ITMI20100418A1 - Oscillatore. - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

“Oscillatore.â€

La presente invenzione concerne un oscillatore, in particolare un oscillatore ad onde millimetriche .

E’ noto nello stato della tecnica, soprattutto nei sistemi di telecomunicazione wireless, l’uso di oscillatori controllati in tensione o YCO (Voltage Controlled Oscillator); detti oscillatori sono prevalentemente utilizzati all’intemo degli anelli ad aggancio di fase o PLL (Phase Locked Loop) per implementare la fondamentale funzione di sintesi della portante di riferimento. La progettazione degli oscillatori à ̈ resa particolarmente difficile per le sempre più numerose applicazioni che sfruttano una portante a frequenze dell’ordine dei 100 GHz, vicino alle frequenze di transizione dei più avanzati processi tecnologici su silicio.

Nei circuiti integrati per applicazioni wireless a radiofrequenza viene utilizzato prevalentemente un VCO basato su un risonatore LC, poiché tale oscillatore à ̈ in grado di fornire un’elevata purezza spettrale e, nello stesso tempo, à ̈ capace di limitare i consumi, aderendo così alle richieste delle moderne applicazioni. Una topologia circuitale prevalentemente utilizzata in applicazioni ad elevata frequenza, generalmente superiore a qualche decina di GHz, é il circuito di Colpitts, basato su un risonatore LC serie; il risonatore di detto circuito presenta un minore carico parassita.

Tuttavia l’oscillatore di Colpitts presenta alcuni svantaggi. Infatti, l’utilizzo delle moderne tecnologie bipolari con la miniaturizzazione dei transistori riduce le tensioni di breakdown, con conseguente abbassamento delle tensioni di alimentazione; ciò si traduce in una limitazione dell’ampiezza e della dinamica dei segnali che si possono generare.

Nel range delle onde millimetriche il fattore di qualità del risonatore à ̈ principalmente determinato dalle prestazioni dei componenti che realizzano la capacità variabile. Tali elementi sono spesso implementati tramite varactor, realizzati mediante diodi o MOS, detti varactor degradano il rumore di fase del VCO sia a causa del peggioramento del loro stesso fattore di qualità, sia per la conversione del rumore AM-PM dovuto alla caratteristica non lineare tensione/capacità. L’utilizzo di elementi varactor di dimensione minima garantisce le migliori prestazioni del dispositivo in termini di fattore di qualità e di linearità Per massimizzare il range di calibrazione della capacità variabile o tuning range ottenibile é necessario ridurre i parassiti capacitivi. Le specifiche di tuning range sono estremamente stringenti se rapportate alla dimensione dei varactor utilizzabili, poiché non solo bisogna garantire la variazione della frequenza di riferimento all’ interno della banda operativa ma à ̈ necessario compensare le derive di frequenza dovute a variazioni termiche, ambientali e/o di processo .

Alcuni oscillatori controllati in tensione hanno una configurazione circuitale di tipo differenziale che presenta diversi vantaggi soprattutto ad elevata frequenza, cioà ̈ l'elevata reiezione dei disturbi di modo comune e la maggiore robustezza rispetto ai percorsi induttivi parassiti di massa e di alimentazione presenti sul chip o anche mediante le connessioni realizzate con fili Nella figura 1 à ̈ mostrato un tipico oscillatore di Colpitts per applicazioni ad onde millimetriche. L’oscillatore di figura 1 comprende due transistor bipolari npn Q1 e Q2 aventi i terminali di emettitore connessi al parallelo di una serie di due condensatori variabili C2 ed una serie di due induttori Le; il terminale in comune dei due induttori à ̈ connesso ad una conente di riferimento Iee mentre al terminale in comune dei due condensatori variabili C2 à ̈ applicata una tensione Vtune. Fra i terminali di base dei due transistor Q1 e Q2 à ̈ disposta la serie di due induttori Lb il cui terminale in comune à ̈ connesso ad una tensione di polarizzazione Vb. Fra i terminali di emettitore e di base di ciascuno dei transistor Q1 e Q2 à ̈ presente un condensatore CI che include la capacità intrinseca di base-emettitore Cbe ed un eventuale capacità esterna. I terminali di collettore dei transistor Q1 e Q2 sono connessi alla tensione di alimentazione Vcc mediante due induttori Le, fra i terminali di collettore à ̈ presente la tensione di uscita Vo.

