CN102201785B

CN102201785B - 一种超低功耗压控振荡器电路及其信号处理方法

Info

Publication number: CN102201785B
Application number: CN 201010131878
Authority: CN
Inventors: 效烨辉; 廖怀林; 刘军华; 石淙寅; 李琛; 黄如
Original assignee: Peking University
Current assignee: Peking University
Priority date: 2010-03-23
Filing date: 2010-03-23
Publication date: 2013-06-26
Anticipated expiration: 2030-03-23
Also published as: CN102201785A

Abstract

本发明公开了一种超低功耗压控振荡器电路及其信号处理方法，属于射频集成电路领域。本发明方法为：1)利用交叉耦合有源模块产生一负阻，补偿LC-tank电路中的电阻；其中LC-tank电路中的电感为一片外电感；2)将LC-tank电路的差分振荡信号经一RC正交信号产生模块中的RC网络输出四路正交信号。本发明电路为：交叉耦合有源模块的两差分输出端分别与所述RC正交信号产生电路的两输入端和LC-tank电路的两差分输出端连接；所述LC-tank电路中的电感为一片外电感，所述片外电感的两端分别与所述LC-tank电路的两差分输出端连接。本发明可降低芯片功耗、减小芯片面积，同时提高频率范围，且电路结构简单。

Description

一种超低功耗压控振荡器电路及其信号处理方法

技术领域

本发明涉及一种超低功耗压控振荡器电路及其信号处理方法，属于射频集成电路领域。

背景技术

随着半导体工艺特征尺寸的缩小以及复杂度的提高，集成电路(IC)的实现面临了很多挑战：速度越来越快、面积不断增大、噪声现象更加严重等。其中，功耗问题尤为突出，在进入0.13um、90nm技术节电后，单位面积上的功耗密度急剧上升。因此，功耗已经成为集成电路中继传统两个要素——速度、面积后的又一个关键要素。

移动应用市场对射频集成电路的低功耗有着无止境的需求，使集成电路的低功耗设计变得日益重要。因为移动设备基本上都由电池供电，电池使用寿命已成为评估这类产品很重要的一个指标。在日益成熟的片上系统(SoC)设计中，低功耗设计是许多设计人员必须面对的问题，其原因在于它们被广泛应用于便携式和移动性较强的产品中，而这类产品如上面所说往往靠电池供电，所以在从全局来考虑低功耗设计外，设计人员还需要从每一个细节来考虑降低功耗，从而尽可能地延长电池使用时间。

传统的应用于射频集成电路中的压控振荡器(VCO)电路结构如图1所示，为了节约系统成本，其中的电容、电感元件都在片上实现，这些片上无源元件的Q值决定了VCO的功率消耗。在目前的工艺水平下，片上电感的Q值只有十几，直接限制了VCO的低功耗设计。同时，随着频率的降低，VCO的正常工作功耗也会相应的增加，利用片上电感的VCO如果应用在1GHz下的UHF和VHF频段，其工作电流大概在10mA左右，对于超低功耗系统设计来说是不可接受的。

在射频集成电路系统设计中，为了达到良好的镜像噪声抑制效果，一般都采用IQ正交系统架构，此时VCO需要输出四路正交信号到I和Q两路混频器(Mixer)，并且其中每路都会驱动数百fF的Mixer输入负载。传统的IQ正交信号产生电路有两种形式：第一种是如图2所示的SCL结构的D触发器除二产生四路正交信号，然后再经过驱动器(Buffer)输出到Mixer；第二种是如图3所示的TSPC除二电路生成四路正交信号，再由Buffer驱动输出到Mixer。其中SCL功耗较高，适应于高频应用；TSPC结构本身功耗较低，适用于低频应用，但其输入输出都需要增加Buffer从而功耗也难于降低。因此，这两种电路在超低功耗应用中受到了较大的限制。

在集成电路工艺中，片上电容的绝对值会随着温度变化，如果射频芯片长时间工作，当其片内温度出现较大变化时，电容值会随之变化从而引起VCO的振动频率变化。传统的VCO输出的本振(LO)信号是通过锁相环(PLL)环路锁定而达到精准的频率，在PLL环路中，一直处于工作状态的分频器、电荷泵等电路一般会带来1mA左右的功耗，但在超低功耗应用中，其引入的功耗就显得过大。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的是提供一种超低功耗压控振荡器电路及其信号处理方法，本发明适用于超低功耗无线通讯领域。

