CN102439845B - 双模压控振荡器、频率综合器及无线接收装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种双模压控振荡器(DMVCO)、频率综合器及无线接收装置，属于射频无线接收机集成电路技术领域。该DMVCO和频率综合器可以工作于宽带模式和正交模式，工作于正交模式时，通过DMVCO中的第一压控振荡器单元和第二压控振荡器单元在交叠频段的正交耦合，为频率综合器的正交单边带混频器提供正交信号，从而可以覆盖高频率的输出频段。所述DMVCO的调谐范围宽，并且使用该DMVCO的频率综合器的功耗低、结构简单、频率杂散性好。

Description

双模压控振荡器、频率综合器及无线接收装置
技术领域
本发明属于射频无线接收机集成电路技术领域，涉及可工作于宽带模式(wideband mode)或正交模式(quadrature mode)的双模压控振荡器(Dual-Mode Voltage-Controlled Oscillator，DMVCO)、以及使用该DMVCO的频率综合器和无线接收装置。
背景技术
随着无线通信技术的快速发展，越来越多的无线通信设备进入到人们的日常生活当中。在这种背景下，为了追求更快的数据传输率以及更高的频谱利用率，越来越多的无线通信标准出现在现在的空间环境中。
图1所示为目前空间环境中的一些通信标准的频谱分布。例如，移动通信是无线技术的最重要应用之一，在目前广泛使用的第二代移动通信GSM(Global System of Mobile Communication，全球移动通信系统)制式移动通信的基础上，移动通信正在全面进入第三代移动通信的时代。第三代移动通信标准包括中国标准TD-SCDMA，欧洲标准WCDMA以及北美标准CDMA2000。于是，第二代移动通信与第三代移动通信之间，第三代移动通信不同标准之间，不同频率、不同制式的支持移动通信的无线信号将在空间长期共存。同时，随着人们对数据高速无线传输方面的要求不断提高，无线数据通信特别是无线宽带数据通信技术也快速发展，目前正广泛使用的通信标准有Bluetooth(蓝牙)和Wi-Fi，还有将来带宽更宽、速度更快的通信标准UWB(Ultra Wideband，超带宽)等等。无线导航应用也不例外，全球定位系统GPS(Global Positioning System，全球定位系统)/伽利略/北斗等定位导航系统都在快速发展。广播应用更是如此，DTMB(DigitalTelevision Terrestrial Multimedia Broadcasting，地面数字电视多媒体广播)、CMMB(China Mobile Multimedia Broadcasting，中国移动多媒体广播)、DVB-H(手持数字多媒体广播)等国内和国际标准，以及行业标准都已经趋于成熟，或正在产业化推进过程中。
在目前这种无线通信技术的发展趋势下，一款能够支持多标准多模式(即Multi-Mode，多模)的无线接收机就显得尤其重要，这符合软件定义无线电(Software-Defined Radio，SDR)这一无线电技术发展的重要趋势，可以大大提高无线接收机的可重构性。因此，现有技术中尝试性提出了支持多模式、可重构的无线电接收机。然而，为实现这种无线电接收机，一款宽频带范围的高性能频率综合器的设计是关键之一；进一步，可以为该频率综合器提供一个宽调谐范围(TuningRange，TR)的正交本振信号以进行无线信号的调制与解调的压控振荡器(Voltage-Controlled Oscillator，VCO)是技术的核心。
现在大多数的商用多模通信设备中，支持多模式的无线接收机通常是将各个通信模式的芯片分别集成在一块电路板上。这样的简单堆砌，将造成无线接收机的功耗、重量和面积增加，成本也大大增加。因此，无线接收机向多模、单芯片式方向发展是必然趋势。
