CN114513166A - 一种采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器 - Google Patents

一种采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器 Download PDF

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Abstract

本发明属于射频集成电路领域，具体提供一种采用开关电容耦合调节的宽带Class‑F压控振荡器，用以解决现有Class‑F型压控振荡器无法在保证相位噪声性能的前提下实现宽带调节的问题。本发明采用两个传统Class‑F型压控振荡器作为单元结构，引入两个模式切换开关SW1和SW2、耦合电容Cpp1与Cpp2以及Css1与Css2，通过模式切换开关SW控制本发明压控振荡器的工作模式：当控制信号EN＝0时、压控振荡器处于奇模式、耦合电容Cpp1与Cpp2以及Css1与Css2同时接入电路、使其工作在较低的频率，当控制信号EN＝1时、压控振荡器处于偶模式、耦合电容Cpp1与Cpp2以及Css1与Css2同时断开电路、使其工作在较高的频率，进而实现宽带调节；同时，能够保证压控振荡器的相位噪声性能。

Description

一种采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器
技术领域
本发明属于射频集成电路领域，涉及射频基础电路中的压控振荡器，具体涉及一种采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器。
背景技术
压控振荡器一般用于锁相环系统(PLL)，其主导PLL带宽外的相位噪声性能；随着第四代(4G)、第五代(5G)移动通信系统的发展，对于压控振荡器的输出的相位噪声性能以及可调节的输出频率范围有了更高的要求。传统结构中的Class-B型压控振荡器相位噪声受限于尾电流源的噪声，必须使用噪声滤除技术保证相位噪声性能，同时其电容阵列的调节方式在相位噪声和调节范围之间进行折中，一般只能达到10％-25％。
为了提升单个压控振荡器的相位噪声性能，文献“A Class-F CMOSOscillator"(M.Babaie and R.Staszewski,IEEE J.Solid-State Circuits,vol.48,no.12,pp.3120-3133,Dec.2013.)”提出Class-F型压控振荡器，其结构如图2所示，Class-F型压控振荡器以变压器为负载，初级线圈和次级线圈各自组成LC谐振器、分别工作在基频和三次谐波，可以提高基频LC Tank的等效品质因数(Q值)，同时对交叉耦合管的漏极电压波形进行整形，降低有源部分的噪声贡献；但是，该结构依然存在调节范围不足的问题。为了满足PLL系统中对压控振荡器低相位噪声以及宽带调节的需求，如何提高Class-F型压控振荡器的调节范围成为了本发明需要解决的技术问题。
发明内容
本发明的目的在于针对现有Class-F型压控振荡器无法在保证相位噪声性能的前提下实现宽带调节的问题，提供一种采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器，通过两个模式切换开关SW控制压控振荡器的工作模式：当控制信号EN＝0时、压控振荡器处于奇模式、耦合电容Cpp与Css同时接入电路、使得压控振荡器工作在较低的频率，当控制信号EN＝1时、压控振荡器处于偶模式、耦合电容Cpp与Css同时断开电路、使得压控振荡器工作在较高的频率，进而实现宽带调节，同时，无论在奇模式还是偶模式下，两个模式切换开关SW的损耗都不会进入压控振荡器中，保证了压控振荡器的低相位噪声性能。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器，其特征在于，包括：Class-F型压控振荡器单元Class-F Cell-1与Class-F Cell-2，耦合电容Cpp1与Cpp2，耦合电容Css1与Css2，以及模式切换开关SW1与SW2；
