CN202524376U - 一种压控振荡器 - Google Patents

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Abstract

本实用新型公开一种压控振荡器，该压控振荡器包括电感电容并联谐振腔、尾电流源、PMOS交叉耦合对和NMOS交叉耦合对，电感电容并联谐振腔包括并联的电感、开关电容阵列和变容管阵列，电感电容并联谐振腔的两个输出端的平均电压、PMOS交叉耦合对与所述尾电流源之间的节点电压和/或地电平分别输入至所述变容管阵列。本实用新型通过以上技术方案，解决现有技术中采用开关电容阵列的压控振荡器的子调谐曲线上调谐增益变化较大的问题。

Description

一种压控振荡器
技术领域
本实用新型涉及振荡器领域，尤其涉及一种压控振荡器。 
背景技术
频率调谐增益简称为Kvco，在压控振荡器（如电感电容压控振荡器LC-VCO、科尔皮兹振荡器等）的设计中，是一个重要的指标，以LC-VCO为例，Kvco的大小不仅影响LC-VCO的频率调谐范围，还直接影响锁相环PLL的噪声传输函数，而且对LC-VCO自身的相位噪声性能影响较大，通常Kvco越大，相位噪声性能越差，在保持频率调谐范围不变的前提下，总是希望尽可能降低Kvco。 
为了降低Kvco，现有LC-VCO采用可编程开关电容阵列（DCCA：digitally controlled capacitor array）的设计方法，即采用DCCA实现频率粗调，而后采用变容管实现频率细调，也就是说，先通过DCCA在大范围内将LC-VCO调谐到某个频点，接着以该频点为中心采用变容管进行小范围的细调，使原本仅有的一条调谐曲线划分成多条子调谐曲线（sub tuning curves），如图1所示，图1为现有采用开关电容阵列的LC-VCO的多条子调谐曲线的示意图，Vtune为变容管调谐电压，Vmin和Vmax分别是调谐电压的最小值和最大值，fosc为振荡频率，fmin和fmax分别是振荡频率的最小值和最大值，L0～L3分别是第1～4条子调谐曲线，变容管的调谐范围只需要覆盖相邻两条子调谐曲线之间的频率间距即可，以采用了4条子调谐曲线（L0、L1、L2、L3）为例，则Kvco降为原来的1/4，如果原来为400MHz/V，则现在为100MHz/V，这种设计方法在不影响频率调谐范围（fmin至fmax）的前提下，降低了Kvco，成为了现代LC-VCO设计的基本方法。 
然而，虽然这种设计方法降低了Kvco值，但是由于MOS变容管C-V曲线固有的非线性特性，使得每条子调谐曲线上Kvco的变化很大。选取任意一条子调谐曲线，频率对调谐电压Vtune求导得到Kvco随Vtune的变化曲线，如图2所示，图2为图1所示多条子调谐曲线中任意一条子调谐曲线上Kvco随Vtune的变化示意图，在调谐电压范围（Vmin至Vmax）的中间处Vmid，Kvco为最大值kmax，在调谐电压范围的两端处Vmin、Vmax，Kvco为较小值kmin，整条Kvco曲线近似是左右对称的凸曲线。这种凸曲线是典型情况，如果不做任何处理，同一条子调谐曲线上kmax与kmin可能会相差2倍以上，这对于PLL的环路稳定性和环路相位噪声优化非常不利。因此，有必要降低每条子调谐曲线上Kvco的变化，让Kvco尽可能维持恒定。 
实用新型内容
本实用新型提供一种压控振荡器，解决现有技术中采用开关电容阵列的压控振荡器的子调谐曲线上调谐增益变化较大的问题。 
为解决上述技术问题，本实用新型采用以下技术方案: 
