极管Q1、第二NPN三极管Q2、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第四电感L4、第一电阻R1及第二电阻R2，第一NPN三极管Q1的集电极接第一电源电压VCC，第一NPN三极管Q1的基极经串接的第一电感R1后接三极管偏置电压Vbias，第一NPN三极管Q1的发射极经依次串接的第一电阻R1及第三电感L3后接地GND，第二NPN三极管Q2的集电极接第一电源电压VCC，第二NPN三极管其的基极经串接的第二电感L2后接三极管偏置电压Vbias，第二NPN三极管Q2的发射极经依次串接的第二电阻R2及第四电感L4后接地GND。
详细地，如图2所示，振荡模式调节电路2包括第一电容C1及第二电容C2，第一电容C1的第一端接第一NPN三极管Q1的集电极，第一电容C1的第二端接地GND，第二电容C2的第一端接第二NPN三极管Q2的集电极，第二电容C2的第二端接地GND。
详细地，如图2所示，电感电容谐振腔3包括谐振电感L5、压控可变电容Cvar1～Cvar2、耦合电容C3～C4及可编程电容阵列cap array，谐振电感L5的第一端经串接的第一个耦合电容C3后接第一NPN三极管Q1的基极，谐振电感L5的第二端经串接的第二个耦合电容C4后接第二NPN三极管Q2的基极，谐振电感L5的中间抽头端接可变电容偏置电压Vtemp，谐振电感L5的第一端作为压控振荡模块的并联第一端口tanka，谐振电感L5的第二端作为压控振荡模块的并联第二端口tankb，第一个压控可变电容Cvar1的第一端接谐振电感L5的第一端，第一个压控可变电容Cvar1的第二端接第二个压控可变电容Cvar2的第一端，第二个压控可变电容Cvar2的第二端接谐振电感L5的第二端，第一个压控可变电容Cvar1的第二端还接调谐电压Vtune。
详细地，如图2所示，电感电容谐振腔还包括电容C5及电容C6，电容C5的第一端接第一NPN三极管Q1的基极，电容C5的第二端接第一NPN三极管Q1的发射极，电容C6的第一端接第二NPN三极管Q2的基极，电容C6的第二端接第二NPN三极管Q2的发射极。
详细地，如图2所示，可编程电容阵列cap array的电源端V接第二电源电压VDD，可编程电容阵列cap array的地端G接地GND，可编程电容阵列cap array的控制端CS接控制信号CS<M-1:0>，可编程电容阵列cap array的输入端ca1接第一NPN三极管Q1的发射极，可编程电容阵列cap array的输出端cb1接第二NPN三极管Q2的发射极。
更详细地，如图2所示，负阻电路1中的负阻器件为第一NPN三极管Q1及第二NPN三极管Q2，由于双极型晶体管(或者三极管)的寄生电容相较于MOS管的寄生电容要小，对于高频压控振荡器来说双极型晶体管更具优势，所以本发明选择双极型晶体管作为负阻器件。同时，电感电容谐振腔3基于双极晶体管构成差分式共集电极型谐振腔，差分式共集电极型谐振腔的VCO(压控振荡器)导通角更短，有源器件对谐振腔的噪声贡献更小，所以本发明采用双极型晶体管的差分式共集电极型振荡器作为单谐振腔，再结合并联来优化整个压控振荡器的相位噪声特性。
更详细地，如图2所示，由第一NPN三极管Q1及第二NPN三极管Q2这两个双极型晶体管构成负阻电路1，第一NPN三极管Q1的集电极及第二NPN三极管Q2的集电极分别连接到第一电源电压VCC，第一NPN三极管Q1的基极及第二NPN三极管Q2的基极分别连接到三极管偏置电压Vbias，第一NPN三极管Q1的发射极及第二NPN三极管Q2的发射极分别连接到地GND，通过第一NPN三极管Q1及第二NPN三极管Q2的工作导通，提供工作电流，进而提供能量以维持电感电容谐振腔3的振荡。由于第一NPN三极管Q1的集电极及第二NPN三极管Q2的集电极连接到第一电源电压VCC的金属线附带一定的寄生电感，该寄生电感与第一NPN三极管Q1、第二NPN三极管Q2及电感电容谐振腔3里的其它电容可以构成有害的寄生共基极型振荡器，会干挠到正常的共集电极型振荡器，导致振荡频率偏移。因此在第一NPN三极管Q1的集电极及第二NPN三极管Q2的集电极分别接电容到地(即第一电容C1及第二电容C2)，该到地滤波电容可以破坏共基极型振荡器的振荡条件，避免谐振腔工作于非正常的共基极型振荡器模式。
