CN104852732A

CN104852732A - 一种低功耗低噪声高线性增益的压控振荡器

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Publication number: CN104852732A
Application number: CN201510283528.9A
Authority: CN
Inventors: 罗林; 孟煦; 林福江
Original assignee: Institute of Advanced Technology University of Science and Technology of China
Current assignee: Institute of Advanced Technology University of Science and Technology of China
Priority date: 2015-05-28
Filing date: 2015-05-28
Publication date: 2015-08-19
Anticipated expiration: 2035-05-28
Also published as: CN104852732B

Abstract

本发明公开了一种低功耗低噪声高线性增益的压控振荡器，包括：第一电感、第二电感、分布式变容管结构电路、负阻差分对电路、尾电流管电路和幅度探测电路；第一电感、第二电感和分布式变容管结构电路组成LC谐振网络，用于产生所述低功耗低噪声高线性增益的VCO的振荡信号；负阻差分对电路与LC谐振网络连接，用于对LC谐振网络进行能量补偿；尾电流管电路与所述压控振荡器的输出端连接，其采用自偏置原理产生直流偏置电压作为供电电压为LC谐振网络提供直流电流；幅度探测电路与所述压控振荡器的输出端连接，用于为负阻差分对电路和尾电流管电路提供体偏置电压。在本发明中，可实现压控振荡器的低功耗、低噪声、高线性增益。

Description

一种低功耗低噪声高线性增益的压控振荡器

技术领域

本发明涉及射频集成电路技术领域，尤其涉及一种低功耗低噪声高线性增益的压控振荡器。

背景技术

当前，高速稳定的时钟信号是很多应用的前提，例如，高性能模数转换器、高速串行数据通信、无线收发机等，因此，对于低功耗、低抖动(jitter)、高速的锁相环(PLL)的需求日益增加，而在锁相环的设计过程中，高性能的VCO(Voltage Controlled Oscillator，压控振荡器)是关键。

PLL是产生低jitter、高频时钟的首选，典型的整数分频PLL结构包括鉴频鉴相器、电荷泵、环路滤波器、压控振荡器、分频器这五个部分。VCO在锁相环中贡献带外噪声，对于一个优化的PLL，VCO的噪声贡献一半的输出jitter，因此要实现PLL低jitter输出时钟，噪声性能好的VCO十分必须。与此同时，对于优化了的PLL，VCO的功耗为整个环路功耗的一半，所以降低VCO的功耗是降低整个环路功耗关键。VCO的增益(Kvco)变化会引起环路增益的变化，这将恶化环路的稳定性和相位噪声，因此，高线性增益是高性能VCO的一个重要衡量指标。

因此，压控振荡器的噪声降低技术一直是研究是热点，其大致可以分为三个研究方向：

1、提高谐振腔的Q值。

由Lesson的VCO噪声模型中相位噪声与谐振腔Q值的关系可知，提髙Q值，能改善相噪。但由于硅基自身的限制，Q值很难有数量级的提升，因此对相位噪声的改善有限。此外,用绑线电感、MEMS等高Q值的非标准CMOS工艺谐振腔设计VCO，取得了突出的相位噪声性能，同时功耗也较低。但由于特殊工艺的要求，目前还未取得广泛的应用。

2、减小噪声源。

方法一：尾电流源在VCO中通常是最大的噪声来源，在2002年S.Levantino提出了去除尾电流源的方法，将负阻管的源端直接接地，具体如附图1所示。由于尾电流源这一主要的噪声源消失，带内相位噪声的改善达到10dB，但同时功耗比有尾电流的设计增加近50％，并且没有尾电流源的高阻通道，电源地的噪声进入谐振腔，恶化了tank(谐振腔)的相位噪声。

方法二：用为了有效滤除尾电流源的噪声，同时保持共源点到地的高阻特性，E.Hegazi等在2001年提出了尾电流源滤波技术，如附图2所示，然而该结构的电感Lf与电容Ct只能谐振在固定频率，对于具有一定频率调谐范围的VCO，当振荡频率调到其他值，就无法保证高阻通道；此外，额外的大电容和电感，也明显增加了芯片的面积。

