CN101483434A - 一种低调谐增益变化的压控振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低调谐增益变化的电感电容压控振荡器，包括一个并联的电感电容谐振电路，两对交叉耦合连接的晶体管，一个压控可变电容，以及一个开关可变电容阵列和一个开关电容阵列，通过开关可变电容阵列来调节压控可变电容变化范围，使得振荡频率对调谐增益的影响得到抵消。本发明根据振荡频率的变化利用数字控制信号调整接入谐振回路的可变电容的大小，使得等效可变电容的调节范围随子频带的不同而变化，从而抵消振荡频率变化对压控振荡器调谐增益带来的影响，实现低调谐增益变化的宽带压控振荡器设计，同时不增加额外功耗。

Description

一种低调谐增益变化的压控振荡器

技术领域

本发明涉及一种低调谐增益变化的电感电容压控振荡器电路，尤其涉及一种采用开关可变电容阵列的低调谐增益变化的压控振荡器，属于射频集成电路技术领域。

背景技术

随着集成电路技术的持续迅速发展，采用CMOS工艺的射频(RF)集成电路研究得到了广泛关注。同时，无线通信技术的发展也推动了低成本、低功耗的无线收发机的研究。随着无线通讯网络的发展，越来越多的射频电路要求收发机能够覆盖更宽的频率范围，近十年中出现了大量关于宽带电感电容压控振荡器设计的技术。

调谐增益(tuning gain)是衡量压控振荡器性能的一个重要参数，其大小不仅决定了压控振荡器的频率范围，还直接影响着锁相环环路噪声传递函数。压控振荡器的调谐增益在锁相环的传递函数中起着重要作用，一个典型的频率综合器的开环传递函数与调谐增益成正比。压控振荡器的调谐增益直接反映了该压控振荡器输出频率对压控电压的敏感程度。调谐增益越大，压控电压上相同幅度的电压噪声引起的频率变化也越大，锁相环环路对噪声越敏感，相位噪声性能就会越差。而调谐增益的变化会直接引起锁相环环路带宽以及相位噪声性能的变化，甚至会造成环路不稳定。所以，为了确保锁相环的性能稳定，压控振荡器的调谐增益需要尽量低，同时变化要尽量小。

对于传统的宽带压控振荡器，压控可变电容的变化范围不变，可以推出：当压控振荡器输出频率变化时，总谐振电容值也会变化，极大地影响了调谐增益使之波动。输出频率越高，调谐增益越高。

图1是采用二进制权重开关电容阵列的宽带电感电容压控振荡器。Mp1，Mp2与Mn1，Mn2管充当交叉耦合管，补充振荡中的能量损耗。压控电压V_tune控制一个固定调谐范围的可变电容。通过数字控制电压(B0，B1，B2……)可以人为控制开关电容阵列改变谐振点P1，P2之间的谐振电容，使其在不同频带之间切换，利用二进制权重的电容阵列可以保证覆盖所需要的频率，且结构简单。

这种电路结构通过采用开关电容阵列，将整个频带范围划分成几个子频带，每个子频带只覆盖部分频率范围，从而能够使压控振荡器覆盖宽频带同时保持较低的调谐增益。但这种电路结构的缺点主要在于：划分子频带不能改变压控振荡器调谐增益会随振荡频带不同而变化的情况。当频率范围加宽时，调谐增益的波动会大到无法忽视的地步，进而影响整个锁相环的性能。

发明内容

为了解决上述调谐增益变化大的问题，本发明提出一种低调谐增益变化的电感电容压控振荡器电路结构。采用增加开关可变电容阵列来调节压控可变电容变化范围，使得振荡频率对调谐增益的影响得到抵消。调谐增益的变化得以降低，使得宽带压控振荡器能够拥有低且稳定的调谐增益，同时不会增加额外的功耗，相位噪声也不会恶化。该方法同时适用于窄带和宽带射频系统。

一种低调谐增益变化的压控振荡器，包括，一个并联的电感电容谐振电路，电感和电容的两端分别连接至压控振荡器的两个振荡输出端；两对交叉耦合连接的晶体管，一对为N型，一对为P型，其源端连接在一起，漏端分别直接连接至压控振荡器的两个振荡输出端，其栅极分别连接至与其漏端连接相异的压控振荡器输出端，作为提供能量的负阻电路；还包括：