更详细地，如图2所示，第一NPN三极管Q1的基极通过第一个耦合电容C3(大电容)交流耦合连接到谐振电感L5，第二NPN三极管Q2的基极通过第二个耦合电容C4(大电容)交流耦合连接到谐振电感L5，该方式可以对第一NPN三极管Q1的基极电流、第二NPN三极管Q2的基极直流工作点进行合理调节，使第一NPN三极管Q1及第二NPN三极管Q2工作在放大区，有效提升第一NPN三极管Q1及第二NPN三极管Q2的跨导并增大振荡幅度。在第一NPN三极管Q1的基极与第一NPN三极管Q1发射极之间跨接电容C5，在第二NPN三极管Q2的基极与第二NPN三极管Q2发射极之间跨接电容C6，同时将可编程电容阵列cap array跨接于第一NPN三极管Q1的发射极与第二NPN三极管Q2的发射极之间。如此，第一NPN三极管Q1(及第二NPN三极管Q2)的基极电容、基极与发射极跨接电容及可编程电容阵列cap array共同构成该谐振腔的电容器件，从而满足电容三点式振荡器的工作条件，保证振荡器稳定振荡。
更详细地，在本发明的差分式共集电极型谐振腔中，通过耦合电容C3～C4的耦合将谐振电感L5与可编程电容阵列cap array分离。传统的压控振荡器通常将谐振电感与可编程电容阵列直接连接，并置于负阻器件的同一端，如第一NPN三极管Q1及第二NPN三极管Q2的基极。而本发明中，谐振电感L5与压控可变电容Cvar1～Cvar2通过大电容耦合于第一NPN三极管Q1的基极及第二NPN三极管Q2的基极，而可编程电容阵列cap array则置于第一NPN三极管Q1的发射极及第二NPN三极管Q2的发射极。该方式可以有效减小可编程电容阵列cap array带来的谐振腔能量损耗，提升谐振腔Q值，从而提升相位噪声性能。
更详细地，如图2所示，可编程电容阵列cap array用作负阻器件第一NPN三极管Q1的发射极与第二NPN三极管Q2的发射极之间的跨接电容，同时实现谐振频率范围扩展。压控振荡器的振荡频率调节通常由两部份构成，一是通过调节可编程电容阵列cap array实现频率粗调，二是通过调节压控可变电容Cvar1～Cvar2的容值实现频率细调，由于压控可变电容Cvar1～Cvar2的容值范围有限，如果单独依赖压控可变电容Cvar1～Cvar2来调整谐振频率，频率调整范围很难做到宽覆盖频带，为满足频率覆盖则需要采用较大的频率压控增益，而较大的频率压控增益会导致谐振腔对噪声更为敏感，从而使相位噪声性能变差。本发明采用可编程电容阵列cap array来扩宽覆盖的频率范围，通过与压控可变电容Cvar1～Cvar2调节振荡频率相结合可以实现连续的宽带调频率范围。
详细地，如图3所示，可编程电容阵列cap array包括M个并联的开关电容单元，每个开关电容单元包括依次串接的第一阵列电容、控制开关及第二阵列电容，每个开关电容单元的结构相同，在第i个开关电容单元中，第一阵列电容C(i-1)1的第二端接控制开关switch(i-1)的输入端ca，控制开关switch(i-1)的电源端V接第二电源电压VDD，控制开关switch(i-1)的地端G接地GND，控制开关switch(i-1)的控制端CS接第i个控制信号CS<i-1>，控制开关switch(i-1)的输出端cb接第二阵列电容C(i-1)2的第一端，M个开关电容单元中第一阵列电容C01～C(M-1)1的第一端短接并作为可编程电容阵列cap array的输入端ca1，M个开关电容单元中第二阵列电容C02～C(M-1)2的第二端短接并作为可编程电容阵列cap array的输出端cb1。需要说明的是，M为大于或者等于2的整数，如M可以是7，可视情况灵活选择，在此不作限定，i为1～M的整数。