Dai terminali di base di ognuno dei transistor Q1 e Q2 si ha un’impedenza serie capacitiva con parte reale negativa, La presenza dell’elemento induttivo Lb determina

1

una risonanza alla frequenza Fa= e, nel caso in cui

C1C2 ’

2 KjLb

C1 C2

l’impedenza negativa sia in grado di compensare le perdite del circuito, si innesca l’oscillazione. I condensatori C2 vengono regolati tramite la tensione di controllo Vtune e determinano il tuning range dell’oscillatore. L’induttanza Le offre un’alta impedenza tra i terminali di emettitore alla frequenza di oscillazione e fornisce inoltre un disaccoppiamento dei condensatori variabili C2 rispetto alle capacità parassite della sorgente di corrente Iee, preservando il tuning range, L’impedenza dovuta all’elemento Le sul collettore realizza un carico tramite cui fornire il segnale verso i buffer di trasmissione/ricezione e/o verso i divisori. E’ possibile inserire un induttore Le2 fra il terminale di emettitore dei transistor Q1 e Q2 e gli induttori Le che migliora le caratteristiche di tuning range. Infatti, la rete serie costituita dai componenti Le2 e C2 à ̈ dimensionata in modo da offrire un’impedenza capacitiva con migliori prestazioni del fattore di qualità e di tuning range rispetto ai soli condensatori variabili C2. In questo caso viene sfruttata la rapida variazione dell’impedenza capacitiva equivalente della serie costituita dai componenti Le2 e C2 per aumentare il tuning range, nonché l’incremento del fattore di qualità dovuto all’ avvicinamento della risonanza.

Lo svantaggio maggiore dell’ oscillatore di figura 1 à ̈ la presenza dell’effetto Miller sulla capacità CÎ1⁄4, cioà ̈ la capacità intrinseca fra collettore e base, dei transistor Q1 e Q2 dovuto al guadagno di tensione finito tra i terminali di base e collettore Sul terminale di base di ognuno dei transistor Q1 e Q2 à ̈ presente una capacità equivalente CM di valore paragonabile, o addirittura superiore, ai condensatori CI e C2, CM rappresenta un componente capacitivo fisso in parallelo all’induttore Lb che introduce una severa limitazione sul tuning range nelle applicazioni ad onde millimetriche , La capacità CM riduce la resistenza negativa equivalente del circuito attivo, peggiorando la condizione di start-up. L’impedenza di carico Le fa sì che sui terminali di collettore si sviluppi un segnale alla frequenza di oscillazione; l’oscillazione che si sviluppa sul terminale di base si riporta sul terminale di emettitore e, con segno opposto, sul terminale di collettore. Il funzionamento in regione attiva per ogni transistor Ql, Q2 viene garantito se si verifica la condizione vb max- vL min< Vcc - Vb Vbe - Vce,sat , dove Vb>maxe vCjminsono la massima tensione di segnale sulla base e la minima tensione di segnale sul collettore, rispettivamente, mentre la tensione Ybe à ̈ la tensione di polarizzazione fra i terminali di base ed emettitore e la tensione Vce,sat à ̈ la tensione di saturazione collettore-emettitore. Una ridotta dinamica di uscita può limitare le prestazioni di rumore di fase ottenibile dall’oscillatore. La presenza della capacità CMriduce l’isolamento tra l’uscita dei terminali di collettore ed il risonatore. Un minore isolamento causa una maggiore influenza del circuito di carico sull’impedenza del risonatore

Prelevare il segnale di uscita dai terminali di collettore non rappresenta un sostanziale vantaggio alle frequenze delle onde millimetriche, poiché il guadagno di corrente tra collettore e base in condizioni di oscillazione à ̈ solitamente inferiore ad uno .