本发明的技术方案为：

一种超低功耗压控振荡器信号处理方法，其步骤为：

1)将交叉耦合有源模块与一电流源连接，以产生一负阻，用于补偿LC-tank电路中的电感电阻和电容电阻；其中LC-tank电路中的电感为一片外电感；

2)将所述LC-tank电路的差分振荡信号经一RC正交信号产生模块中的RC网络，输出四路正交信号。

进一步的，所述片外电感的两端分别经一邦线与所述LC-tank电路的两差分输出端连接。

进一步的，所述LC-tank电路包括一温度补偿电路。

进一步的，所述RC网络为一两级RC网络；其中RC网络的电容值不变，第一级电阻值是R＝1/(ω_oC)中电阻值R的1.2倍，第二级电阻值是R＝1/(ω_oC)中电阻值R的0.8倍；ω_o为频点、C为RC网络电容。

一种超低功耗压控振荡器电路，其特征在于包括交叉耦合有源模块、LC-tank电路、RC正交信号产生电路；所述交叉耦合有源模块的两差分输出端分别与所述RC正交信号产生电路的两输入端连接；且所述交叉耦合有源模块的两差分输出端分别与所述LC-tank电路的两差分输出端连接；所述LC-tank电路中的电感为一片外电感，所述片外电感的两端分别与所述LC-tank电路的两差分输出端连接。

进一步的，所述LC-tank电路包括一温度补偿电路；所述温度补偿电路的差分输出端分别与所述LC-tank电路的两差分输出端连接。

进一步的，所述温度补偿电路包括一温补电压产生模块和一温补电路阵列；所述温补电路阵列包括N个数字控制温补电路和一个固定温补电路，第n个所述数字控制温补电路的两输出端分别与所述LC-tank电路电容阵列的第n位电容单元的两输出端连接，且第n个所述数字控制温补电路的数字控制端与所述LC-tank电路电容阵列的第n位电容单元的数字控制端连接；所述固定温补电路的两输出端分别与所述LC-tank电路的两差分输出端连接；N个所述数字控制温补电路的温补电压输入端以及所述固定温补电路的温补电压输入端分别与所述温补电压产生模块的温补电压输出端连接；其中，n＝1....N，N为所述LC-tank电路中N位电容阵列的位数。

进一步的，所述交叉耦合有源模块为一NMOS和一PMOS交叉对管结构。

针对全片上集成VCO电感Q较低的问题，本方法采用高Q值的邦线电感和片外电感，邦线电感的Q值一般在几十甚至百量级，但其电感值会有一定的工艺偏差。选择在应用频率范围内Q值在50以上的片外电感可以极大的降低VCO的功耗，而且一般厂家会提供一系列的应用频率和Q值较接近的片外电感供选择，可以在这一系列电感中挑选合适的片外电感值来补偿邦线电感的偏差和片上电容工艺角的变化。

针对传统的四路正交产生电路需要较大功耗的问题，本方法采用了如图4所示的RC正交产生电路，VCO产生的差分信号经过两级RC网络后输出同频率的四路正交信号，此电路应用于超低功耗的最大优点在于将四路正交信号的输出负载电容吸收进VCO的电容网络，在不需要驱动Buffer的情况下就可保证输出的四路正交信号具有一定的摆幅。在超低功耗应用中，一般驱动Buffer的功耗会大于VCO振荡电路的功耗，因此，省去驱动Buffer的功耗是具有重要意义的。

在传统的PLL电路中，VCO消耗了其中的大部分功耗，但在超低功耗应用中，上述两种方法的应用可以将VCO的功耗降低到1mA以下，此时PLL中其他电路的功耗所占比例就显得过大。系统总功耗的降低受到限制。本发明在VCO层面进行了温度补偿，在不增加功耗的情况下，使VCO振动频率随温度的变化减小到一定的精度范围内。如此可以为PLL系统层面的低功耗设计提供更多的解决方案，如：(1)PLL每次开启时锁定一次，其他时间环路关断而只有VCO工作；(2)分频率和电荷泵等电路分时工作以节约功耗。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

(1)电路结构简单，本发明是在传统的交叉对管结构VCO的基础上做的创新改进，电路原理清晰明了，温度补偿电路的结构也较为简单；

(2)应用频率范围宽，选择不同的片外电感和片上电容值可以使其应用在几百MHz到几GHz之间，此方案对于几百MHz到1GHz频段的超低功耗的设计尤其具有优势；

(3)实现超低功耗、减小了芯片面积，片外电感和RC正交产生电路的采用极大的降低了功耗，即使对于功耗相对较大的几百MHz到1GHz的射频频段，此方案实现的VCO也能将功耗降低到0.5mA以下，同时，片外电感的采用也使芯片面积缩小了一半左右；