更详细地，如图3所示，可编程电容阵列cap array包括M个并联的开关电容单元，第1个开关电容单元包括依次串接的第一阵列电容C01、控制开关switch0及第二阵列电容C02，第一阵列电容C01的第二端接控制开关switch0的输入端ca，控制开关switch0的电源端V接第二电源电压VDD，控制开关switch0的地端G接地GND，控制开关switch0的控制端CS接第1个控制信号CS<0>，控制开关switch0的输出端cb接第二阵列电容C02的第一端；第2个开关电容单元包括依次串接的第一阵列电容C11、控制开关switch1及第二阵列电容C12，第一阵列电容C11的第二端接控制开关switch1的输入端ca，控制开关switch1的电源端V接第二电源电压VDD，控制开关switch1的地端G接地GND，控制开关switch1的控制端CS接第2个控制信号CS<1>，控制开关switch1的输出端cb接第二阵列电容C12的第一端；第3个开关电容单元包括依次串接的第一阵列电容C21、控制开关switch2及第二阵列电容C22，第一阵列电容C21的第二端接控制开关switch2的输入端ca，控制开关switch2的电源端V接第二电源电压VDD，控制开关switch2的地端G接地GND，控制开关switch2的控制端CS接第3个控制信号CS<2>，控制开关switch2的输出端cb接第二阵列电容C22的第一端；以此类推，……；第M个开关电容单元包括依次串接的第一阵列电容C(M-1)1、控制开关switch(M-1)及第二阵列电容C(M-1)2，第一阵列电容C(M-1)1的第二端接控制开关switch(M-1)的输入端ca，控制开关switch(M-1)的电源端V接第二电源电压VDD，控制开关switch(M-1)的地端G接地GND，控制开关switch(M-1)的控制端CS接第M个控制信号CS<M-1>，控制开关switch(M-1)的输出端cb接第二阵列电容C(M-1)2的第一端；M个第一阵列电容C01～C(M-1)1的第一端短接并作为可编程电容阵列cap array的输入端ca1，M个第二阵列电容C02～C(M-1)2的第二端短接并作为可编程电容阵列cap array的输出端cb1。
更详细地，如图4所示，控制开关switch0～switch(M-1)的结构相同，针对第i个控制开关switch(i-1)，其包括第三电阻R3、第四电阻R4、第一NMOS管NM1、第二NMOS管NM2、第三NMOS管NM3、第一PMOS管PM1及第二PMOS管PM2，第一PMOS管PM1的源极(作为控制开关switch(i-1)的电源端V)接第二电源电压VDD，第一PMOS管PM1的栅极(作为控制开关switch(i-1)的控制端CS)接控制信号CS<i-1>，第一PMOS管PM1的栅极还接第一NMOS管NM1的栅极，第一PMOS管PM1的漏极经串接的第三电阻R3后接第一NMOS管NM1的漏极，第一NMOS管NM1的源极(作为控制开关switch(i-1)的地端G)接地GND，第二PMOS管PM2的源极接第二电源电压VDD，第二PMOS管PM2的栅极接第一PMOS管PM1的栅极，第二PMOS管PM2的栅极还接第二NMOS管NM2的栅极，第二PMOS管PM2的漏极经串接的第四电阻R4后接第二NMOS管NM2的漏极，第二NMOS管NM2的源极接地GND，第三NMOS管NM3的源极接第一NMOS管NM1的漏极，第三NMOS管NM3的源极作为控制开关switch(i-1)的输入端ca，第三NMOS管NM3的栅极接第一PMOS管PM1的栅极，第三NMOS管NM1的衬底接地GND，第三NMOS管NM3的漏极接第二NMOS管NM2的漏极，第三NMOS管NM3的漏极作为控制开关switch(i-1)的输出端cb。