E’ possibile introdurre uno stadio cascode nel circuito di figura 1, cioà ̈ uno stadio di due transistor bipolari npn Q3 e Q4 aventi i terminali di emettitore connessi con i terminali di collettore dei transistor Q1 e Q2, i terminali di collettore connessi con i terminali degli induttori Le ed i terminali di base connessi ad una tensione di polarizzazione Vbl, come visibile in figura 2. L’introduzione di un buffer cascode nel circuito di figura 1 consente alla capacità €Î1⁄4di non subire amplificazione grazie alla bassa impedenza di ingresso dello stadio base comune ma si ha una notevole limitazione in dinamica introdotta dalla configurazione cascode, come meglio descritto nell’articolo di H. Li and H.-M. Rein, “Millimeter-Wave VCOs With Wide Tuning Range and Low Phase Noise, Fully Integrated in a SiGe Bipolar Production Technology,†IEEE J Solid-State Cìrcuits, voi. 38, pp. 184-191, February 2003. Tale soluzione non risulta vantaggiosa se adoperata su moderni processi tecnologici bipolari e/o CMOS con tensione di alimentazione notevolmente inferiore a 3 V.

La figura 3 illustra una topologia di VCO di Colpitts di figura 1 in cui sono state inserite le capacità Cn tra il terminale di base del transistor Q1 ed il terminale di collettore del transistor Q2 e tra il terminale di base del transistor Q2 ed il terminale di collettore del transistor Ql; in tal modo si ha la compensazione della capacità base-collettore, come descritto nell’articolo di S. T, Nicolson, et. al., “Design and Scaling of W-Band SiGe BiCMOS VCOs,†IEEE J Solid-State Circuits, voi. 42, pp 1821-1833, September 2007. Permangono tuttavia i limiti di ampiezza dovuti alla saturazione del bipolare propri della configurazione con carico sul collettore

In vista dello stato della tecnica, scopo della presente invenzione à ̈ quella di fornire un oscillatore che superi i suddetti inconvenienti.

In particolare con l’oscillatore in accordo all’invenzione si ha un aumento della dinamica non satura del transistore che consente una maggiore ampiezza di oscillazione con miglioramento del rumore di fase. Nel caso di oscillatore con condensatore variabile in accordo all’ invenzione si ha un miglioramento del tuning range grazie alle minori capacità parassite presenti ed una riduzione del consumo di potenza a parità di prestazioni in termini di tuning range e rumore di fase

In accordo alla presente invenzione, detto scopo viene raggiunto mediante un oscillatore comprendente almeno un transistor avente un primo terminale connesso ad una tensione di alimentazione, Γ oscillatore comprendendo almeno un elemento induttivo connesso ad un secondo terminale del transistor e ad una tensione di polarizzazione ed almeno un elemento capacitivo accoppiato fra un terzo terminale del transistor e massa, caratterizzato dal fatto di comprendere mezzi per il prelievo del segnale di uscita di detto oscillatore sul secondo terminale del transistor ,

Le caratteristiche ed i vantaggi della presente invenzione risulteranno evidenti dalla seguente descrizione dettagliata di sue forme di realizzazione pratica, illustrate a titolo di esempio non limitativo negli uniti disegni, nei quali:

la figura 1 à ̈ uno schema circuitale di un oscillatore controllato in tensione in accordo all’ arte nota;

la figura 2 à ̈ un altro schema circuitale di un oscillatore controllato in tensione in accordo all’arte nota;

la figura 3 à ̈ un’ulteriore schema circuitale di un oscillatore controllato in tensione in accordo all’arte nota;

la figura 4 Ã ̈ uno schema circuitale di un oscillatore in accordo ad una prima forma di realizzazione della presente invenzione;

la figura 5 Ã ̈ uno schema circuitale di un oscillatore in accordo ad una seconda forma di realizzazione della presente invenzione;

la figura 6 Ã ̈ uno schema circuitale di un oscillatore in accordo ad una variante della seconda forma di realizzazione della presente invenzione;

la figura 7 à ̈ uno schema circuitale di un oscillatore in accordo ad un’ulteriore variante della seconda forma di realizzazione della presente invenzione.

