CN116455328A - 一种双调谐压控振荡器及压控振荡器带宽扩展方法 - Google Patents

一种双调谐压控振荡器及压控振荡器带宽扩展方法 Download PDF

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CN116455328A CN202310272867.1A CN202310272867A CN116455328A CN 116455328 A CN116455328 A CN 116455328A CN 202310272867 A CN202310272867 A CN 202310272867A CN 116455328 A CN116455328 A CN 116455328A
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Abstract

本发明公开了一种双调谐压控振荡器及压控振荡器带宽扩展方法。双调谐压控振荡器包括压控振荡器和电平位移器，通过电平位移器将控制电压转换为变容二极管的调谐电压和有源晶体管的偏置电压，通过调整控制电压可同时控制变容二极管的容值和有源晶体管的寄生电容的容值。相对于传统的压控振荡器的单调谐方式，本发明可在不改变原本的变容二级管调谐方式的前提下，增加有源晶体管的寄生电容作为调谐对象，扩大了整体电路的调谐范围，弥补了现有压控振荡器工作带宽受限于变容二极管的变容比的缺陷。

Description

一种双调谐压控振荡器及压控振荡器带宽扩展方法
技术领域
本发明涉及一种压控振荡器，尤其涉及一种双调谐压控振荡器及压控振荡器带宽扩展方法。
背景技术
无线通信的快速发展产生了许多工作在不同频段的新标准，业内对宽带通信的需求日益强烈。作为宽带无线通信系统的核心模块，压控振荡器(Voltage-ControlledOscillator，VCO)已经逐渐成为了人们研究的焦点。
振荡器具有两种基本类型，分别是谐波振荡器和弛张振荡器。前者基于负阻与“L”和“C”组成的谐振网络一起工作，如“Hartley”振荡器和“Colpitts”振荡器；而后者周期性地对电容进行充电和放电，以产生振荡信号，这种类型的例子是环形振荡器。环形振荡器更为容易实现宽带设计，但这种电路结构的品质因数(Q值)较高，且功耗大。
在工程应用中，经常需要高性能的VCO以提供较好的相位噪声(Phase Noise,PN)，来满足各类频综的设计需求。VCO的性能受限于电路的Q值，因此环形振荡器结构不适合作为高频高性能的VCO设计。负阻压控振荡器可以实现较高的Q值(取决于LC谐振回路)，是目前应用最广泛的压控振荡器电路结构。
图1示出了负阻压控振荡器的主流设计示意图。如图1所示，负阻压控振荡器的谐振回路由一个电感L和变容二极管CVAR构成，通过调谐电压控制变容二极管CVAR的容值可改变输出信号的振荡频率。其中，由有源晶体管AT组成的负阻电路来提供能量，以抵消谐振回路中寄生电阻R所带来的损耗，从而维持信号振荡。
相位噪声和频率调节范围作为负阻压控振荡器的主要性能参数决定了该产品的竞争力。而谐振回路的品质因数是影响相位噪声的主要因素。对于多数工艺而言，谐振回路的品质因数与变容二极管的品质因数强相关。因此，本领域的技术人员总是倾向于使用使用高Q值的变容二极管。然而，另一方面，频率调节范围是由变电容二极管的电容变化范围决定的，然而大的变容变化范围则会降低品质因数。
显然，高品质因数和大的频率调节范围这两个性能参数对于变容二极管的诉求是相互矛盾的。一般的办法是折中取值或者根据振荡器的应用场景设计窄带低相位噪声或宽带高相位噪声的负阻压控振荡器。在相位噪声达到要求的情况下，希望能做到更大的频率可调范围。反之，在频率调制范围达到要求的情况下，获得更低的相位噪声。
为解决负阻压控振荡器中存在的低相位噪声和大频率调节范围两个性能无法兼顾的问题，本发明提出了一种双调谐压控振荡器及压控振荡器的带宽扩展方法。