方法三：减小MOS管闪烁噪声的一种有效技术是自开关偏置。I.Bloom and Y.Nemirovsky发现，闪烁噪声与捕获占据的时间常数相关，如果MOS管周期性地导通和截止，该时间常数会减小，从而在物理本质上降低MOS管自身的闪烁噪声，但问题在于开关信号需要很大的摆幅，以令MOS管从积累区到强反型区深度切换，才能显著减小闪烁噪声，这就引入了非常大的动态功耗，使VCO的总功耗剧烈增加。C.C.Boon在2004年和G.Huang在2009均采用了自开关偏置原理降低VCO的闪烁噪声，采用自偏置原理的VCO如附图3所示。

3、抑制噪声源到相位噪声的转化。

来自器件的噪声需要通过一定的转化机制才能最终形成输出的相位噪声，因此除了减小噪声来源外，抑制器件噪声到相位噪声的转化也是降低相位噪声的一种重要方法，A.Ismail and A.A.Abidi在2003年提出一种利用退耦电容抑制变频增益的技术，如附图4所示，由于负阻管闪烁噪声扰动共源点的二次谐波，产生AM-FM转化，若在负阻差分对的共源点间插入退耦电容C0，可引入一次谐波分量，减小二次谐波的影响，消除共模电容，从而抑制闪烁噪声的变频转化，改善了带内相位噪声。

图1至图4展示了VCO的发展方向，这四种方式各有各的优点，但是也各有各的缺点，无法满足需要。目前，市场上常用的一种采用体偏置原理的尾电流源固定偏置VCO，如图5所示，其在图1至图4的基础上作出了进一步的改进，利用体偏置原理降低了MOS管的阈值电压，从而该LC-tank VCO(LC谐振压控振荡器)能工作在很低的供电电压下，实现了低功耗，但是其噪声还有待提高。

发明内容

基于背景技术存在的技术问题，本发明提出了一种低功耗低噪声高线性增益的压控振荡器。

本发明提出的一种低功耗低噪声高线性增益的压控振荡器，包括：第一电感、第二电感、分布式变容管结构电路、负阻差分对电路、尾电流管电路和幅度探测电路；

第一电感、第二电感和分布式变容管结构电路组成LC谐振网络，用于产生所述低功耗低噪声高线性增益的VCO的振荡信号；

负阻差分对电路与LC谐振网络连接，LC谐振网络产生一个与分布式变容管结构电路并联的等效电阻，负阻差分对电路充当补偿等效电阻的负阻，用于对LC谐振网络进行能量补偿；

尾电流管电路与所述压控振荡器的输出端连接，其采用自偏置原理产生直流偏置电压作为供电电压为LC谐振网络提供直流电流；

幅度探测电路与所述压控振荡器的输出端连接，用于为负阻差分对电路和尾电流管电路提供体偏置电压。

优选地，所述压控振荡器的输出端包括VCO第一电压输出节点和VCO第二电压输出节点，第一电感一端连接直流电源输入端，另一端连接VCO第一电压输出节点；第二电感一端连接直流电源输入端，另一端连接VCO第二电压输出节点；分布式变容管结构电路连接VCO第一电压输出节点和VCO第二电压输出节点。

优选地，分布式变容管结构电路由第一电容、第二电容、第三电容、第四电容、第一变容管、第二变容管、第三变容管、第四变容管、第一电阻、第二电阻、第三电阻和第四电阻组成；

第一变容管一端连接第一电压节点，另一端连接第二电压节点；第二变容管一端连接第三电压节点，另一端连接第二电压节点；第三变容管一端连接第四电压节点，另一端连接第二电压节点；第四变容管一端连接第五电压节点，另一端连接第二电压节点；第二电压节点用于接入控制电压(Vctrl)；

第一电容一端连接VCO第一电压输出节点，另一端连接第一电压节点；第二电容一端连接VCO第二电压输出节点，另一端连接第三电压节点；第三电容一端连接VCO第一电压输出节点，另一端连接第四电压节点；第四电容一端连接VCO第二电压输出节点，另一端连接第五电压节点；

第一电阻和第二电阻串联并连接在第一电压节点和第三电压节点之间；第三电阻和第四电阻串联并连接在第四电压节点和第五电压节点之间；第一电阻和第二电阻连接处接入第一参考电压，第三电阻和第四电阻连接处接入第二参考电压。