Con riferimento alla figura 4 à ̈ mostrato un oscillatore 1 in accordo ad una prima forma di realizzazione della presente invenzione. L’oscillatore 1 ha una struttura basata su un circuito di Colpitts. L’oscillatore comprendente almeno un transistor Q10; il transistor Q10 può essere un transistor bipolare (preferibilmente un transistor bipolare npn) o un transistor MOS (preferibilmente un transistor NMOS), Il transistor Q10 ha un primo terminale, cioà ̈ il terminale di collettore in caso di transistor bipolare o il terminale di drain in caso di transistor MOS, connesso ad una tensione di alimentazione Vcc; l’oscillatore comprende almeno un elemento induttivo Lb connesso ad un secondo terminale del transistor Q10, cioà ̈ il terminale di base in caso di transistor bipolare o il terminale di gate in caso di transistor MOS, e ad una tensione di polarizzazione Vb ed un elemento capacitivo Cvar accoppiato fra un terzo terminale del transistor, cioà ̈ il terminale di emettitore in caso di transistor bipolare o il terminale di source in caso di transistor MOS, e massa GND ,

Il transistor Q10 presenta un elemento capacitivo CI disposto ira il secondo ed il terzo terminale; detto elemento capacitivo può consistere nella sola capacità parassita intrinsecamente presente fra il secondo ed il terzo terminale del transistor Q10, cioà ̈ la capacità base-emettitore in caso di transistor bipolare o la capacità gate-source in caso di transistor MOS, o ne insieme di detta capacità parassita ed un’altra capacità esterna.

Preferibilmente l’elemento capacitivo Cvar à ̈ una capacità variabile controllata da un segnale di tensione esterno Vcontr,,

L’oscillatore 1 comprende un terminale 100 per il prelievo del segnale di uscita Vout di detto oscillatore; detto terminale 100 à ̈ direttamente connesso al secondo terminale del transistor Q10. In tal modo viene eliminata l’impedenza di carico sui terminali di collettore e/o l’utilizzo di buffer di corrente e sono pertanto evitate sia le limitazioni in dinamica, sia l’effetto Miller della capacità CÎ1⁄4, cioà ̈ la capacità basecollettore in caso di transistor bipolare o la capacità gate-drain in caso di transistor MOS, che à ̈ deleterio per le performance di tuning range e per lo start-up dell’ oscillatore.

L’oscillatore di figura 4 à ̈ del tipo ad onde millimetriche, cioà ̈ sia l’elemento induttivo Lb che l’elemento capacitivo Cvar sono dimensionati in modo tale che la frequenza di oscillazione sia compresa fra 30 e 300 gigahertz. Nel caso di un transistor operante con onde millimetriche, si ha che il guadagno di conente fra il primo terminale ed il secondo terminale in condizioni di oscillazione à ̈ solitamente inferiore ad uno. Ciò dipende dalla struttura intrinseca del transistor, infatti la tecnologia attuale per i transistor MOS o bipolari raramente consente di ottenere alle frequenze operative tipiche delle onde millimetriche, un guadagno unitario o maggiore di uno fra il terminale di base o gate ed il terminale di collettore o drain in condizioni di oscillazione, cioà ̈ in presenza di ampio segnale.