一个压控可变电容，其电容的大小可以由输入控制电压作一定改变，电容两端分别连接至压控振荡器的两个振荡输出端；

一个开关电容阵列，由n组电容与开关并联组成电容阵列，每一组串连的电容和开关为一个电容子单元，由数字信号控制，电容阵列两端分别连接至压控振荡器的两个振荡输出端；

一个开关可变电容阵列，由n组可变电容与开关并联组成可变电容阵列，每一组串连的电容和开关为一个可变电容子单元，由数字信号和输入压控电压控制，电容阵列两端分别连接至压控振荡器的两个振荡输出端；

开关电容阵列单元开关电容的大小比例为α₁C_a:α₂C_a:α₃C_a...:α_nC_a，可变电容子单元的大小比例为β₁C_v:β₂C_v:β₃C_v...:β_nC_v，开关电容阵列每个电容子单元与开关可变电容阵列每个可变电容子单元的比值满足关系式(1)时，各子频带的调谐增益相等。

$K_{\mathrm{VCO},x}=\frac{\mathrm{df}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{tune}}}=\frac{\mathrm{df}}{{\mathrm{dC}}_v}\·\frac{{\mathrm{dC}}_v}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{tune}}}=\frac{(1+{\mathrm{\β}}_1+...+{\mathrm{\β}}_{x-1})}{4\mathrm{\π}\sqrt{{{\mathrm{LC}}_{\mathrm{tol},x}}^3}}\×\frac{{\mathrm{dC}}_v}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{tune}}}---\left(1\right)$

其中：C_tol，x＝C_p+(α₁+...+α_x-1)C_a+(1+β₁+...+β_x-1)C_v+(β_x+...+β_n)C_v，min；

K_VCO为调谐增益，Vtune为压控电压，Cv为可变电容值。

还包括两个并联的尾电感电容谐振电路，一个连接在一对交叉耦合P型晶体管的共源端和正电源端之间，另一个连接在一对交叉耦合N型晶体管的共源端和负电源端之间，

采用电感电容并联谐振电路产生一定频率的电压振荡，其振荡频率由振荡输出端之间的等效电感和等效电容共同决定。

所述压控可变电容，利用外部输入模拟控制电压改变输出振荡端之间等效电容的大小，从而改变输出振荡频率；

所述开关电容阵列，利用数字信号控制谐振电容值的变化，把需要覆盖的频带划分成几个子频带，减小调谐增益；

所述开关可变电容阵列，利用数字信号改变模拟控制电压能够控制的可变电容的调节范围，从而抵消振荡频率对调谐增益的影响，实现低调谐增益波动；

利用尾电感电容并联电路，使其谐振在两倍振荡频率，可以提供振荡器到电源的高阻抗，改善相位噪声。

本发明根据振荡频率的变化，利用数字控制信号调整接入谐振回路的可变电容的大小，使得等效可变电容的调节范围随子频带的不同而变化，从而抵消振荡频率变化对压控振荡器调谐增益带来的影响，实现低调谐增益变化的宽带压控振荡器设计，同时不增加额外功耗。

附图说明

图1为采用二进制权重开关电容阵列的压控振荡器。

图2为低调谐增益变化的压控振荡器电路结构原理图。

图3为开关电容阵列结构。

图4为开关可变电容阵列差分结构。

图5为带有尾电容阵列的压控振荡器电路示意图。

具体实施方式

下面结合附图进一步具体描述本发明：

图2为本发明的电路原理图，由以下几个部件构成：

晶体管(Mp1，Mp2，Mn1，Mn2)组成交叉互补耦合对管，补充振荡损耗。

对称结构的电感L并联在谐振点P1，P2之间，作为电感电容振荡网络的电感组成部分。

一个由差分控制电压(Differential control voltage，(Vctrln、Vctrlp))控制的可变电容C_v，并联在谐振点P1，P2之间，其等效电容大小随差分控制电压变化而改变。

开关电容阵列(Switched capacitor array)，此阵列的作用可以等效成并联在谐振点P1，P2之间的一个固定电容。这个固定电容的数值大小可以随着外部输入的数字信号(Digital Signal)不同而改变。随着谐振点之间固定电容的变化，压控振荡器工作在不同频率范围，即在不同的子频带之间切换。

开关可变电容阵列(Switched varactor array)，此阵列的作用可以等效成并联在谐振点P1，P2之间的一个可变电容。这个可变电容同样受差分控制电压控制，但其变化范围可以随着外部输入的数字信号(Digital Signal)不同而改变，使得压控振荡器尽管工作在不同子频带，其频率变化范围仍大致相等，调谐增益变化因此减小。