更详细地，如图3-图4所示，在本发明中，可编程电容阵列cap array包括M个并联的开关电容单元，采用M个相同结构的开关电容单元共同构成固定电容阵列，每个开关电容单元由两个串联电阻的CMOS反相器(第一NMOS管NM1与第一PMOS管PM1构成一个CMOS反相器，第二NMOS管NM2与第二PMOS管PM2构成另一个CMOS反相器)、跨接NMOS管(即第三NMOS管NM3)及两个金属电容(第一阵列电容C(i-1)1及第二阵列电容C(i-1)2)构成。
其中，CMOS反相器由PMOS管及NMOS管构成，同时在PMOS管的漏端及NMOS管的漏端间串联电阻，两个CMOS反相器的NMOS漏端之间接跨接第三NMOS管NM3作为开关。当CMOS反相器的输入(即控制信号CS<i-1>)为逻辑电平0时，PMOS管(第一PMOS管PM1及第二PMOS管PM2)导通，跨接的第三NMOS管NM3的栅极为低电平，跨接的第三NMOS管NM3的源极及漏极等效为通过电阻连接到第二电源VDD，从而使跨接的第三NMOS管NM3工作于截止区，开关关断；当CMOS反相器的输入为逻辑电平1时，NMOS管(第一NMOS管NM1及第二NMOS管NM2)导通，此时两个金属电容可以直接通过CMOS反相器的NMOS管导通到地，而无须通过跨接的第三NMOS管NM3连接虚地。该方式可以有效避免跨接的第三NMOS管NM3开启时的寄生阻抗带来的能量损耗，提升可编程电容阵列cap array的Q值。
更详细地，如图3-图4所示，可编程电容阵列cap array采用M个相同结构的开关电容单元构成，通过控制信号CS<M-1:0>的数字控制，实现共计2M段(M＝7时，分为128段)的离散频率控制，控制信号CS<M-1:0>为高时导通，控制信号CS<M-1:0>为低时关断。
详细地，如图2所示，输出电路4包括第三电容C7及第四电容C8，第三电容C7的第一端接第一NPN三极管Q1的发射极，第三电容C7的第二端作为输出电路4的输出正端outp，第四电容C8的第一端接第二NPN三极管Q2的发射极，第四电容C8的第二端作为输出电路4的输出负端outn。
更详细地，如图2所示，输出电路4接电感电容谐振腔3，通过第三电容C7及第四电容C8的交流耦合，对外输出振荡信号。
更详细地，在本发明的一可选实施例中，为了对上述压控振荡器的技术效果进行验证，对本发明中压控振荡器(VCO)与传统压控振荡器进行对比实验，得到本发明中压控振荡器的相位噪声曲线与传统压控振荡器的相位噪声曲线对比图如图5所示。其中，传统压控振荡器结构采用MOS管作为谐振管交叉耦合，并采用单谐振腔结构。由图5可知，传统压控振荡器的相位噪声依次为-37.50dBc/Hz@1kHz，-79.15dBc/Hz@10kHz，-106.21dBc/Hz@100kHz，-126.22dBc/Hz@1MHz，-144.32dBc/Hz@10MHz；本发明中压控振荡器的相位噪声依次为-43.42dBc/Hz@1kHz，-85.90dBc/Hz@10kHz，-112.07dBc/Hz@100kHz，-132.22dBc/Hz@1MHz，-150.32dBc/Hz@10MHz。由此可见，在1kHz～10MHz的偏频范围内，本发明中压控振荡器比传统压控振荡器的相位噪声特性有近6dBc的提升，具有低相位噪声特性。