其中，所述模式切换开关SW1的第一端口连接于Class-F Cell-1的D-P端口、第二端口连接于Class-F Cell-1的D-N端口、第三端口连接于Class-F Cell-2的D-P端口、第四端口连接于Class-F Cell-2的D-N端口，所述模式切换开关SW2的第一端口连接于Class-FCell-1的G-P端口、第二端口连接于Class-F Cell-1的G-N端口、第三端口连接于Class-FCell-2的G-P端口、第四端口连接于Class-F Cell-2的G-N端口；
所述耦合电容Cpp1连接于模式切换开关SW1的第一端口与第三端口之间，所述耦合电容Cpp2连接于模式切换开关SW1的第二端口与第四端口之间，所述耦合电容Css1连接于模式切换开关SW2的第一端口与第三端口之间，所述耦合电容Css2连接于模式切换开关SW2的第二端口与第四端口之间。
进一步的，所述模式切换开关SW1与SW2采用相同结构，包括：两对CMOS开关、分别为M3(PMOS)与M4(NMOS)、M5(NMOS)与M6(PMOS)，四个隔直电容Cb1、Cb2、Cb3、Cb4，四个偏置电阻Rb1、Rb2、Rb3、Rb4，及反相器I1；CMOS开关管M3(PMOS)与M4(NMOS)的漏极相连且与隔直电容Cb1、偏置电阻Rb1相连，偏置电阻Rb1另一端连接反相器I1的输出端，隔直电容Cb1另一端引出第一端口①；CMOS开关管M5(NMOS)与M6(PMOS)的漏极相连且与隔直电容Cb2、偏置电阻Rb2相连，偏置电阻Rb2另一端连接反相器I1的输出端相连，隔直电容Cb2另一端引出第二端口②；CMOS开关管M3(PMOS)与M5(NMOS)的源极相连且与隔直电容Cb3、偏置电阻Rb3相连，偏置电阻Rb3另一端连接反相器I1的输出端，隔直电容Cb3另一端引出第三端口③；CMOS开关管M4(NMOS)与M6(PMOS)的源极相连且与隔直电容Cb4、偏置电阻Rb4相连，偏置电阻Rb4另一端连接反相器I1的输出端，隔直电容Cb4另一端引出第四端口④；控制信号EN连接CMOS开关管M3(PMOS)与M4(NMOS)、M5(NMOS)与M6(PMOS)的栅极，以及反相器I1的输入端。
更进一步的，隔直电容Cb1、Cb2、Cb3、Cb4的容值均相同，偏置电阻Rb1、Rb2、Rb3、Rb4的容值均相同，CMOS开关管M3(PMOS)与M4(NMOS)、CMOS开关管M5(NMOS)与M6(PMOS)尺寸相同，使用适中尺寸的晶体管即可。
进一步的，所述Class-F型压控振荡器单元Class-F Cell-1与Class-F Cell-2采用相同结构，包括：交叉耦合管M1(NMOS)与M2(NMOS)、变压器、电容Cp阵列与电容Cs阵列，其中，交叉耦合管M1的漏极引出D-N端口、栅极引出G-N端口，交叉耦合管M2的漏极引出D-P端口、栅极引出G-P端口。
进一步的，耦合电容Cpp1与Cpp2、耦合电容Css1与Css2满足：
Cpp1＝Cpp2＝0.3～0.6Cp，Css1＝Css2＝0.3～0.6Cs；
其中，Cs为Class-F型压控振荡器单元中电容Cs阵列的容值，Cp为Class-F型压控振荡器单元中电容Cp阵列的容值。
本发明的有益效果在于：
本发明提供一种采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器，采用两个传统Class-F型压控振荡器作为单元结构，引入两个模式切换开关SW、耦合电容Cpp1与Cpp2以及Css1与Css2，通过两个模式切换开关SW1和SW2控制本发明压控振荡器的工作模式：当控制信号EN＝0时、压控振荡器处于奇模式、耦合电容Cpp1与Cpp2以及Css1与Css2同时接入电路、使得压控振荡器工作在较低的频率，当控制信号EN＝1时、压控振荡器处于偶模式、耦合电容Cpp1与Cpp2以及Css1与Css2同时断开电路、使得压控振荡器工作在较高的频率，进而实现宽带调节；同时，由于传统Class-F压控振荡器提高调节范围手段是增加Cp和Cs阵列中的电容，这会使得电容阵列部分的损耗增大，从而恶化相位噪声，但在本发明中无论是奇模式还是偶模式下，模式切换开关SW的损耗都不会体现在电路结构里，并且两个状态相同的压控振荡器单元耦合在一起能够实现-3dB相位噪声的降低；综上，本发明能够在保证相位噪声性能的前提下实现宽带调节。