M.Ingels等人在ESSCIRC 2007(第436-439页)发表的、题为“ACMOS 100MHz to 6GHz Software Defined Radio Aanalog Front-endwith Integrated Pre-Power Amplifier”的文章中，提出了一种宽频带的频率综合器。该频率综合器使用单边带混频器(Single Sideband Mixer，SSBM)进行上变频操作来扩展频带，并使用多个多相滤波器(PolyPhase Filter，PPF)为单边带混频器(Single Sideband Mixer，SSBM)提供正交信号，然而为提高PPF的工作频率范围，PPF的阶数必须增加，势必会大大增加该频率综合器的功耗。
Davide Guermandi等人在2005年2月的IEEE ISSCC Digest ofTechnical Papers上(第536-537页)发表的、题为“A 0.75 to 2.2GHzContinuously-Tunable Quadrature VCO”文章中，提出了一种宽频带的频率综合器。该频率综合器同样使用SSBM进行上变频操作来扩展频带，但通过使用正交压控振荡器(Quadrature Voltage-ControlledOscillator，QVCO)为SSBM提供正交信号。但是QVCO的调谐范围非常有限，并且功耗大、谐波抑制能力差。
Pierluigi Nuzzo等人在2008年6月“IEEE Radio FrequencyIntegrated Circuits Symp.”论文集中(第303-306页)的、题为“A0.1-5GHz Dual-VCO Software-Defined ∑ΔFrequency Synthesizer in45nm Digital CMOS”文章中，提出了一种宽频带的频率综合器。在该频率综合器中，为了实现压控振荡器的宽调谐范围，采用了两个分别工作在高低两个不同频段的压控振荡器来覆盖一个非常宽的调谐范围。但是，这样的一种架构需要压控振荡器工作在所需频率的两倍频率处，然后通过除二除法器(Divider-by-2)产生镜像来抑制接收机所需要的正交信号。由于高频除法器(有时还包括高频缓冲器)的使用，这种架构的频率综合器在高频段需要消耗大量的功耗，频率综合器的带宽和功耗难以兼顾。
发明内容
为克服以上所述及的缺点或者其它缺点，本发明提出一种既可工作于宽带模式也可工作于正交模式的DMVCO和频率综合器。
按照本发明的一方面，提供一种双模压控振荡器，其包括第一压控振荡器单元和第二压控振荡器单元，所述第一压控振荡器单元工作于第一频段，所述第二压控振荡器工作于第二频段，所述第一频段与所述第二频段之间具有交叠频段；
每个所述压控振荡器单元均包括正交耦合模块；
所述双模压控振荡器可操作地工作于宽带模式或正交模式；
其中，工作于所述宽带模式时，仅通过第一压控振荡器单元或第二压控振荡器单元产生相应频率的差分信号；
工作于所述正交模式时，所述第一压控振荡器单元和第二压控振荡器单元同时工作在所述交叠频段，通过所述第一压控振荡器单元和第二压控振荡器单元的正交耦合模块，将所述第一压控振荡器单元与所述第二压控振荡器单元耦合在一起，并产生相应频率的正交信号。
按照本发明提供的双模压控振荡器的优选实施例中，所述第一压控振荡器单元和第二压控振荡器单元在所述交叠频段的频率调谐特性基本相同。
较佳地，每个所述压控振荡器单元还包括：
开关式电容阵列，其用于控制所述第一压控振荡器单元和所述第二压控振荡器单元在所述交叠频段内的相应调谐曲线的所在频率相同；以及
开关式可变电容阵列，其用于控制所述第一压控振荡器单元和所述第二压控振荡器单元在所述交叠频段内的相应调谐曲线的调谐增益相同。
较佳地，所述开关式电容阵列包括多个开关式电容单元，每个开关式电容单元对应控制所述交叠频段内的一条调谐曲线的所在频率。