同时，在本发明的另一可选实施例中，为了对上述压控振荡器的技术效果进行验证，对本发明中压控振荡器进行输出频率调节实验，通过可编程电容阵列cap array实现谐振频率范围扩展，得到其频率覆盖曲线如图6所示。如图6所示，在通过调节可编程电容阵列cap array实现频率粗调的基础上，再通过压控可变电容Cvar1～Cvar2实现频率细调，可编程电容阵列cap array中M的取值为7，能完成27段(即128段)的离散频率调控，实现振荡信号的频率粗调，在每段离散频率范围内，再结合取值在0.5V～2.8V范围内连续可调的调谐电压Vtune，实现振荡信号的频率细调，结合频率粗调及频率细调实现输出的振荡信号的频率精准调节与宽范围覆盖。因此，本发明采用可编程电容阵列cap array来扩宽覆盖的频率范围，通过与压控可变电容Cvar1～Cvar2的调节振荡频率相结合可以实现连续的宽带频率范围。
上述实施结果表明：本发明的压控振荡器具有低相位噪声及连续宽带频率覆盖等特点。本发明可以应用到在宽频率范围，且低相噪的高性能锁相环系统中。
综上所述，在本发明所提供的压控振荡器中，结合多个并联的压控振荡模块设计压控振荡器，能提升单个压控振荡模块的有效交流阻抗，有效减小谐振腔中噪声源对整体相位噪声的贡献，实现10log(N)dBc/Hz的相位噪声优化，降低了压控振荡器的相位噪声；采用寄生电容相对较低的双极型晶体管作为负阻器件，相较于基于MOS管的负阻器件，能降低每个压控振荡模块的寄生电容、功率损耗及相位噪声；基于双极晶体管构成差分式共集电极型谐振腔，差分式共集电极型谐振腔的压控振荡器导通角更短，有源器件对谐振腔的噪声贡献更小；同时，在每个压控振荡模块中，通过耦合电容的耦合将谐振电感与可编程电容阵列分离，能减小可编程电容阵列引起的谐振腔能量损耗，提升了每个压控振荡模块的Q值，能进一步降低相位噪声；在压控可变电容进行频率细调的基础上，结合可编程电容阵列进行频率范围的粗调分段扩展，从而扩宽覆盖的频率范围，实现连续宽带频率覆盖；此外，在可编程电容阵列中，结合两个CMOS反相器及跨接的NMOS管设计控制开关，控制开关需要导通时，可以直接通过CMOS反相器中的NMOS管导通到地，而无须通过跨接的NMOS管连接虚地，能有效避免跨接NMOS管开启时的寄生阻抗带来的能量损耗，提升了可编程电容阵列的Q值，更进一步地降低了相位噪声。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。
Claims (9)
1.一种压控振荡器，其特征在于，包括多个并联的压控振荡模块，所述压控振荡模块包括：
负阻电路，提供能量以维持振荡；
振荡模式调节电路，接所述负阻电路，用于破坏共基极型振荡模式的振荡条件；
电感电容谐振腔，接所述负阻电路，实现振荡并对振荡频率进行调节；
输出电路，接所述电感电容谐振腔，输出振荡信号；
其中，所述负阻电路包括三极管，所述电感电容谐振腔包括谐振电感、压控可变电容、耦合电容及可编程电容阵列，所述谐振电感及所述压控可变电容通过所述耦合电容耦合于所述三极管的基极，所述可编程电容阵列与所述三极管的发射极连接。
2.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，所述负阻电路包括第一NPN三极管、第二NPN三极管、第一电感、第二电感、第三电感、第四电感、第一电阻及第二电阻，所述第一NPN三极管的集电极接第一电源电压，所述第一NPN三极管的基极经串接的所述第一电感后接三极管偏置电压，所述第一NPN三极管的发射极经依次串接的所述第一电阻及所述第三电感后接地，所述第二NPN三极管的集电极接所述第一电源电压，所述第二NPN三极管的基极经串接的所述第二电感后接所述三极管偏置电压，所述第二NPN三极管的发射极经依次串接的所述第二电阻及所述第四电感后接地。
3.根据权利要求2所述的压控振荡器，其特征在于，所述振荡模式调节电路包括第一电容及第二电容，所述第一电容的第一端接所述第一NPN三极管的集电极，所述第一电容的第二端接地，所述第二电容的第一端接所述第二NPN三极管的集电极，所述第二电容的第二端接地。