(4)节约系统平均功耗、系统可扩展性强，温补电路的采用方便了系统设计者设计出多种方案来节约PLL中除VCO外其他电路所消耗的平均功耗，以实现系统层面上的超低功耗设计。

附图说明

图1是常规NMOS和PMOS交叉对管结构VCO。

图2是SCL结构的D触发器除二正交信号产生电路。

图3是TSPC结构的除二正交信号产生电路。

图4是两级的RC正交信号产生电路示例图。

图5是本发明VCO的总体结构图。

图6交叉耦合有源模块示例电路图。

图7包含片外电感和温补电路的LC-tank模块示例电路图。

图8电容阵列和温补电路示例图。

具体实施方式

本发明所述的超低功耗VCO的具体实施方案如下：

如图5所示为本发明的超低功耗VCO的总体结构框图，电流源为交叉耦合有源模块提供电流以在有源模块的差分输出端PLUS、MINUS产生负阻，来补偿LC-tank中电感和电容寄生电阻的功率消耗，从而产生稳定电压摆幅和频率的差分振荡信号。交叉耦合有源模块的两个差分输出信号与LC-tank的两个差分输出信号相连接(在两个模块中命名都为PLUS、MINUS)。上述两个模块的两个输出端再与RC正交信号产生电路的两个输入端(VIN_P、VIN_N)相连接，RC正交信号产生电路将输入的差分信号通过RC网络转化为四路正交信号(IP、IN、QP、QN)，输出到下级电路。LC-tank中的C1、C2、……、Cn为电容阵列的数字开关，用于选择不同的电容值进入LC谐振网络，Vcon为细调信号，连接PLL的反馈模拟控制信号，使VCO振荡在精确的频率下。

图6显示了交叉耦合有源模块的一种电路示例图。采用了常规的NMOS和PMOS交叉对管结构，PLUS和MINUS做为此模块的差分输出信号，Vhigh接一高电平端，Vlow接一低电平端。图7显示了LC-tank模块的一种电路示例图，电容阵列和温补电路的两个输入信号(VIN_P、VIN_N)和LC-tank的两个输出信号(PLUS、MINUS)相连接。片外电感值和邦线电感值的和构成了LC-tank中的L值，邦线电感值的偏差可以通过选择较近的片外电感值或电容阵列中总电容值的变化进行调节。在实现片外电感时，VCO的两个差分信号需要从芯片邦定到PCB板上，再通过PCB板上的走线与焊接在PCB板上的片外电感连接，需要注意这两条邦定线要尽量与其他邦定线隔开较远的距离，同时其在PCB板上的走线也要离包括地线在内的其它布线尽量远，以减小此高频信号对其它信号的干扰。

电容阵列和温度补偿电路如图8所示，其连接关系为将所有标识一样名字的信号连接在一起，所有标识为VIN_P、VIN_N的端口各自相连接后做为此模块的两个差分输入信号。(1)在N位电容阵列中，数字控制逻辑Cn通过选通开关使变容管Cvn分别偏置在饱和区(Cn＝’1’，偏置电压为Vdd)或深截至区(Cn＝’0’，偏置电压为Gnd)，此时变容管Cvn的电容值为Cmin和Cmax，它们之间的差值就相当于一对开关电容的作用。Cvn的取值略小于2*Cvn-1，这样Cv1、Cv2、……、Cvn就实现了一定的频率覆盖，可以补偿各种工艺角带来的电感、电容值的偏差，可以根据频率覆盖范围和数字调谐的频率精度来选择控制位数n。电阻Rb是变容管的直流偏置电阻。(2)对于频率细调模块，变容管CV由PLL的反馈模拟信号Vcon控制，使其偏置在线性工作区，实现连续调谐，使VCO振荡在精确的频率上。(3)温补电压产生模块原理如下，Ibias为一不随温度变化的基准电流，RT为一阻值随温度线性变化的电阻，它们产生的温补控制电压VT＝Ibias*RT也随温度线性变化。(4)温度补偿电路包括一温补电压产生模块和一温补电路阵列；在温补电路阵列中，温补控制电压VT使处于工作状态下的温补变容管Cvfix、Cvt1、Cvt2、……、Cvtn偏置在线性区，以补偿温度引起的Cfix、Cv1、Cv2、……、Cvn的电容值变化，使VCO的振荡频率具有一定精度的温度稳定特性。当C1、C2、……、Cn都为’0’时，温补变容管只有Cyfix工作，其补偿固定电容和此时电容阵列状态下的总电容温度变化，当数字控制开关Cn置’1’时，Cvn引入了电容变化量，Cvtn由VT控制处于温补工作状态，来补偿Cvn电容值变化量中的温度漂移，如此每对Cvtn和Cvn都可以实现独立的温度补偿，以使整体电容阵列的温度补偿特性不受数组控制开关C1、C2、……、Cn状态的影响。因此，此温度补偿电路设计可以应用在宽频带设计中。