优选地，负阻差分对电路包括第一场效应管和第二场效应管；第一场效应管的漏极连接VCO第一电压输出节点，其栅极连接VCO第二电压输出节点，其源极连接第六电压节点；第二场效应管的漏极连接VCO第二电压输出节点，其栅极连接VCO第一电压输出节点，其源极连接第七电压节点。

优选地，尾电流管电路包括第三场效应管和第四场效应管；第三场效应管的漏极连接第六电压节点,其栅极连接VCO第二电压输出节点，其源极接地。第四场效应管的漏极连接第七电压节点,其栅极连接VCO第一电压输出节点，其源极接地。

优选地，幅度探测电路包括第五场效应管、第六场效应管和第五电容；第五场效应管的漏极连接VCO第一电压输出节点，其栅极连接VCO第二电压输出节点，其源极连接第八电压节点；第六场效应管的漏极连接VCO第二电压输出节点，其栅极连接VCO第一电压输出节点，其源极连接第八电压节点；第五电容一端连接第八电压节点，另一端接地；第八电压节点分别连接第一场效应管、第二场效应管、第三场效应管、第四场效应管、第五场效应管和第六场效应管的衬底，以提供偏置电压。

优选地，第六电压节点和第七电压节点之间连接有退耦电容。

本发明的压控振荡器中，通过设置幅度探测电路用于为负阻差分对电路和尾电流管电路提供体偏置电压，通过采用体偏置原理，实现了低压供电，在180nm CMOS工艺下，能以0.5V的低压供电，从而能实现了低功耗。

本发明的压控振荡器中设计了采用自偏置原理的尾电流管电路，能减小尾电流的闪烁噪声，使压控振荡器的噪声性能得到了改善，特别是近频偏处的噪声性能。此外，由于体偏置原理实现了低的供电电压，使得自偏置原理中的开关信号的摆幅不至于很大，能很大程度的缓解闪烁噪声降低和大功耗之间的折衷。

本发明中，通过采用分布式变容管结构，使得C-V变化曲线在V_ref附近变化就比较平缓，使得由于K_VCO的改变引起的环路稳定性和环路噪声性恶化的得到了抑制，从而有效提高了该压控振荡器的线性增益。

附图说明

图1为去除尾电流源VCO电路图；

图2为尾电流源滤波VCO电路图；

图3为自开关偏置原理VCO电路图；

图4为带退耦电容的VCO电路图；

图5为现有的采用体偏置原理的尾电流源固定偏置VCO电路图；

图6为本发明提出的一种低功耗低噪声高线性增益的VCO电路图；

图7为单偏置变容管结构和分布式变容管结构的C-V仿真曲线；

图8为本发明提出的VCO和尾电流固定偏置的VCO的噪声性能对比；

图9为本发明提出的VCO的瞬态响应仿真结果；

图10为本发明提出的VCO的相位噪声的仿真结果；

图11为本发明提出的VCO的频率-控制电压调节特性曲线截图。

具体实施方式

参照图6，本发明提出的一种低功耗低噪声高线性增益的压控振荡器，其包括：第一电感L1、第二电感L2、分布式变容管结构电路、负阻差分对电路、尾电流管电路和幅度探测电路。

压控振荡器的输出端包括VCO第一电压输出节点QP和VCO第二电压输出节点QN。第一电感L1一端连接直流电源输入端，另一端连接VCO第一电压输出节点QP；第二电感L2一端连接直流电源输入端，另一端连接VCO第二电压输出节点QN。分布式变容管结构电路连接VCO第一电压输出节点QP和VCO第二电压输出节点QN。第一电感L1、第二电感L2、分布式变容管结构电路一起构成该VCO的LC谐振网络，用于产生该VCO的振荡信号。

本实施方式中，分布式变容管结构电路由第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第一变容管Cv1、第二变容管Cv2、第三变容管Cv3、第四变容管Cv4、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4组成。第一变容管Cv1一端连接第一电压节点A1，另一端连接第二电压节点A2；第二变容管Cv2一端连接第三电压节点A3，另一端连接第二电压节点A2；第三变容管Cv3一端连接第四电压节点A4，另一端连接第二电压节点A2；第四变容管Cv4一端连接第五电压节点A5，另一端连接第二电压节点A2；第二电压节点A2用于接入控制电压Vctrl。第一电容C1一端连接VCO第一电压输出节点QP，另一端连接第一电压节点A1；第二电容C2一端连接VCO第二电压输出节点QN，另一端连接第三电压节点A3；第三电容C3一端连接VCO第一电压输出节点QP，另一端连接第四电压节点A4；第四电容C4一端连接VCO第二电压输出节点QN，另一端连接第五电压节点A5。第一电阻R1和第二电阻R2串联并连接在第一电压节点A1和第三电压节点A3之间；第三电阻R3和第四电阻R4串联并连接在第四电压节点A4和第五电压节点A5之间。第一电阻R1和第二电阻R2连接处接入第一参考电压Vref1，第三电阻R3和第四电阻R4连接处接入第二参考电压Vref2。