Nella figura 5 à ̈ mostrato un oscillatore 2 in accordo ad una seconda forma di realizzazione delle presente invenzione; l’oscillatore 2 ha una struttura differenziale basata su un circuito di Colpitts. L’oscillatore 2 comprende un primo Q10 ed un secondo Q20 transistor; entrambi i transistor possono essere transistor bipolari (preferibilmente transistor bipolari npn) o transistor MOS (preferibilmente transistor NMOS). I primi terminali dei transistor Q10 e Q20, cioà ̈ i terminali di collettore in caso di transistor bipolare o i terminali di drain in caso di transistor MOS, sono in comune e connessi alla tensione di alimentazione Ycc. L’oscillatore 2 comprende almeno un elemento induttivo Lb connesso fra i secondi terminali del transistor Q10 e Q20, cioà ̈ i terminali di base in caso di transistor bipolare o i terminale di gate in caso di transistor MOS, e preferibilmente ad una tensione di polarizzazione Vb ed almeno un elemento capacitivo Cvar accoppiato fra i terzi terminali dei transistor Q10 e Q20, cioà ̈ i terminali di emettitore in caso di transistor bipolare o i terminali di source in caso di transistor MOS, e massa GND. Preferibilmente i terzi terminali sono connessi al parallelo di una serie di due condensatori variabili Cvar ed una serie di due induttori Le; il terminale in comune dei due induttori à ̈ connesso ad una corrente di riferimento Iee mentre sul terminale in comune dei due condensatori variabili Cvar à ̈ applicata una tensione Vcontr. E’ preferibilmente prevista una rete costituita da una capacità Cbb ed una resistenza Rbb e disposta fra ogni terzo terminale e massa GND per la polarizzazione delle capacità variabili Cvar fra la massa GND e la tensione di controllo Vcontr Ciascuno dei transistor Q10 e Q20 presenta un elemento capacitivo CI disposto fra il secondo ed il terzo terminale; detto elemento capacitivo può consistere nella sola capacità parassita intrinsecamente presente fra il secondo ed il terzo terminale dei transistor Q10 e Q20, cioà ̈ la capacità base-emettitore in caso di transistor bipolare o la capacità gate-source in caso di transistor MOS, o neH’insieme di detta capacità parassita ed un’altra capacità esterna

L’oscillatore 2 comprende due terminali 101 e 102 per il prelievo del segnale di uscita Voutd di detto oscillatore, cioà ̈ il segnale di uscita differenziale; detti due terminali 101 e 102 sono direttamente e rispetivamente connessi ai secondi terminali dei transistor Q10 e Q20. In tal modo viene eliminata l’impedenza di carico sui primi terminali e/o l’utilizzo di buffer di corrente e sono pertanto evitate sia le limitazioni in dinamica, sia l’effeto Miller della capacità ΟÎ1⁄4dei transistor che à ̈ deleterio per le performance di tuning range e per lo start-up dell’ oscillatore.

L’oscillatore 2 di figura 5 à ̈ del tipo ad onde millimetriche, cioà ̈ sia l’elemento induttivo Lb che gli elementi capacitivi Cvar sono dimensionati in modo tale che la frequenza di oscillazione sia compresa fra 30 e 300 gigahertz. Nel caso di un transistor operante con onde millimetriche, si ha che il guadagno di corrente fra il primo terminale ed il secondo terminale in condizioni di oscillazione à ̈ solitamente inferiore ad uno Nella forma di realizzazione dell’invenzione mostrata in figura 5, in particolare l’elemento induttivo Lb presenta una presa centrale a cui viene connessa la tensione di polarizzazione Vb.

Con riferimento alla figura 6 à ̈ mostrato un oscillatore controllato in tensione in accordo ad una variante della seconda forma di realizzazione della presente invenzione L’oscillatore di figura 6 differisce dall’oscillatore di figura 5 per la presenza di due elementi induttivi Lb il cui terminale in comune à ̈ connesso alla tensione di polarizzazione Vb. Il segnale di tensione ai capi dei due elementi induttivi Lb e sui secondi terminali dei transistor Q10 e Q20 à ̈ prelevato mediante uno stadio 300 comprendente una coppia di transistor Q30 e Q40, di tipo MOS o di tipo bipolare I transistor Q30 e Q40 sono del tipo a collettore comune o drain comune e presentano un’impedenza Ze connessa fra il terminale di emettitore o di source e massa GND; i terminali di base o di gate dei transistor Q30 e Q40 sono connessi ai secondi terminali dei transistor Q10 e Q20. Il segnale di uscita Voutd à ̈ la differenza fra i segnali Vout- e Vout+ presenti sui terminali 101 e 102 connessi ai terminali di emettitore o di source dei transistor Q30 e Q40.