发明内容
以下给出一个或多个方面的简要概述以提供对这些方面的基本理解。此概述不是所有构想到的方面的详尽综览，并且既非旨在指认出所有方面的关键性或决定性要素亦非试图界定任何或所有方面的范围。其唯一的目的是要以简化形式给出一个或多个方面的一些概念以为稍后给出的更加详细的描述之序。
为了克服上述缺陷，本发明旨在提供一种双调谐压控振荡器，能够在不降低压控振荡器的低相位噪声的前提下，提高其频率调节范围。
在一实施例中，双调谐压控振荡器包括负阻压控振荡器和电平位移器，所述负阻压控振荡器包括变容二极管和有源晶体管，所述电平位移器用于将控制电压转换成第一电压和第二电压，其中，第一电压用于向变容二极管提供调谐电压，第二电压用于向有源晶体管的控制端提供偏置电压，以实现控制电压对有源晶体管的寄生电容以及变容二极管的双调谐。
在一实施例中，电平位移器包括第一分压模块和第二分压模块，控制电压、第一分压模块和第二分压模块依次串联，控制电压与第一分压模块之间设置第一电压输出端，第一分压模块和第二分压模块之间设置第二电压输出端，第一电压输出端用于提供第一电压，第二电压输出端用于提供第二电压。
在一实施例中，第一分压模块为电阻或电阻与晶体管的组合，第二分压模块为电阻、二极管、三极管、场效应管中的任意一者或其中任意几者的组合。
在一实施例中，第一分压模块包括若干分压支路，每一分压支路至少包括一分压电阻和一开关，其中，开关用于控制其所在支路的接入或断开，第一分压模块所有分压支路的接入电阻组成该第一分压模块的分压阻抗。
在一实施例中，第二分压模块包括若干分压支路，每一分压支路至少包括一分压电阻和一开关，其中，开关用于控制其所在支路的接入或断开，第二分压模块的所有分压支路的接入电阻组成该第二分压模块的分压阻抗。
较优地，第一分压模块的至少一个电阻为可调电阻。
在一实施例中，负阻压控振荡器为对称设置的双端负阻压控振荡器，双端负阻压控振荡器包括背对背对称设置的两个变容二极管以及对称设置的两个有源晶体管，第一电压用于向两个变容二极管的对称中心提供调谐电压，第二电压用于向两个有源晶体管的对称中心提供调谐电压。
在一实施例中，负阻压控振荡器为单端负阻压控振荡器。
在前述的任一实施例中，有源晶体管为三极管或场效应管，有源晶体管的控制端为三极管的基极或场效应管的栅极。
在前述的任一实施例中，有源晶体管的寄生电容和变容二极管的容值随控制电压变化而改变的极性相同。
根据本发明的另一个方面，还提供了一种压控振荡器带宽扩展方法，应用于LC负阻压控振荡器，LC负阻压控振荡器包括变容二极管和有源晶体管。在一实施例中，压控振荡器带宽扩展方法包括：将控制电压转换成第一电压和第二电压；以及将第一电压和第二电压分别提供至变容二极管的调谐端和有源晶体管的控制端，以实现对有源晶体管的寄生电容以及变容二极管的双调谐。
在一实施例中，有源晶体管的寄生电容和变容二极管的容值随控制电压变化而改变的极性相同。
有益效果：本发明通过电平位移器将控制电压转换为变容二极管的调谐电压和有源晶体管的偏置电压，通过调整控制电压可同时控制变容二极管的容值和有源晶体管的寄生电容的容值，有效地增加了负阻压控振荡器的输出频率的变化范围，弥补了负阻压控振荡器的带宽受限于变容二极管的变容比的缺陷，同时不增加额外的控制信号及电路面积，有益于成本控制。
附图说明
图1为根据现有技术绘示的负阻压控振荡器的电路示意图；
图2为根据本发明的一个方面绘示的一实施例中的双调谐压控振荡器的电路原理示意框图；
图3为根据本发明的一个方面绘示的一实施例中的双调谐压控振荡器的部分电路(电平位移器)示意图；
图4为根据本发明的一个方面绘示的一实施例中的双调谐压控振荡器的部分电路(电平位移器)示意图；
图5为根据本发明的一个方面绘示的一实施例中的双调谐压控振荡器的部分电路(电平位移器)示意图；
图6为根据本发明的一个方面绘示的一实施例中的双调谐压控振荡器的部分电路(电平位移器)示意图；