一种压控振荡器包括电感电容并联谐振腔、尾电流源、PMOS交叉耦合对和NMOS交叉耦合对；电感电容并联谐振腔包括并联的电感、开关电容阵列和变容管阵列；PMOS交叉耦合对包括第一PMOS管和第二PMOS管；第一PMOS管和第二PMOS管的源极均接至所述尾电流源的输出端，第一PMOS管和第二PMOS管的漏极分别接至所述电感电容并联谐振腔的两个输出端；第一PMOS管和第二PMOS管的栅极分别接至所述电感电容并联谐振腔与其漏极连接相异的输出端；NMOS交叉耦合对包括第一NMOS管和第二NMOS管；第一NMOS管和第二NMOS管的源极均接至地电平，第一NMOS管和第二NMOS管的漏极分别接至所述电感电容并 联谐振腔的两个输出端；所述第一NMOS管和第二NMOS管的栅极分别接至所述电感电容并联谐振腔与其漏极连接相异的输出端；所述电感电容并联谐振腔的两个输出端的平均电压、所述PMOS交叉耦合对与所述尾电流源之间的节点电压和/或所述地电平分别输入至所述变容管阵列。 
在本实用新型一实施例中，该变容管阵列包括并联的第一变容管对、第二变容管对和第三变容管对；所述电感电容并联谐振腔的两个输出端连接在第一变容管对的两端，所述PMOS交叉耦合对与所述尾电流源之间的节点通过隔直流加偏置的方式连接在第二变容管对的两端，所述地电平通过隔直流加偏置的方式连接在第三变容管对的两端。 
在本实用新型一实施例中，该变容管阵列包括并联的第一变容管对和第二变容管对；所述电感电容并联谐振腔的两个输出端连接在第一变容管对的两端，所述PMOS交叉耦合对与所述尾电流源之间的节点通过隔直流加偏置的方式连接在第二变容管对的两端； 
在本实用新型一实施例中，该变容管阵列包括并联的第一变容管对和第二变容管对；所述电感电容并联谐振腔的两个输出端连接在第一变容管对的两端，所述地电平通过隔直流加偏置的方式连接在第二变容管对的两端； 
在本实用新型一实施例中，该变容管阵列包括并联的第一变容管对和第二变容管对；所述PMOS交叉耦合对与所述尾电流源之间的节点通过隔直流加偏置的方式连接在第一变容管对的两端，所述地电平通过隔直流加偏置的方式连接在第二变容管对的两端。 
在本实用新型一实施例中，所述尾电流源为低噪声尾电流源。 
本实用新型提供一种压控振荡器，电感电容并联谐振腔的两个输出端的平 均电压、第一电路单元与尾电流源之间的节点电压、地电平电压为不同的偏置电压，因此能让变容管阵列中不同变容管对分别偏置在不同的电压下，那么由各变容管对产生的Kvco曲线相当于在Vtune电压轴上进行了适当的平移，通过合理地安排平移电压和优化变容管对的尺寸，可以使得总的Kvco在整个Vtune变化范围内近似恒定，实现了压控振荡器子调谐曲线上Kvco的线性化，同时，由于本实用新型采用压控振荡器电路内部已经存在的一些电压去偏置变容管阵列，压控振荡器电路内部已经存在的这些电压的噪声非常低，因此对压控振荡器的相位噪声的影响可以忽略。 
附图说明
图1为现有采用开关电容阵列的LC-VCO的多条子调谐曲线的示意图； 
图2为图1所示多条子调谐曲线中任意一条子调谐曲线上Kvco随Vtune的变化示意图； 
图3为本实用新型实施例一一种压控振荡器的示意图； 
图4为图3所示压控振荡器多条子调谐曲线中任意一条子调谐曲线上Kvco随Vtune的变化示意图； 
图5为本实用新型实施例二一种压控振荡器的示意图。 
具体实施方式
实施例一： 
图3为本实用新型实施例一一种压控振荡器的示意图，请参考图3： 