一直以来，压控振荡器中多采用单偏置变容管结构，单偏置变容管结构中，C-V变化曲线在参考电压V_ref附近变化很陡峭，说明在参考电压V_ref附近VCO的增益K_VCO的变化很大，使得环路增益变化很大，引起环路稳定性和环路噪声性能恶化。

本实施方式中，采用分布式变容管结构电路，C-V变化曲线在第一参考电压Vref1和第二参考电压Vref2附近变化就比较平缓，则K_VCO的变化不大，使环路稳定性和环路噪声性能恶化程度降低。故，分布式变容管结构电路实现了该VCO的高线性增益。图7所示为单偏置变容管结构和分布式变容管结构的C-V仿真曲线。

负阻差分对电路包括第一场效应管NM1和第二场效应管NM2。第一场效应管NM1的漏极连接VCO第一电压输出节点QP，其栅极连接VCO第二电压输出节点QN，其源极连接第六电压节点A6。第二场效应管NM2的漏极连接VCO第二电压输出节点QN，其栅极连接VCO第一电压输出节点QP，其源极连接第七电压节点A7。

LC谐振网络会等效出一个与分布式变容管结构电路并联的电阻，该等效电阻消耗能量，增加电路功耗。本实施方式中，负阻差分对电路通过一对交叉互补偶合管NM1和NM2充当负阻对谐振网络进行能量补偿，以便于整个LC-tank LC谐振网络能无衰减振荡，降低功耗。

尾电流管电路包括第三场效应管NM3和第四场效应管NM4。第三场效应管NM3的漏极连接第六电压节点A6,其栅极连接VCO第二电压输出节点QN，其源极接地。第四场效应管NM4的漏极连接第七电压节点A7,其栅极连接VCO第一电压输出节点QP，其源极接地。本实施方式中，尾电流管电路采用了自偏置原理来降低尾电流管的闪烁噪声，实现了VCO低噪声。

幅度探测电路包括第五场效应管NM5、第六场效应管NM6和第五电容C5。第五场效应管NM5的漏极连接VCO第一电压输出节点QP，其栅极连接VCO第二电压输出节点QN，其源极连接第八电压节点A8。第六场效应管NM6的漏极连接 VCO第二电压输出节点QN，其栅极连接VCO第一电压输出节点QP，其源极连接第八电压节点A8。第五电容C5一端连接第八电压节点A8，另一端接地。第八电压节点A8分别连接第一场效应管NM1、第二场效应管NM2、第三场效应管NM3、第四场效应管NM4、第五场效应管NM5和第六场效应管NM6的衬底，以提供偏置电压Vb。

该幅度探测电路对NM1，NM2，NM3和NM4这4个MOS管的体端提供偏置，该幅度探测电路工作的原理为：对VCO施加一个低的供电电压时，由于电压裕度的限制，VCO很难起振，此时，施加的电压能使NM5和NM6打开从而给电容C5充电，随着充电的进行，C5上极板的电压增加即Vb增加，Vb增加，从而使NM1，NM2，NM3和NM4的阈值电压降低，从而NMOS管工作的电压裕度得到了缓解，使得VCO能正常起振。该幅度探测电路的设计，使得提出的LC-tank VCO结构能在很低的供电电压下工作，实现了低功耗。

尾电流管NM3和NM4用于保证整个谐振网络的能正常工作的静态工作点，NM3和NM4栅极的直流偏置电压为供电电压，用该电压提供整个谐振网络工作的直流电流。

自开关偏置原理是减小MOS管闪烁噪声的一种有效技术，但是要使闪烁噪声显著减小需要很大的开关信号摆幅才能使MOS管从积累区到强反型区深度切换，才能显著减小闪烁噪声，这就引入了非常大的动态功耗，本实施方式中通过设置幅度探测电路，幅度探测电路对NM1，NM2，NM3和NM4这四个MOS管的体端提供偏置，使这四个MOS管的阈值电压降低，使提出的VCO在CMOS 180nm工艺下，其供电电压可以低达0.5V，低的供电电压，使得尾电流管电路自偏置原理中的开关信号的摆幅不至于很大，能很大程度的缓解闪烁噪声降低和大功耗之间的折衷。