图7为根据本发明的一个方面绘示的一实施例中的双调谐压控振荡器的部分电路(单端压控振荡器)示意图；
图8为根据本发明的一个方面绘示的一实施例中的双调谐压控振荡器的部分电路(双端压控振荡器)示意图；
图9为采用相同双端压控振荡器的双调谐机制及其对应的传统单调谐机制的工作带宽曲线仿真示意图；
图10为采用本发明的双调谐压控振荡器的一实施例的瞬态振荡波形示意图(Vtune＝5V)；
图11为根据本发明的另一个方面绘示的压控振荡器带宽扩展方法的流程示意图。
具体实施方式
给出以下描述以使得本领域技术人员能够实施和使用本发明并将其结合到具体应用背景中。各种变型、以及在不同应用中的各种使用对于本领域技术人员将是容易显见的，并且本文定义的一般性原理可适用于较宽范围的实施例。由此，本发明并不限于本文中给出的实施例，而是应被授予与本文中公开的原理和新颖性特征相一致的最广义的范围。
在以下详细描述中，阐述了许多特定细节以提供对本发明的更透彻理解。然而，对于本领域技术人员显而易见的是，本发明的实践可不必局限于这些具体细节。换言之，公知的结构和器件以框图形式示出而没有详细显示，以避免模糊本发明。
除非另有直接说明，否则本说明书(包含任何所附权利要求、摘要和附图)中所揭示的所有特征皆可由用于达到相同、等效或类似目的的可替代特征来替换。因此，除非另有明确说明，否则所公开的每一个特征仅是一组等效或类似特征的一个示例。
除非另有直接说明，否则本说明书(包含任何所附权利要求、摘要和附图)中所提到的“连接”或“跨接”均可指直接电连接、间接电连接、直接与被接器件的两端电连接或间接与被接器件的两端电连接。
注意，在使用到的情况下，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
注意，在使用到的情况下，进一步地、较优地、更进一步地和更优地是在前述实施例基础上进行另一实施例阐述的简单起头，该进一步地、较优地、更进一步地或更优地后带的内容与前述实施例的结合作为另一实施例的完整构成。在同一实施例后带的若干个进一步地、较优地、更进一步地或更优地设置之间可任意组合的组成又一实施例。
以下结合附图和具体实施例对本发明作详细描述。注意，以下结合附图和具体实施例描述的诸方面仅是示例性的，而不应被理解为对本发明的保护范围进行任何限制。
根据本发明的一个方面，提供一种双调谐压控振荡器。
图2示出了双调谐压控振荡器的模块示意框图。如图2所示，双调谐压控振荡器包括负阻压控振荡器O1和电平位移器DS2。
负阻压控振荡器O1是利用负阻器件抵消回路中的正阻损耗，维持自激振荡的振荡器。
一般而言，负阻压控振荡器分为谐振回路和负阻电路。谐振回路为将直流能量转换为具有一定波形参数的交流震荡信号的回路，其输出信号的频率、幅度和波形仅由电路本身的参数决定。常规的谐振回路经常由串联或并联的谐振电感和变容二极管构成，本发明对负阻压控振荡器O1的实际谐振回路并不作特殊限定，在一些特别的振荡器电路结构中，可能存在电感单独构成谐振回路的情况。负阻电路用于补偿谐振回路的阻抗，本发明适用于采用有源晶体管构成的负阻电路，即负阻电路中包括至少一个有源晶体管，该有源晶体管的寄生电容可为双调谐压控振荡器增加可调谐范围。虽然本发明并不限定谐振回路和负阻电路的具体架构，但如图2所示，本发明所采用的负阻压控振荡器O1至少包括一个可调谐的变容二极管CVAR和一个有源晶体管AT，该变容二极管CVAR的容值和有源晶体管AT的寄生电容影响负阻压控振荡器O1的震荡频率，但无所谓变容二极管CVAR设置在其中的谐振回路或负阻电路中。
电平位移器DS2为可实现直流电压转换的设备。电平位移器DS2将负阻压控振荡器O1的控制电压ViN进行转换，以产生第一电压和第二电压，其中，如图2所示，第一电压用于向变容二极管CVAR提供调谐电压，第二电压用于向有源晶体管AT的控制端提供偏置电压，从而实现控制电压对有源晶体管的寄生电容以及变容二极管的双调谐。