压控振荡器，包括尾电流源31、电感电容并联谐振腔32，以及由PMOS交叉耦合对和NMOS交叉耦合对构成的有源负阻电路；PMOS交叉耦合对包括第一PMOS管Mp1和第二PMOS管Mp2；NMOS交叉耦合对包括第一NMOS管Mn1和第二NMOS管Mn2，Mp1和Mp2的源极均接至尾电流源31的输出端，Mp1的漏极接至 电感电容并联谐振腔32的输出端Vop，Mp1的栅极接至电感电容并联谐振腔32的输出端Von，Mp2的漏极接至电感电容并联谐振腔32的输出端Von，Mp2的栅极接至电感电容并联谐振腔32的输出端Vop；Mn1和Mn2源极均接至地电平，Mn1的漏极接至电感电容并联谐振腔32的输出端Vop，Mn1的栅极接至电感电容并联谐振腔32的输出端Von；Mn2的漏极接至电感电容并联谐振腔32的输出端Von，Mn2的栅极接至电感电容并联谐振腔32的输出端Vop；电感电容并联谐振腔32包括并联的电感L、开关电容阵列321和变容管阵列；变容管阵列包括三个并联的变容管对，分别是Cv1和Cv2、Cv3和Cv4、Cv5和Cv6，还包括Cv1和Cv2支路的两个耦合电容C1和C2、Cv5和Cv6支路的两个耦合电容C5和C6。本实施例所示的压控振荡器中，Mp1和Mp2源极与尾电流源31的输出端之间的节点P处连接在变容管对Cv1和Cv2的两端，P处的电压Vb1作为Cv1和Cv2的偏置电压，地电平连接在变容管对Cv5和Cv6的两端，地电平Vb3作为Cv5和Cv6的偏置电压，电感电容并联谐振腔32的输出端Vop和Von连接在变容管对Cv3和Cv4的两端，电感电容并联谐振腔32的输出端Vop和Von的平均电压Vb2（图中未示出），作为Cv3和Cv4的偏置电压。Vb1需要通过隔直流加偏置的方式施加在Cv1、Cv2的两端，需要借助两个电阻和两个耦合电容C1、C2，Vb3需要通过隔直流加偏置的方式施加在Cv5、Cv6的两端，需要借助两个电阻和两个耦合电容C5、C6，而Vb2是Vop和Von的平均电压，因此无需隔直流加偏置的方式，可直接将Cv3、Cv4连接在Vop和Von上。 
由于电感电容并联谐振腔32的输出端Vop和Von的平均值Vb2约等于Mn1、Mn2的阈值电压Vtn；节点P处的电压Vb1约等于Vtn+Vtp，Vtp为Mp1、Mp2的阈值电压；地电平电压Vb3等于0，因此，Vb2比Vb3高一个阈值电压Vtn，Vb1比Vb2高一个阈值电压Vtp，因此，本实施例所示压控振荡器电路内部形成的三 个偏置电压Vb1、Vb2、Vb3为不同的电压。 
本实施例可以通过合理设置3个变容管对的尺寸大小，可实现在整个Vtune电压范围内总的Kvco的变化很小，图4为图3所示压控振荡器多条子调谐曲线中任意一条子调谐曲线上Kvco随Vtune的变化示意图，Kvco_tot为总的Kvco，是由3个变容管对分别产生的3个子Kvco相加而得到，由图4可知，在整个Vtune电压范围（Vmin至Vmax）内总的Kvco的变化很小，接近恒定。 
本实施例中，由NMOS交叉耦合对和PMOS交叉耦合对管形成有源负阻电路，为压控振荡器提供振荡的能量，其谐振频率由电感与电容决定，这里所说的电容是指电感电容并联谐振腔32的总电容，包括开关电容阵列321的电容、变容管阵列的电容、Mp1的电容、Mp2的电容、Mn1的电容、Mn2的电容，以及寄生电容。 
实施例二： 
图5为本实用新型另一实施例一种压控振荡器的示意图，请参考图5：该实施例与实施例一的区别仅在于，变容管阵列仅包括两个变容管对，如分别是Cv1和Cv2、Cv3和Cv4，将Mp1和Mp2源极与尾电流源31的输出端之间的节点P处的电压Vb1，作为Cv1和Cv2的偏置电压，电感电容并联谐振腔32的输出端Vop和Von的平均电压Vb2（图中未示出），作为Cv3和Cv4的偏置电压。 
实际应用中，可以从实施例一的Vb1、Vb2、Vb3中任意选取两个分别作为这两个变容管对的偏置电压，如将地电平电压Vb3代替节点P处的电压Vb1，作为Cv1和Cv2的偏置电压等。 