第六电压节点A6和第七电压节点A7之间连接有退耦电容C0。在负阻差分对NM1和NM2的共源点间插入退耦电容C0，可引入一次谐波分量，减小二次谐波的影响，消除共模电容，从而抑制闪烁噪声的变频转化，改善带内相位噪声。

综合自偏置原理和引入退耦电容这两种方法能使本实施方式提出的VCO实现低的噪声，特别是近频偏处的噪声。

为了进一步对本发明进行验证，本实施方式提出的VCO在180nm CMOS工艺下进行了仿真，其相关的仿真结果如下表1所示：

指标	数值	单位
			电压	0.5	V
中心频率f_c	2.396	GHz
			相位噪声	-1141MHz	dBc/Hz
功耗	1.515	mW
			FOM	1801MHz	/
频率调节范围	345	MHz

表1

VDD＝0.5V，功耗：1.515mW，f_c＝2.396GHz时，本专利提出的VCO的phase noise的仿真结果如下表2所示：

表2

为了说明本实施方式提出的VCO比现有的采用体偏置原理的尾电流源固定偏置VCO如附图5所示的噪声性能好，特别是低频偏处的噪声性，对采用体偏置原理和尾电流源固定偏置的VCO的噪声性能进行了仿真，为了比较的公平性，用于比较的这两种结构的电感相同，中心频率及其功耗也相同。尾电流源固定偏置的VCO的相关仿真结果如下表3所示：

指标	数值	单位
			电压	0.6	V
中心频率	2.407	GHz
			相位噪声	-112.8	dBc/Hz
功耗	1.505	mW
			FOM	1781MHz	/

表3

VDD＝0.6V，功耗：1.505mW，f_c＝2.407GHz时，尾电流固定偏置VCO的phase noise的仿真结果如下表4所示：

表4

在相同的中心频率和功耗条件下，本实施方式提出的VCO和尾电流固定偏置的VCO的噪声性能比较如附图8所示。

本发明提出的压控振荡器的Transient Response瞬态响应仿真结果如附图9所示；VDD＝0.5V，f₀＝2.396GHz时，本发明提出的VCO的phase noise相位噪声的仿真结果如附图10所示；本发明提出的VCO的频率-控制电压调节特性曲线截图如附图11所示。

Guochi Huang在2009年发表在MTT上的论文中提到过：对于周期性的开关MOS管，能将闪烁噪声功率谱搬移到开关信号谐振频率处，这一调制效应能够由仿真捕获到，并且用占空比为50％的开关信号，这一调制效应能使闪烁噪声降低6dB。对于开关信号使MOS管切换到积累区时，能移除长时间的寄存效应来减小闪烁噪声，此时闪烁噪声减小原理不再是刚刚提到的调制效应了，并且这一通过移除长时间寄存效应来减小闪烁噪声的效应不能通过仿真捕获到，由于BSIM模型仅提供了静态噪声模型。

而本发明提供的压控振荡器，在VDD＝0.5V，f₀＝2.396GHz时，加在尾电流管NM3和NM4上的开关信号最大值为0.75V，最小值为0.19V，直流电平为0.5V，而NM3和NM4的阈值电压V_th为0.36V，所以施加的开关信号使NM3和NM4在积累区和强反型区深度切换，当开关信号使MOS管切换到积累区时，能移除长时间的寄存效应来减小闪烁噪声，此时闪烁噪声减小不能通过仿真捕获到，所以本专利实际的噪声性能要比仿真得到的结果好。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种低功耗低噪声高线性增益的压控振荡器，其特征在于，包括：第一电感(L1)、第二电感(L2)、分布式变容管结构电路、负阻差分对电路、尾电流管电路和幅度探测电路；