本领域的技术人员可以理解，第一电压和第二电压随着控制电压VIN的变化而变化，即变容二极管的调谐电压和有源晶体管的偏置电压随控制电压VIN的变化而变化，则变容二极管的容值和有源晶体管的寄生电容随之变化，即对控制电压VIN的控制实现了变容二极管的容值和有源晶体管的寄生电容的双调谐。
可以理解，本发明的目的在于通过电平位移器来实现对负阻压控振荡器中的可变二极管和有源晶体管的调谐电压的同时调节，进而扩大了负阻压控振荡器的频率调节范围，可见负阻压控振荡器的具体电路结构并非是本发明的发明重点，因此在本发明的部分附图中，仅绘示了负阻压控振荡器的部分器件(与本发明相关的变容二极管和有源晶体管)，并未对负阻压控振荡器的具体架构进行限定。本领域的技术人员可以理解，任何现有的或将有的能够支持变容二极管和有源晶体管的寄生电容叠加构成压控振荡器的实际谐振电容的电路架构均应被涵盖在本发明的保护范围之中。
较优地，有源晶体管可以是三极管或场效应管，有源晶体管的控制端可以是三极管的基极或场效应管的栅极，有源晶体管的寄生电容指三极管的基极-集电极结电容和基极-发射极结电容或场效应管的栅极-漏极结电容和栅极-源极结电容。有源晶体管的控制端的偏置电压的变化会引起寄生电容的变化，寄生电容的变化影响环路谐振时的相位，从而实现了频率调谐。
需要特别指出，变容二极管的容值和有源晶体管的寄生电容随控制电压变化而改变的极性需相同，则控制电压的调整对变容二极管的容值和有源晶体管的寄生电容的影响是叠加的，而不是抵消的。较优地，该控制电压可以是常规意义上的压控振荡器的调谐电压(原本用于调整一个或多个变容二极管的容值的控制电压)，第一电压为控制电压本身，即可在不改变压控振荡器的主体电路架构的基础上实现双调谐。
进一步地，电平位移器DS2可包括第一分压模块Z1和第二分压模块Z2，其中，控制电压VIN、第一分压模块Z1和第二分压模块Z2依次串联。
如图2所示，控制电压VIN与第一分压模块Z1之间设置第一电压输出端VO1，第一分压模块Z1和第二分压模块Z2之间设置第二电压输出端VO2，第一电压输出端VO1与变容二极管CVAR的调谐端连接以向变容二极管CVAR提供调谐电压，第二电压输出端VO2与有源晶体管AT的控制端连接以向有源晶体管AT提供调谐电压。
较优地，第一分压模块Z1可采用电阻或电阻与晶体管的组合来实现。第二分压模块Z2可采用电阻、二极管、三极管、场效应管中的任意一者或其中任意几者的组合来实现。
图3～图6分别示出了不同实施例中所采用的第一分压模块Z1和第二分压模块Z2的电路结构示意图。
在图3所示的一具体实施例中，第一分压模块Z1和第二分压模块Z2分别采用分压电阻R1和R2来实现。一方面，有源晶体管的偏置电压受到分压电阻R1和R2的阻抗比的影响；另一方面，有源晶体管的偏置电压受控制电压VIN的影响。
较优地，为实现阻抗比的自适应修调，分压电阻R1为可调电阻，以实现第一分压模块Z1和第二分压模块Z2的分压比的实时调节。
进一步地，为实现阻抗比的自适应修调，在图3所示的一具体实施例中，第一分压模块Z1和第二分压模块Z2可由若干分压支路并联组成，其中每一分压支路可包括一电阻和一开关。
如图4所示，第一分压模块Z1包括N条分压支路(N为大于0的自然数)，则对于每一分压支路而言，其开关K1i的导通或断开控制该分压支路的分压电阻R1i的接入或断开，第一分压模块Z1的N条分压支路中接入的所有分压电阻的并联阻抗为该第一分压模块Z1的实际分压阻抗。
对应地，第二分压模块Z2包括M条分压支路(M为大于0的自然数，M和N可以相同或不同)，则对于每一分压支路而言，其开关K2i的导通或断开控制该分压支路的分压电阻R2i的接入或断开，第二分压模块Z2的M条分压支路中接入的所有分压电阻的并联阻抗为该第二分压模块Z2的实际分压阻抗。
进一步地，可通过调整第一分压模块Z1中各个分压支路的开关状态和第二分压模块Z2中各个分压支路的开关状态来调整有源晶体管的偏置电压的范围。