以上各实施例中，尾电流源可以是PMOS尾电流源，也可以是NMOS尾电流源，为了进一步降低对压控振荡器的相位噪声的影响，可采用低噪声的尾电流源；各个变容管对的尺寸可以相同或不相同，优选的每个变容管对中的2个变容管尺寸是相同的。本实用新型利用不同的偏置电压将各变容管对产生的Kvco曲线相当于在Vtune电压轴上进行了适当的平移，通过合理地安排平移电压和优化变容管对的尺寸，可以使得总的Kvco在整个Vtune变化范围内近似恒定， 实现了压控振荡器子调谐曲线上Kvco的线性化。同时，由于这些偏置电压均取自压控振荡器电路内部，都是低噪声的，因此对压控振荡器的相位噪声产生的影响可以忽略，尤其适合于低功耗、低成本，且需要高性能的射频收发机芯片中LC-VCO的设计，比如说应用于RF-SIM卡的2.4GHz无线射频收发机芯片。 
以上内容是结合具体的实施方式对本实用新型所作的进一步详细说明，不能认定本实用新型的具体实施只局限于这些说明。对于本实用新型所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本实用新型的保护范围。 

Claims (6)

1.一种压控振荡器，其特征在于，包括电感电容并联谐振腔、尾电流源、PMOS交叉耦合对和NMOS交叉耦合对；所述电感电容并联谐振腔包括并联的电感、开关电容阵列和变容管阵列；所述PMOS交叉耦合对包括第一PMOS管和第二PMOS管；所述第一PMOS管和第二PMOS管的源极均接至所述尾电流源的输出端，所述第一PMOS管和第二PMOS管的漏极分别接至所述电感电容并联谐振腔的两个输出端；所述第一PMOS管和第二PMOS管的栅极分别接至所述电感电容并联谐振腔与其漏极连接相异的输出端；所述NMOS交叉耦合对包括第一NMOS管和第二NMOS管；所述第一NMOS管和第二NMOS管的源极均接至地电平，所述第一NMOS管和第二NMOS管的漏极分别接至所述电感电容并联谐振腔的两个输出端；所述第一NMOS管和第二NMOS管的栅极分别接至所述电感电容并联谐振腔与其漏极连接相异的输出端；所述电感电容并联谐振腔的两个输出端的平均电压、所述PMOS交叉耦合对与所述尾电流源之间的节点电压和/或所述地电平分别输入至所述变容管阵列。
2.如权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，所述变容管阵列包括并联的第一变容管对、第二变容管对和第三变容管对；所述电感电容并联谐振腔的两个输出端连接在第一变容管对的两端，所述PMOS交叉耦合对与所述尾电流源之间的节点通过隔直流加偏置的方式连接在第二变容管对的两端，所述地电平通过隔直流加偏置的方式连接在第三变容管对的两端。
3.如权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，所述变容管阵列包括并联的第一变容管对和第二变容管对；所述电感电容并联谐振腔的两个输出端连接在第一变容管对的两端，所述PMOS交叉耦合对与所述尾电流源之间的节点通过隔直流加偏置的方式连接在第二变容管对的两端。
4.如权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，所述变容管阵列包括并联的第一变容管对和第二变容管对；所述电感电容并联谐振腔的两个输出端连接在第一变容管对的两端，所述地电平通过隔直流加偏置的方式连接在第二变容管对的两端。
5.如权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，所述变容管阵列包括并联的第一变容管对和第二变容管对；所述PMOS交叉耦合对与所述尾电流源之间的节点通过隔直流加偏置的方式连接在第一变容管对的两端，所述地电平通过隔直流加偏置的方式连接在第二变容管对的两端。
6.如权利要求1至5任一项所述的压控振荡器，其特征在于，所述尾电流源为低噪声尾电流源。
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