第一电感(L1)、第二电感(L2)和分布式变容管结构电路组成LC谐振网络，用于产生VCO的振荡信号；

2.如权利要求1所述的低功耗低噪声高线性增益的压控振荡器，其特征在于，所述压控振荡器的输出端包括VCO第一电压输出节点(QP)和VCO第二电压输出节点(QN)，第一电感(L1)一端连接直流电源输入端，另一端连接VCO第一电压输出节点(QP)；第二电感(L2)一端连接直流电源输入端，另一端连接VCO第二电压输出节点(QN)；分布式变容管结构电路连接VCO第一电压输出节点(QP)和VCO第二电压输出节点(QN)。

3.如权利要求2所述的低功耗低噪声高线性增益的压控振荡器，其特征在于，分布式变容管结构电路由第一电容(C1)、第二电容(C2)、第三电容(C3)、第四电容(C4)、第一变容管(Cv1)、第二变容管(Cv2)、第三变容管(Cv3)、第四变容管(Cv4)、第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、第三电阻(R3)和第四电阻(R4)组成；

第一变容管(Cv1)一端连接第一电压节点(A1)，另一端连接第二电压节点(A2)；第二变容管(Cv2)一端连接第三电压节点(A3)，另一端连接第二电压节点(A2)；第三变容管(Cv3)一端连接第四电压节点(A4)，另一端连接第二电压节点(A2)；第四变容管(Cv4)一端连接第五电压节点(A5)，另一端连接第二电压节点(A2)；第二电压节点(A2)用于接入控制电压(Vctrl)；

第一电容(C1)一端连接VCO第一电压输出节点(QP)，另一端连接第一电压节点(A1)；第二电容(C2)一端连接VCO第二电压输出节点(QN)，另一端连接第三电压节点(A3)；第三电容(C3)一端连接VCO第一电压输出节点(QP)，另一端连接第四电压节点(A4)；第四电容(C4)一端连接VCO第二电压输出节点(QN)，另一端连接第五电压节点(A5)；

第一电阻(R1)和第二电阻(R2)串联并连接在第一电压节点(A1)和第三电压节点(A3)之间；第三电阻(R3)和第四电阻(R4)串联并连接在第四电压节点(A4)和第五电压节点(A5)之间；第一电阻(R1)和第二电阻(R2)连接处接入第一参考电压(Vref1)，第三电阻(R3)和第四电阻(R4)连接处接入第二参考电压(Vref2)。

4.如权利要求2所述的低功耗低噪声高线性增益的压控振荡器，其特征在于，负阻差分对电路包括第一场效应管(NM1)和第二场效应管(NM2)；第一场效应管(NM1)的漏极连接VCO第一电压输出节点(QP)，其栅极连接VCO第二电压输出节点(QN)，其源极连接第六电压节点(A6)；第二场效应管(NM2)的漏极连接VCO第二电压输出节点(QN)，其栅极连接VCO第一电压输出节点(QP)，其源极连接第七电压节点(A7)。

5.如权利要求4所述的低功耗低噪声高线性增益的压控振荡器，其特征在于，尾电流管电路包括第三场效应管(NM3)和第四场效应管(NM4)；第三场效应管(NM3)的漏极连接第六电压节点(A6),其栅极连接VCO第二电压输出节点(QN)，其源极接地。第四场效应管(NM4)的漏极连接第七电压节点(A7),其栅极连接VCO第一电压输出节点(QP)，其源极接地。

6.如权利要求5所述的低功耗低噪声高线性增益的压控振荡器，其特征在于，幅度探测电路包括第五场效应管(NM5)、第六场效应管(NM6)和第五电容(C5)；第五场效应管(NM5)的漏极连接VCO第一电压输出节点(QP)，其栅极连接VCO第二电压输出节点(QN)，其源极连接第八电压节点(A8)；第六场效应管(NM6)的漏极连接VCO第二电压输出节点(QN)，其栅极连接VCO第一电压输出节点(QP)，其源极连接第八电压节点(A8)；第五电容(C5)一端连接第八电压节点(A8)，另一端接地；第八电压节点(A8)分别连接第一场效应管(NM1)、第二场效应管(NM2)、第三场效应管(NM3)、第四场效应管(NM4)、第五场效应管(NM5)和第六场效应管(NM6)的衬底，以提供偏置电压(Vb)。

7.如权利要求6所述的低功耗低噪声高线性增益的压控振荡器，其特征在于，第六电压节点(A6)和第七电压节点(A7)之间连接有退耦电容(C0)。