附图说明
图1为本发明中采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器的结构示意图。
图2为本发明实施例中Class-F压控振荡器单元的结构示意图。
图3为本发明实施例中模式切换开关的结构示意图。
图4为本发明实施例中压控振荡器工作在偶模式下的等效电路图。
图5为本发明实施例中压控振荡器工作在奇模式下的等效电路图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明：
为了解决传统Class-F压控振荡器无法在保证相位噪声性能的前提下实现宽带调节的问题，本实施例提出一种采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器(VCO)、如图1所示，包括：两个基本的Class-F压控振荡器单元、两个耦合电容Cpp、两个耦合电容Css以及两个模式切换开关SW，通过开关SW控制VCO的工作模式：当控制信号EN＝0时、VCO处于奇模式、耦合电容Cpp1与Cpp2以及Css1与Css2同时接入电路、使得VCO工作在较低的频率，当控制信号EN＝1时、VCO处于偶模式、耦合电容Cpp1与Cpp2以及Css1与Css2同时断开电路、使得VCO工作在较高的频率。
更为具体的讲，上述采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器，包括：Class-F型压控振荡器单元Class-F Cell-1与Class-F Cell-2，耦合电容Cpp1与Cpp2，耦合电容Css1与Css2，以及模式切换开关SW1与SW2；其中，
所述Class-F Cell-1与Class-F Cell-2采用相同结构的基本Class-F型压控振荡器，如图2所示，具体包括：一对交叉耦合管M1(NMOS)与M2(NMOS)、变压器、电容Cp阵列与电容Cs阵列，其中，变压器的初级线圈Lp连接于M1(NMOS)与M2(NMOS)的漏极之间、且中心抽头接入电源电压VDD，变压器的次级线圈Ls连接于连接于M1(NMOS)与M2(NMOS)的栅极之间、且中心抽头接入偏置电压VB，电容Cp阵列连接于M1(NMOS)与M2(NMOS)的漏极之间，电容Cs阵列连接于M1(NMOS)与M2(NMOS)的栅极之间，M1(NMOS)与M2(NMOS)的源极均接地，控制电压Vctrl用于调节Cp阵列中变容管电容的大小；M1(NMOS)的漏极引出D-N端口、栅极引出G-N端口，M2(NMOS)的漏极引出D-P端口、栅极引出G-P端口；
所述模式切换开关SW1与SW2采用相同结构的模式切换开关，如图3所示，具体包括：两对CMOS开关、分别为M3(PMOS)与M4(NMOS)、M5(NMOS)与M6(PMOS)，四个隔直电容Cb1、Cb2、Cb3、Cb4，四个偏置电阻Rb1、Rb2、Rb3、Rb4，及反相器I1；CMOS开关管M3(PMOS)与M4(NMOS)的漏极相连且与隔直电容Cb1、偏置电阻Rb1相连，偏置电阻Rb1另一端连接反相器I1的输出端，隔直电容Cb1另一端引出第一端口①；CMOS开关管M5(NMOS)与M6(PMOS)的漏极相连且与隔直电容Cb2、偏置电阻Rb2相连，偏置电阻Rb2另一端连接反相器I1的输出端相连，隔直电容Cb2另一端引出第二端口②；CMOS开关管M3(PMOS)与M5(NMOS)的源极相连且与隔直电容Cb3、偏置电阻Rb3相连，偏置电阻Rb3另一端连接反相器I1的输出端，隔直电容Cb3另一端引出第三端口③；CMOS开关管M4(NMOS)与M6(PMOS)的源极相连且与隔直电容Cb4、偏置电阻Rb4相连，偏置电阻Rb4另一端连接反相器I1的输出端，隔直电容Cb4另一端引出第四端口④；控制信号EN连接CMOS开关管M3(PMOS)与M4(NMOS)、M5(NMOS)与M6(PMOS)的栅极，以及反相器I1的输入端；