进一步地，为降低温度或环境对第一电压输出端VO1和第二电压输出端VO2的电压的影响，第一分压模块Z1或第二分压模块Z2中可设置晶体管，来实现温度补偿或电压补偿。
如图5所示，图5所示的一具体实施例在图2所示的实施例的基础上，在第二分压模块Z2中增加了晶体管Q1，晶体管Q1的集电极和发射极跨接于分压电阻R1和R2之间，晶体管Q1的基极与其集电极连接，晶体管Q1的基极作为第二电压输出端VO2。晶体管Q1一方面可增加第二分压模块Z2中的阻值，减少分压电阻R2的面积，另一方面可实现整体电路的温度补偿，提高电平位移器DS2的稳定性。
图6示出了另一具体实施例中的电平位移器DS2的电路示意图。图5所示的实施例相对于图2所示的实施例区别在于，第二分压模块Z2采用二极管D2。二极管D2同时提供第二分压模块Z2的分压阻抗和温度补偿。
可以理解，在任一电平位移器DS2的实施例中，可通过采用可调电阻来实现第一分压模块Z1和第二分压模块Z2的分压比的调节，进而实现偏置电压的实时调节。可调电阻较优地可设置在第一分压模块Z1中。
本领域的技术人员可以理解，第一分压模块Z1和第二分压模块Z2的具体电路可根据需要对应的设置，任何可实现本发明所述的将同一控制电压VIN转换成两种电压来实现对变容二极管和有源二极管的寄生电容的双调谐的方案均应涵盖在本发明的发明构思中。
进一步地，负阻压控振荡器可采用单端负阻压控振荡器或双端负阻压控振荡器。图7～8结合图2所示的电平位移器DS2的示意框图为例绘示了单端负阻压控振荡器和双端负阻压控振荡器的电路架构示意图。
如图7所示，单端负阻压控振荡器包括变容二极管CVAR、谐振电感L1、有源晶体管(图7以场效应管M1为例)、电容C1、电容C2、电容C3和电感L2。变容二极管CVAR、谐振电感L1和电容C3串联于场效应管M1的栅极与地之间，其中，变容二极管CVAR和谐振电感L1构成单端负阻压控振荡器的串联谐振回路。电容C1的两端分别与场效应管M1的栅极和源极连接，电容C2的两端分别与场效应管M1的源极和地连接，电感L2与电容C2并联，其中，电容C1、电容C2、电感L2和场效应管M1构成单端负阻压控振荡器的负阻电路。C4为场效应管M1接入振荡回路的寄生电容示意图。图7所示的单端负阻压控振荡器的任意一点可作为震荡信号的输出端。
较优地，单端负阻压控振荡器还可包括电容C5，电容C5与变容二极管CVAR并联，可调整变容范围并改善谐振回路的等效寄生电阻。
具体地，第一电压输出端VO1和第二电压输出端VO2分别与变容二极管CVAR的控制端和场效应管M1的栅极连接。基于单端压控振荡器的双调谐压控振荡器仅在原始的单端压控振荡器的基础上增加了两个分压模块，而该两个分压模块可选择尺寸较小的阻抗器件来实现，因此几乎在不影响单端压控振荡器的芯片面积的基础上实现对变容二极管CVAR和场效应管M1的栅极的双调谐，即该双调谐压控振荡器在不牺牲单端压控振荡器原本的低相位噪声的基础上，同时突破了变容管变容比的限制，扩大了单端压控振荡器的频率调节范围。
如图8所示，双端负阻压控振荡器由对称设置的完全相同的两个单端负阻压控振荡器构成。图8所示的双端负阻压控振荡器包括有源晶体管(图8以三极管为例)Q1和Q2、谐振电感Lb1和Lb2、变容二极管Cvar1和Cvar2、电容C6和C7以及电感Le1和Le2。
三极管Q1的基极、谐振电感Lb1、谐振电感Lb2和三极管Q2的基极依次连接，三极管Q1和三极管Q2的集电极与供电端连接，电容C6和电容C7分别跨接于三极管Q1的基极与发射极之间以及三极管Q2的基极与发射极之间，三极管Q1的发射极、变容二极管Cvar1、变容二极管Cvar2和三极管Q2的发射极依次连接，变容二极管Cvar1和变容二极管Cvar2背对背对称连接(即变容二极管Cvar1和变容二极管Cvar2的反向端相互连接，正向端分别连接三极管Q1和Q2的发射极)，电感Le1和电感Le2分别连接在三极管Q1的发射极与地之间以及三极管Q2的发射极与地之间。