4.根据权利要求2所述的压控振荡器，其特征在于，所述电感电容谐振腔包括两个所述耦合电容及两个所述压控可变电容，所述谐振电感的第一端经串接的第一个所述耦合电容后接所述第一NPN三极管的基极，所述谐振电感的第二端经串接的第二个所述耦合电容后接所述第二NPN三极管的基极，所述谐振电感的中间抽头端接可变电容偏置电压，所述谐振电感的第一端作为所述压控振荡模块的并联第一端口，所述谐振电感的第二端作为所述压控振荡模块的并联第二端口，第一个所述压控可变电容的第一端接所述谐振电感的第一端，第一个所述压控可变电容的第二端接第二个所述压控可变电容的第一端，第二个所述压控可变电容的第二端接所述谐振电感的第二端，第一个所述压控可变电容的第二端还接调谐电压。
5.根据权利要求2所述的压控振荡器，其特征在于，所述电感电容谐振腔还包括第三电容及第四电容，所述第三电容的第一端接所述第一NPN三极管的基极，所述第三电容的第二端接所述第一NPN三极管的发射极，所述第四电容的第一端接所述第二NPN三极管的基极，所述第四电容的第二端接所述第二NPN三极管的发射极。
6.根据权利要求2所述的压控振荡器，其特征在于，所述可编程电容阵列的电源端接第二电源电压，所述可编程电容阵列的地端接地，所述可编程电容阵列的控制端接控制信号，所述可编程电容阵列的输入端接所述第一NPN三极管的发射极，所述可编程电容阵列的输出端接所述第二NPN三极管的发射极。
7.根据权利要求6所述的压控振荡器，其特征在于，所述可编程电容阵列包括M个并联的开关电容单元，每个所述开关电容单元包括依次串接的第一阵列电容、控制开关及第二阵列电容，在第i个所述开关电容单元中，所述第一阵列电容的第二端接所述控制开关的输入端，所述控制开关的电源端接所述第二电源电压，所述控制开关的地端接地，所述控制开关的控制端接第i个所述控制信号，所述控制开关的输出端接所述第二阵列电容的第一端，M个所述开关电容单元中所述第一阵列电容的第一端短接并作为所述可编程电容阵列的输入端，M个所述开关电容单元中所述第二阵列电容的第二端短接并作为所述可编程电容阵列的输出端，其中，M为大于或者等于2的整数，i为1～M的整数。
8.根据权利要求7所述的压控振荡器，其特征在于，所述控制开关包括第三电阻、第四电阻、第一NMOS管、第二NMOS管、第三NMOS管、第一PMOS管及第二PMOS管，所述第一PMOS管的源极接所述第二电源电压，所述第一PMOS管的栅极接所述控制信号，所述第一PMOS管的栅极还接所述第一NMOS管的栅极，所述第一PMOS管的漏极经串接的所述第三电阻后接所述第一NMOS管的漏极，所述第一NMOS管的源极接地，所述第二PMOS管的源极接所述第二电源电压，所述第二PMOS管的栅极接所述第一PMOS管的栅极，所述第二PMOS管的栅极还接所述第二NMOS管的栅极，所述第二PMOS管的漏极经串接的所述第四电阻后接所述第二NMOS管的漏极，所述第二NMOS管的源极接地，所述第三NMOS管的源极接所述第一NMOS管的漏极，所述第三NMOS管的源极作为所述控制开关的输入端，所述第三NMOS管的栅极接所述第一PMOS管的栅极，所述第三NMOS管的衬底接地，所述第三NMOS管的漏极接所述第二NMOS管的漏极，所述第三NMOS管的漏极作为所述控制开关的输出端。
9.根据权利要求2所述的压控振荡器，其特征在于，所述输出电路包括第三电容及第四电容，所述第三电容的第一端接所述第一NPN三极管的发射极，所述第三电容的第二端作为所述输出电路的输出正端，所述第四电容的第一端接所述第二NPN三极管的发射极，所述第四电容的第二端作为所述输出电路的输出负端。
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|---|---|---|---|---|
| CN117240220A (zh) * | 2023-11-13 | 2023-12-15 | 成都明夷电子科技有限公司 | 一种射频压控振荡器及电子设备 |
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