下面结合附图2进一步具体描述本发明：

设连接在谐振点P1，P2之间的总电容为C，其中等效可变电容的大小为C_VAR。电感大小为L，则压控振荡器的输出频率为：

$f=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L\·C}}---\left(1\right)$

根据调谐增益的定义，调谐增益(K_VCO)可以表示为：

$K_{\mathrm{VCO}}=\frac{\mathrm{\Δf}}{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{tune}}}=\frac{\mathrm{\Δf}}{\mathrm{\ΔC}}\·\frac{\mathrm{\ΔC}}{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{tune}}}=A\·B---\left(2\right)$

其中：

$A=\frac{-1}{4\mathrm{\π}\·C\·\sqrt{L\·C}}---\left(3\right)$

$B=\frac{{\mathrm{\ΔC}}_{\mathrm{VAR}}}{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{tune}}}---\left(4\right)$

其中V_tune为压控电压。则调谐增益变化幅度ΔK_VCO随振荡频率f的变化可表示为：

${\mathrm{\ΔK}}_{\mathrm{VCO}}=(A\·\frac{\mathrm{\ΔB}}{\mathrm{\Δf}}+B\·\frac{\mathrm{\ΔA}}{\mathrm{\Δf}})\·\mathrm{\Δf}---\left(5\right)$

可以看到，数字控制信号通过开关电容阵列可以改变A，而通过开关可变电容阵列可以改变B，如果这两者的变化可以互相抵消，调谐增益变化幅度△K_VCO就会减小。

图3是开关电容阵列(Switched capacitor array)的结构示意图，当开关闭合时，相应单元的电容串联在谐振点P1，P2之间，当开关打开时，相应单元电容断开。

图4是开关可变电容阵列(Switched varactor array)的结构，利用数字电压控制开关，将可变电容与差分压控电压(V_ctrlp，V_ctrln)连接。当开关闭合时，压控电压可以控制可变电容单元，而开关打开时，压控电压被隔断，可变电容固定在最小值。

如图3和图4所示，假设开关电容阵列单元开关电容的大小比例为α₁C_a:α₂C_a:α₃C_a...:α_nC_a。可变电容子单元的大小比例为β₁C_v:β₂C_v:β₃C_v...:β_nC_v。则从最高频率开始第x(x＝1，2，...16)根子频带的最高振荡频率f_x，max与最低振荡频率f_x，min可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{f}_{x,\max }={[{4\mathrm{\π}}^2\·L\·C_{\mathrm{tol},x,\min }]}^{-1/2}\\ f_{x,\min }={[{4\mathrm{\π}}^2\·L\·C_{\mathrm{tol},x,\max }]}^{-1/2}\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中：

$\left\{\begin{array}{c}{C}_{\mathrm{tol},x,\min }=C_p+({\mathrm{\α}}_1+...+{\mathrm{\α}}_{x-1})C_a+(1+{\mathrm{\β}}_1+...{\mathrm{\β}}_n)C_{v,\min }\\ \mathrm{}{C}_{\mathrm{tol},x,\max }=C_p+({\mathrm{\α}}_1+...+{\mathrm{\α}}_{x-1})C_a+(1+{\mathrm{\β}}_1+...{\mathrm{\β}}_{x-1})C_{v,\max }+({\mathrm{\β}}_x+...{\mathrm{\β}}_n)C_{v,\min }\end{array}\right.---\left(7\right)$

其中C_p为谐振点(P1，P2)之间的寄生电容值，C_v，min，C_v，max分别为单位可变电容C_v的最大电容值和最小电容值。振荡器在第x根子频带上的调谐增益则可以表示为：

$K_{\mathrm{VCO},x}=\frac{\mathrm{df}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{tune}}}=\frac{\mathrm{df}}{{\mathrm{dC}}_v}\·\frac{{\mathrm{dC}}_v}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{tune}}}=\frac{(1+{\mathrm{\β}}_1+...+{\mathrm{\β}}_{x-1})}{4\mathrm{\π}\sqrt{{{\mathrm{LC}}_{\mathrm{tol},x}}^3}}\×\frac{{\mathrm{dC}}_v}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{tune}}}---\left(8\right)$