其中，电感Lb1和Lb2与其自身寄生电容、三极管Q1和Q2的基极-集电极的结电容一起构成图8所示的双端负阻压控振荡器的谐振回路，三极管Q1和Q2、变容二极管Cvar1和Cvar2、电容C6和C7以及电感Le1和Le2构成图8所示的双端负阻压控振荡器的负阻电路。电平位移器DS2的第一电压输出端VO1和第二电压输出端VO2分别与三极管Q1和Q2的对称中心以及变容二极管Cvar1和Cvar2的对称中心连接，以实现对三极管Q1和Q2的偏置电压的调节以及变容二极管Cvar1和Cvar2的控制电压的调节。
可以理解，三极管Q1和Q2的对称中心可指三极管Q1的基极和三极管Q2的基极之间的连接线路的中点，变容二极管Cvar1和Cvar2的对称中心可指变容二极管Cvar1的控制端与变容二极管Cvar2的控制端之间的连接线路的中点。一般而言，要求从对称中心分别至三极管Q1的基极和三极管Q2的基极所经过的器件完全相同，从对称中心分别至变容二极管Cvarl的控制端和变容二极管Cvar2的控制端所经过器件完全相同。较优地，该中点最好是物理位置上的绝对中点，即要求从对称中心分别至三极管Ql的基极和三极管Q2的基极所经过的连接线的长度完全相等，从对称中心分别至变容二极管Cvar1的控制端和变容二极管Cvar2的控制端所经过的连接线的长度完全相等。
较优地，变容二极管Cvarl的控制端和变容二极管Cvar2的控制端之间不设置其他器件，以便于第一电压输出端VO1直接向变容二极管Cvarl的控制端和变容二极管Cvar2的控制端提供调谐电压。
此外，双端负阻压控振荡器的输出端可设置在变容二极管Cvar1的控制端和变容二极管Cvar2控制端的对称中心或三极管Q1的基极和三极管Q2的基极的对称中心(图8以变容二极管Cvar1的控制端和变容二极管Cvar2控制端的对称中心为例)。震荡信号FOUT可通过隔直电容Cout输出。整个电路的核心部分完全对称，因此对称的两个压控振荡器的一次基波成分在共模点(对称中心)处因180度相位差而相互抵消(理想情况下为0)，同时其二次谐波成分在共模点处同相叠加，输出的震荡信号FOUT的信号强度得到增强且输出频率翻倍。
此外，图8所示的谐振电感Lb1和Lb2可替换为合适的电感-电容(变容管)谐振回路，以满足相关设计需求并提供更高的设计裕度。可以理解，根据震荡器的其他需求，本领域的技术人员还可以进行适当变形并增加其他功能器件，比如反馈电阻、隔直电容或去耦电容等等。
图9为一采用本发明图8所示的双调谐压控振荡器的电路架构的实施例与其相同结构的单调谐的压控振荡器电路的工作带宽仿真结果对比图，其中，粗黑线为双调谐压控振荡器的工作带宽曲线，细黑线为相同架构的单调谐压控振荡器。可以看出，在相同的控制电压范围下，单调谐的双端压控振荡器的工作频率为11.70GHz～12.58GHz，双调谐的双端压控振荡器的工作频率为11.57GHz～12.63GHz。相比于单调谐电路，本发明所提出的双调谐电路架构能够带来约20％的带宽提升(原电路工作带宽为880MHz，本发明所提供电路带宽拓展为1060MHz)。
图10为一采用本发明图8所示的双调谐压控振荡器的电路架构的实施例的瞬态振荡波形图(VIN＝5V)，可见信号近似为正弦波，输出信号具有较好的谐波抑制度。
根据本发明的另一个方面，还提供一种与前述电路设计思路相对应的压控振荡器带宽扩展方法，适用于LC负阻压控振荡器，该LC负阻压控振荡器包括变容二极管和有源晶体管。
如图11所示，压控振荡器带宽扩展方法包括步骤S110～S120。
其中，步骤S110为：将控制电压转换成第一电压和第二电压。
步骤S120为：将第一电压和第二电压分别提供至变容二极管的调谐端和有源负阻压控振荡器的控制端，以实现对有源晶体管的寄生电容以及变容二极管的双调谐。
有源晶体管可以是三极管或场效应管，则有源晶体管的控制端可以是三极管的基极或场效应管的栅极。