Con riferimento alla figura 7 à ̈ mostrato un oscillatore controllato in tensione in accordo ad un’ulteriore variante della seconda forma di realizzazione della presente invenzione. L’oscillatore di figura 7 differisce dall’oscillatore di figura 5 per la presenza di un trasformatore 200 comprendente l’elemento induttivo Lb a presa centrale; il trasformatore integrato 200 ha un rapporto di trasformazione K e svolge sia la funzione di elemento induttivo del risonatore dell’ oscillatore 2 e di accoppiamento del segnale in uscita dall’oscillatore con i circuiti a valle dello stesso. Il trasformatore 200 comprende un induttore primario Lb disposto fra i secondi terminali dei transistor Q10 e Q20 ed un induttore secondario Lo; il segnale di tensione Voutd viene prelevato fra i terminali 101 e 102 dell induttore secondario Lo.

Numerosi sono i vantaggi di un oscillatore controllato in tensione in accordo alle suddette forme di realizzazione dell’invenzione. La configurazione con i terminali di collettore o drain posti alla tensione di alimentazione Vcc elimina l’amplificazione della CÎ1⁄4per effetto Miller. Ne consegue una riduzione dell’elemento parassita capacitivo in parallelo all’induttore sul terminale di base o di gate, con un notevole beneficio sulle prestazioni di tuning range. Infatti viene migliorata la condizione di start-up dell’oscillatore, incrementando l’impedenza negativa.

Inoltre il fatto che i terminali di collettore o drain vengono posti alla tensione di alimentazione Vcc consente di aumentare la dinamica del segnale di oscillazione. In questo caso il segnale di tensione v^maxper cui i transistori Q10 e Q20 sono ancora in regione attiva à ̈ vb max< Vcc -Vb Vbe - Vce,sat dove Vbe à ̈ la tensione base-emettitore o la tensione gate-source di ogni transistor Q10, Q20 e Vce,sat à ̈ la tensione di saturazione collettore-emettitore o drain-source di ogni transistor Q10, Q20. Rispetto all’espressione precedente per i circuiti di arte nota il termine vc mmé assente, quindi Vb.maxaumenta di una quantità pari e opposta a vCimjn. In maniera equivalente si può affermare che aumenta l’ampiezza del segnale che determina la soglia di funzionamento deH’oscillatore in regione attiva. L’aumento della dinamica non satura del transistore consente, ove necessario, una maggiore ampiezza di oscillazione, con possibile miglioramento del rumore di fase.

Inoltre le superiori performance in termini di tuning range della soluzione in accordo all’invenzione possono essere sfruttate per ridurre il consumo di corrente, utilizzando valori di induttanza Lb più elevati.

Nel caso dell’oscillatore di figura 6 la realizzazione dell’accoppiamento del segnale di oscillazione mediante stadi in configurazione a collettore o drain comune minimizza l’effetto di carico sul risonatore dell’oscillatore, preservando il tuning range. Inoltre, l’utilizzo di stadi a collettore o drain comune, opportunamente dimensionati, non introduce limitazioni sull’ampiezza del segnale di oscillazione.

Nel caso de oscillatore di figura 7 la realizzazione dell’accoppiamento del segnale di oscillazione mediante trasformatore integrato evita l’utilizzo di capacità di accoppiamento in conente alternata verso lo stadio successivo. Ne deriva un beneficio non solo in termini di minore area di silicio, ma anche in termini di riduzione degli elementi parassiti di interconnessione tra i blocchi circuitali, il che rappresenta un notevole beneficio operando nel range delle onde millimetriche. Inoltre l’utilizzo del trasformatore evita l’impiego di stadi con componenti attivi che dissipano potenza

Claims (10)