所述模式切换开关SW1的第一端口①连接于Class-F Cell-1的D-P端口、第二端口②连接于Class-F Cell-1的D-N端口、第三端口③连接于Class-F Cell-2的D-P端口、第四端口④连接于Class-F Cell-2的D-N端口，所述模式切换开关SW2的第一端口①连接于Class-F Cell-1的G-P端口、第二端口②连接于Class-F Cell-1的G-N端口、第三端口③连接于Class-F Cell-2的G-P端口、第四端口④连接于Class-F Cell-2的G-N端口；
所述耦合电容Cpp1连接于模式切换开关SW1的第一端口①与第三端口③之间，所述耦合电容Cpp2连接于模式切换开关SW1的第二端口②与第四端口④之间，所述耦合电容Css1连接于模式切换开关SW2的第一端口①与第三端口③之间，所述耦合电容Css2连接于模式切换开关SW2的第二端口②与第四端口④之间。
从工作原理上讲：
本实施例提出一种采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器，当控制信号EN＝0时、VCO处于奇模式、耦合电容Cpp与Css同时接入电路、使得VCO工作在较低的频率，当控制信号EN＝1时、VCO处于偶模式、耦合电容Cpp与Css同时断开电路、使得VCO工作在较高的频率；
所述偶模式的等效小信号电路图如图4所示，当图3所示的开关的控制信号EN为0时，M3(PMOS)、M5(PMOS)导通，M4(NMOS)、M6(NMOS)截止，Cpp与Css两端形成低阻通路，使其两端的电压信号同相位；此时，Cpp与Css对于两个压控振荡器单元而言相当于开路，Cpp与Css均不会接入电路，压控振荡器工作在较高的频率；
所述奇模式的等效小信号电路图如图5所示。当图3所示的开关的控制信号EN为1时，M3(PMOS)、M5(PMOS)截止，M4(NMOS)、M6(NMOS)导通，Cpp与Css两端形成高阻通路，使其两端的电压信号反相位；此时，Cpp与Css对于两个压控振荡器而言相当于交流地，Cpp与Css同时接入电路，压控振荡器工作在较低的频率；
同时，由于传统Class-F压控振荡器提高调节范围手段是增加Cp和Cs阵列中的电容，这会使得电容阵列部分的损耗增大，从而恶化相位噪声，但在本发明中无论是奇模式还是偶模式下，模式切换开关SW的损耗都不会体现在电路结构里，并且两个状态相同的压控振荡器单元耦合在一起能够实现-3dB相位噪声的降低；综上，本发明能够在保证相位噪声性能的前提下实现宽带调节；
另外，传统的开关结构受压控振荡器电源电压限制不能随意选择晶体管的类型，同时由于开关的馈通效应，使得在需要晶体管截止的时候不能够完全截止，形成高阻，这会降低压控振荡器的品质因数，恶化相位噪声，使其不能做到-3dB相位噪声的降低；基于此，本发明提出如图3所示的开关结构，直流偏置完全独立，不受电源电压限制，因此避免了馈通效应；为了保证有足够的调节范围，Cpp与Css应该越大越好，但同时为了保证调节范围之间有足够的交叠不使覆盖的频率范围中断，Cpp与Css也不能过于大，因此，耦合电容Cpp1与Cpp2、耦合电容Css1与Css2满足：
Cpp1＝Cpp2＝0.3～0.6Cp，Css1＝Css2＝0.3～0.6Cs；
其中，Cs为Class-F型压控振荡器单元中电容Cs阵列的容值，Cp为Class-F型压控振荡器单元中电容Cp阵列的容值。
综上，本发明提供一种采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器，能够在保证相位噪声性能的前提下实现宽带调节。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。