较优地，控制电压可以是常规的压控振荡器中的调谐电压，第一电压可以直接是控制电压。第二电压的范围决定了有源晶体管的偏置电压的范围。进一步地，有源晶体管的寄生电容和变容二极管的容值随控制电压变化而改变的极性相同。
由于前述对双调谐压控振荡器进行了详细阐述，与之对应的压控振荡器带宽扩展方法就不再一一赘述，本领域的技术人员可以理解，双调谐压控振荡器的所有阐述内容均可具备对应的压控振荡器带宽扩展方法的内容。
提供之前的描述是为了使本领域中的任何技术人员均能够实践本文中所描述的各种方面。但是应该理解，本发明的保护范围应当以所附权利要求书为准，而不应被限定于以上所解说实施例的具体结构和组件。本领域技术人员在本发明的精神和范围内，可以对各实施例进行各种变动和修改，这些变动和修改也落在本发明的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种双调谐压控振荡器，其特征在于，包括负阻压控振荡器和电平位移器，所述负阻压控振荡器包括变容二极管和有源晶体管，所述电平位移器用于将控制电压转换成第一电压和第二电压，所述第一电压用于向所述变容二极管提供调谐电压，所述第二电压用于向所述有源晶体管的控制端提供偏置电压，以实现所述控制电压对所述有源晶体管的寄生电容以及所述变容二极管的双调谐。
2.根据权利要求1所述的双调谐压控振荡器，其特征在于，所述电平位移器包括第一分压模块和第二分压模块，所述控制电压、所述第一分压模块和所述第二分压模块依次串联，所述控制电压与所述第一分压模块之间设置第一电压输出端，所述第一分压模块和所述第二分压模块之间设置第二电压输出端，所述第一电压输出端用于提供所述第一电压，所述第二电压输出端用于提供所述第二电压。
3.根据权利要求2所述的双调谐压控振荡器，其特征在于，所述第一分压模块为电阻或电阻与晶体管的组合，所述第二分压模块为电阻、二极管、三极管、场效应管中的任意一者或其中任意几者的组合。
4.根据权利要求3所述的双调谐压控振荡器，其特征在于，所述第一分压模块和/或所述第二分压模块包括若干分压支路，每一分压支路至少包括一分压电阻和一开关，所述开关用于控制其所在支路的接入或断开，所述第一分压模块和/或所述第二分压模块的所有分压支路的接入电阻组成所述第一分压模块和/或所述第二分压模块的分压阻抗。
5.根据权利要求3所述的双调谐压控振荡器，其特征在于，所述第一分压模块的至少一个电阻为可调电阻。
6.根据权利要求1所述的双调谐压控振荡器，其特征在于，所述负阻压控振荡器为对称设置的双端负阻压控振荡器，所述双端负阻压控振荡器包括背对背对称设置的两个变容二极管以及对称设置的两个有源晶体管，所述第一电压用于向两个变容二极管的对称中心提供调谐电压，所述第二电压用于向两个有源晶体管的对称中心提供调谐电压。
7.根据权利要求1所述的双调谐压控振荡器，其特征在于，所述负阻压控振荡器为单端负阻压控振荡器。
8.根据权利要求1～7中的任一项所述的双调谐压控振荡器，其特征在于，所述有源晶体管为三极管或场效应管，所述有源晶体管的控制端为三极管的基极或场效应管的栅极。
9.根据权利要求1所述的双调谐压控振荡器，其特征在于，所述有源晶体管的寄生电容和所述变容二极管的容值随控制电压变化而改变的极性相同。
10.一种压控振荡器带宽扩展方法，应用于LC负阻压控振荡器，所述LC负阻压控振荡器包括变容二极管和有源晶体管，其特征在于，所述压控振荡器带宽扩展方法包括：
将控制电压转换成第一电压和第二电压；以及
将所述第一电压和所述第二电压分别提供至所述变容二极管的调谐端和所述有源晶体管的控制端，以实现对所述有源晶体管的寄生电容以及所述变容二极管的双调谐。
11.根据权利要求10所述的压控振荡器带宽扩展方法，其特征在于，所述有源晶体管的寄生电容和所述变容二极管的容值随控制电压变化而改变的极性相同。
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