1. RIVENDICAZIONI 1. Oscillatore (1, 2) comprendente almeno un transistor (Q10, Q20) avente un primo terminale connesso ad una tensione di alimentazione (Vcc), Γ oscillatore comprendendo almeno un elemento induttivo (Lb, 200) connesso ad un secondo terminale del transistor (Q10, Q20) e ad una tensione di polarizzazione (Vb) ed almeno un elemento capacitivo (Cvar) accoppiato fra un terzo terminale del transistor e massa (GND), caratterizzato dal fatto di comprendere mezzi (100; 101, 102) per il prelievo del segnale di uscita (Vout; Voutd) di detto oscillatore sul secondo terminale del transistor (Q10, Q20).
2. 2 Oscillatore secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto elemento capacitivo (Cvar) Ã ̈ un condensatore variabile controllato da un segnale di tensione esterno (Vcontr) .
3. 3. Oscillatore secondo la rivendicazione 1 o 2, caratterizzato dal fatto di comprendere una struttura differenziale, detto oscillatore (2) comprendendo una coppia di un primo ed un secondo transistor (Q10, Q20) ciascuno avente il primo terminale connesso a detta tensione di alimentazione (Vcc), il terzo terminale accoppiato a massa (GND) mediante detto almeno un elemento capacitivo (Cvar) e detto almeno un elemento induttivo (Lb, 200) disposto fra i secondi terminali del primo e del secondo transistor (Q10, Q20), detto oscillatore comprendendo mezzi (101, 102) per il prelievo del segnale di uscita differenziale (Voutd) di detto oscillatore (2) sui secondi terminali del primo e del secondo transistor (Q10, Q20).
4. 4 Oscillatore secondo la rivendicazione 3, caratterizzato dal fatto che detto almeno un induttore (Lb) à ̈ del tipo a presa centrale e detta presa centrale à ̈ connessa a detta tensione di polarizzazione (Vb) .
5. 5. Oscillatore secondo la rivendicazione 3, caratterizzato dal fatto di comprendere una serie di due induttori (Lb) fra i secondi terminali del primo e del secondo transistor (Q10, Q20), il terminale in comune di detti induttori essendo connesso a detta tensione di polarizzazione (Vb).
6. 6. Oscillatore secondo la rivendicazione 3, caratterizzato dal fatto di comprendere una coppia di un terzo ed un quarto transistor (Q30, Q40), detti terzo e quarto transistor avendo primi terminali connessi a detta tensione di alimentazione (Vcc), secondi terminali connessi con i rispettivi secondi terminali del primo e del secondo transistor (Q10, Q20) e terzi terminali accoppiati a massa (GND) mediante due ulteriori impedenze (Ze), detto oscillatore comprendendo mezzi sui terzi terminali del terzo e quarto transistor (Q30, Q40) per il prelievo del segnale di uscita (Voutd) dell’ oscillatore (2).
7. 7. Oscillatore secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto di comprendere un trasformatore (200) disposto fra i secondi terminali del primo e del secondo transistor (Q 10, Q20), detto trasformatore avente un induttore primario (Lb) del tipo a presa centrale connesso fra i secondi terminali del primo e del secondo transistor (Q10, Q20), con detta presa centrale connessa a detta tensione di polarizzazione (Vb), ed un induttore secondario (Lo) i cui terminali costituiscono i mezzi (101, 102) per il prelievo del segnale di uscita (Voutd) dell’ oscillatore (2)
8. 8. Oscillatore secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto almeno un elemento capacitivo (Cvar) e detto almeno un elemento induttivo (Lb, 200) sono dimensionati in modo tale che la frequenza di oscillazione dell’oscillatore (1, 2) vari da 30 a 300 gigahertz.
9. 9 . Oscillatore secondo una qualunque delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che detto almeno un transistor (Q10, Q20) abbia una struttura intrinseca tale che il guadagno di corrente fra il primo ed il secondo terminale sia inferiore ad uno in condizioni di oscillazione.
10. 10. Oscillatore secondo una qualunque delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che detto almeno un transistor à ̈ un transistor bipolare, detto primo terminale à ̈ il terminale di collettore, detto secondo terminale à ̈ il terminale di base e detto terzo terminale à ̈ il terminale di emettitore del transistor bipolare 11 Oscillatore secondo una qualunque delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che detto almeno un transistor à ̈ un transistor MOS, detto primo terminale à ̈ il terminale di drain, detto secondo terminale à ̈ il terminale di gate e detto terzo terminale à ̈ il terminale di source del transistor MOS.