其中C_tol，x＝C_p+(α₁+...+α_x-1)C_a+(1+β₁+...+β_x-1)C_v+(β_x+...+β_n)C_v，min。这样根据(8)，如果电容阵列的比值α_x(x＝1，2，...n)与可变电容阵列的比值β_x(x＝1，2，...n)合适，可以做到使所有子频带的调谐增益K_VCO，x相等。

图5为带有尾电容阵列的压控振荡器示意图。如图5所示，不对称电感L2，L3与两个尾电容阵列(Tail cap array)一起组成两个尾电感电容谐振电路。尾电感和总尾电容始终谐振在振荡器工作频率的两倍，这样不仅阻止了振荡器的二次谐波分量直接入地，而且使得振荡器能够始终工作在电流受限区域，改善了相位噪声性能。

本发明中所述的晶体管既可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，也适用于双极结晶体管(BJT)电路。

最后应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (6)

1、一种低调谐增益变化的压控振荡器，包括，一个并联的电感电容谐振电路，电感和电容的两端分别连接至压控振荡器的两个振荡输出端；两对交叉耦合连接的晶体管，一对为N型，一对为P型，其源端连接在一起，漏端分别直接连接至压控振荡器的两个振荡输出端，其栅极分别连接至与其漏端连接相异的压控振荡器输出端，作为提供能量的负阻抗电路；其特征在于，还包括：

一个压控可变电容，其电容的大小可以由输入控制电压作一定改变，电容两端分别连接至压控振荡器的两个振荡输出端；

一个开关电容阵列，由n组电容与开关并联组成电容阵列，每一组串连的电容和开关为一个电容子单元，由数字信号控制，电容阵列两端分别连接至压控振荡器的两个振荡输出端；

一个开关可变电容阵列，由n组可变电容与开关并联组成可变电容阵列，每一组串连的电容和开关为一个可变电容子单元，由数字信号和输入压控电压控制，电容阵列两端分别连接至压控振荡器的两个振荡输出端；

开关电容阵列单元开关电容的大小比例为α₁C_a:α₂C_a:α₃C_a...:α_nC_a，可变电容子单元的大小比例为β₁C_v:β₂C_v:β₃C_v...:β_nC_v，开关电容阵列每个电容子单元与开关可变电容阵列每个可变电容子单元的比值满足关系式(1)时，各子频带的调谐增益相等。

$K_{\mathrm{VCO},x}=\frac{\mathrm{df}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{tune}}}=\frac{\mathrm{df}}{{\mathrm{dC}}_v}\·\frac{{\mathrm{dC}}_v}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{tune}}}=\frac{(1+{\mathrm{\β}}_1+...+{\mathrm{\β}}_{x-1})}{4\mathrm{\π}\sqrt{{{\mathrm{LC}}_{\mathrm{tol},x}}^3}}\×\frac{{\mathrm{dC}}_v}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{tune}}}---\left(1\right)$

其中：C_tol，x＝C_p+(α₁+...+α_x-1)C_a+(1+β₁+...+β_x-1)C_v+(β_x+...+β_n)C_v，min；

K_VCO为调谐增益，Vtune为压控电压，Cv为可变电容值。

2、根据权利要求1所述的低调谐增益变化的压控振荡器，其特征在于，所述压控振荡器还包括两个并联的尾电感电容谐振电路，一个连接在一对交叉耦合P型晶体管的共源端和正电源端之间，另一个连接在一对交叉耦合N型晶体管的共源端和负电源端之间；尾电感和总尾电容始终谐振在振荡器工作频率的两倍。

3、根据权利要求1所述的低调谐增益变化的压控振荡器，其特征在于，所述压控可变电容，利用外部输入模拟控制电压改变输出振荡端之间等效电容的大小，从而改变输出振荡频率。

4、根据权利要求1所述的低调谐增益变化的压控振荡器，其特征在于，所述开关电容阵列，利用数字信号控制谐振电容值的变化，把需要覆盖的频带划分成几个子频带，减小调谐增益。

5、根据权利要求1所述的低调谐增益变化的压控振荡器，其特征在于，所述开关可变电容阵列，利用数字信号改变模拟控制电压能够控制的可变电容的调节范围，从而抵消振荡频率对调谐增益的影响，实现低调谐增益波动。

6、根据权利要求1或2或3或4所述的低调谐增益变化的压控振荡器，其特征在于，所述压控振荡器适用于窄带和宽带射频系统。

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