图4显示了RC正交信号产生电路的一种电路示例图。其两个差分输入信号(VIN_P、VIN_N)连接VCO的差分振荡信号(PLUS、MINUS)，IP、QP、IN和QN为输出到Mixer的四路正交信号。如果能够实现精确的R和C值，那么此电路的第一级就可以在ω_o＝1/(RC)频点处实现精确的相位相差90°的四路正交信号。但是实际情况下的电阻R和电容C值都会存在一定的偏差，而且片上R、C随着工艺角、温度等条件的变化会存在较大的绝对值偏差，因此我们需要多级校准来实现在各种R、C的变化范围内，此RC网络都能产生一定精度范围内的正交信号，并达到一定的宽频带应用。一般来说，通过合理布局的级数越多，正交信号的相位误差越小，适用的频带约宽，但输出正交信号的摆幅和输入差分信号摆幅的比值也由于电容分压而减小。根据Mixer输入正交信号的摆幅要求，在功耗和正交相位精度的权衡下，此示例选择了两级RC网络实现正交信号产生，其中电容值不变，第一级电阻值是R＝1/(ω_oC)中电阻值R的1.2倍，第二级电阻值是R＝1/(ω_oC)中电阻值R的0.8倍。

Claims

1.一种超低功耗压控振荡器信号处理方法，其步骤为：

2)将所述LC-tank电路的差分振荡信号经一RC正交信号产生模块中的RC网络，输出四路正交信号；其中所述RC网络为一两级RC网络，RC网络的电容值不变，第一级电阻值是R＝1/(ω_oC)中电阻值R的1.2倍，第二级电阻值是R＝1/(ω_oC)中电阻值R的0.8倍，ω_o为频点、C为RC网络电容。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述片外电感的两端分别经一邦线与所述LC-tank电路的两差分输出端连接。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于所述LC-tank电路包括一温度补偿电路。

4.一种超低功耗压控振荡器电路，其特征在于包括交叉耦合有源模块、LC-tank电路、RC正交信号产生电路；所述交叉耦合有源模块的两差分输出端分别与所述RC正交信号产生电路的两输入端连接；且所述交叉耦合有源模块的两差分输出端分别与所述LC-tank电路的两差分输出端连接；所述LC-tank电路中的电感为一片外电感，所述片外电感的两端分别与所述LC-tank电路的两差分输出端连接；其中RC正交信号产生电路中的RC网络为一两级RC网络，RC网络的电容值不变，第一级电阻值是R＝1/(ω_oC)中电阻值R的1.2倍，第二级电阻值是R＝1/(ω_oC)中电阻值R的0.8倍，ω_o为频点、C为RC网络电容。

5.如权利要求4所述的电路，其特征在于所述片外电感的两端分别经一邦线与所述LC-tank电路的两差分输出端连接。

6.如权利要求4或5所述的电路，其特征在于所述LC-tank电路包括一温度补偿电路；所述温度补偿电路的差分输出端分别与所述LC-tank电路的两差分输出端连接。

7.如权利要求6所述的电路，其特征在于所述温度补偿电路包括一温补电压产生模块和一温补电路阵列；所述温补电路阵列包括N个数字控制温补电路和一个固定温补电路，第n个所述数字控制温补电路的两输出端分别与所述LC-tank电路电容阵列的第n位电容单元的两输出端连接，且第n个所述数字控制温补电路的数字控制端与所述LC-tank电路电容阵列的第n位电容单元的数字控制端连接；所述固定温补电路的两输出端分别与所述LC-tank电路的两差分输出端连接；N个所述数字控制温补电路的温补电压输入端以及所述固定温补电路的温补电压输入端分别与所述温补电压产生模块的温补电压输出端连接；其中，n＝1....N，N为所述LC-tank电路中N位电容阵列的位数。

8.如权利要求4所述的电路，其特征在于所述交叉耦合有源模块为一NMOS和一PMOS交叉对管结构。