Claims (5)

1.一种采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器，其特征在于，包括：Class-F型压控振荡器单元Class-F Cell-1与Class-F Cell-2，耦合电容Cpp1与Cpp2，耦合电容Css1与Css2，以及模式切换开关SW1与SW2；
其中，所述模式切换开关SW1的第一端口连接于Class-F Cell-1的D-P端口、第二端口连接于Class-F Cell-1的D-N端口、第三端口连接于Class-F Cell-2的D-P端口、第四端口连接于Class-F Cell-2的D-N端口，所述模式切换开关SW2的第一端口连接于Class-FCell-1的G-P端口、第二端口连接于Class-F Cell-1的G-N端口、第三端口连接于Class-FCell-2的G-P端口、第四端口连接于Class-F Cell-2的G-N端口；
所述耦合电容Cpp1连接于模式切换开关SW1的第一端口与第三端口之间，所述耦合电容Cpp2连接于模式切换开关SW1的第二端口与第四端口之间，所述耦合电容Css1连接于模式切换开关SW2的第一端口与第三端口之间，所述耦合电容Css2连接于模式切换开关SW2的第二端口与第四端口之间。
2.按权利要求1所述采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器，其特征在于，所述模式切换开关SW1与SW2采用相同结构，包括：CMOS开关管M3与M4、CMOS开关管M5与M6，隔直电容Cb1、Cb2、Cb3、Cb4，偏置电阻Rb1、Rb2、Rb3、Rb4，及反相器I1；其中，CMOS开关管M3与M4的漏极相连且与隔直电容Cb1、偏置电阻Rb1相连，偏置电阻Rb1另一端连接反相器I1的输出端，隔直电容Cb1另一端引出第一端口；CMOS开关管M5与M6的漏极相连且与隔直电容Cb2、偏置电阻Rb2相连，偏置电阻Rb2另一端连接反相器I1的输出端相连，隔直电容Cb2另一端引出第二端口；CMOS开关管M3与M5的源极相连且与隔直电容Cb3、偏置电阻Rb3相连，偏置电阻Rb3另一端连接反相器I1的输出端，隔直电容Cb3另一端引出第三端口；CMOS开关管M4与M6的源极相连且与隔直电容Cb4、偏置电阻Rb4相连，偏置电阻Rb4另一端连接反相器I1的输出端，隔直电容Cb4另一端引出第四端口；控制信号EN连接CMOS开关管M3、M4、M5与M6的栅极，以及反相器I1的输入端。
3.按权利要求1所述采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器，其特征在于，耦合电容Cpp1与Cpp2、耦合电容Css1与Css2满足：
Cpp1＝Cpp2＝0.3～0.6Cp，Css1＝Css2＝0.3～0.6Cs；
其中，Cs为Class-F型压控振荡器单元中电容Cs阵列的容值，Cp为Class-F型压控振荡器单元中电容Cp阵列的容值。
4.按权利要求1所述采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器，其特征在于，所述Class-F型压控振荡器单元Class-F Cell-1与Class-F Cell-2采用相同结构，包括：交叉耦合管M1与M2、变压器、电容Cp阵列与电容Cs阵列，其中，交叉耦合管M1的漏极引出D-N端口、栅极引出G-N端口，交叉耦合管M2的漏极引出D-P端口、栅极引出G-P端口。
5.按权利要求2所述采用开关电容耦合调节的宽带Class-F压控振荡器，其特征在于，隔直电容Cb1、Cb2、Cb3、Cb4的容值均相同，偏置电阻Rb1、Rb2、Rb3、Rb4的容值均相同，CMOS开关管M3与M4、CMOS开关管M5与M6尺寸相同。
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