较佳地，所述开关式可变电容阵列包括多个开关式可变电容单元，每个开关式可变电容单元对应控制所述交叠频段内的一条调谐曲线的调谐增益。
较佳地，所述开关式电容阵列还包括多个采用二进制权重的开关式电容单元，对应控制所述压控振荡器在所述交叠频段外的调谐曲线的所在频率。
在又一较佳实例中，每个所述压控振荡器单元还包括：
具有线性化功能的固定式可变电容模块，其用于控制所述第一压控振荡器单元和所述第二压控振荡器单元的调谐曲线的线性度。
在还一较佳实例中，每个所述压控振荡器单元还包括：
相移网络模块，其用于提供基本为90°的相移以降低所述第一压控振荡器单元和第二压控振荡器单元在所述交叠频段对频率失配及幅度失配的敏感性。
按照本发明提供双模压控振荡器的又一实施例，每个所述压控振荡器单元还包括片上电感和寄生电容。
较佳地，每个所述压控振荡器单元还包括：
负阻模块，其为所述压控振荡器单元的谐振腔提供振荡所需要的能量；
其中，所述负阻模块包括两个相互交叉耦合的晶体管以及第一电流源阵列；通过控制所述第一电流源阵列来调整流经所述交叉耦合晶体管的电流大小，以控制所述第一压控振荡器单元或第二压控振荡器单元的输出信号幅度。
较佳地，所述第一电流源阵列与所述交叉耦合的晶体管之间设置第一开关，所述双模压控振荡器工作于宽带模式时，控制所述第一开关以选择所述第一压控振荡器单元和第二压控振荡器单元中的任意一个。
较佳地，所述正交耦合模块包括两个正交耦合晶体管，其中，第一压控振荡器单元/第二压控振荡器单元中的每个所述正交耦合晶体管的栅极与第二压控振荡器单元/第一压控振荡器单元的所述谐振腔的相应输出信号耦合。
较佳地，每个所述压控振荡器单元中设置用于为所述正交耦合晶体管提供偏置电流的第二电流源阵列。
较佳地，所述正交耦合晶体管与所述第二电流源阵列之间设置第二开关，通过控制所述开关以实现所述双模压控振荡器在所述宽带模式和所述正交模式之间切换。
具体地，所述第一频段基本为3GHz至4.8GHz，所述第二频段基本为4GHz至6GHz，所述交叠频段基本为4GHz至4.8GHz。
按照本发明的又一方面，提供一种频率综合器，包括本振发生器，所述本振发生器包括：
以上所述及的任意一种双模压控振荡器，
正交单边带混频器(Quadrature Single Sideband Mixer，QSSBM)，以及
一级或一级以上的除法器；
其中，所述频率综合器可操作地工作于宽带模式或正交模式；
工作于所述宽带模式时，第一压控振荡器单元或第二压控振荡器单元所产生差分信号通过所述除法器处理以产生第一正交本振信号；
工作于所述正交模式时，将正交耦合处理后输出得到的正交信号和所述除法器所输出的正交信号输入至所述正交单边带混频器进行上变频处理以产生第二正交本振信号；
所述第一正交本振信号用于覆盖频率相对低的第一输出频段，所述第二正交本振信号用于覆盖频率相对高的第二输出频段。
按照本发明提供的频率综合器的一实施例，所述本振发生器还包括第一级频率选通器和第二级频率选通器；
其中，所述第一级频率选通器选择第一压控振荡器单元或第二压控振荡器单元所述输出的相应频率的差分信号至所述除法器，所述第二级频率选通器选择任一所述除法器所输出的正交信号以输出所述第一正交本振信号。
较佳地，所述第一输出频段可以基本为0.4GHz至3GHz，所述第二输出频段可以基本为5GHz至6GHz。
按照本发明的再一方面，提供一种无线接收装置，其包括以上所述及的任意一种频率综合器。
本发明的技术效果是，频率综合器在覆盖较低输出频段(例如0.4-3GHz)时，频率综合器和DMVCO工作于宽带模式，DMVCO工作在相对较低的频率上，因此频率综合器所使用的除法器和缓冲器的功耗就能大大降低；频率综合器在覆盖较高输出频段(例如5-6GHz)时，频率综合器和DMVCO工作于正交模式，利用DMVCO中的两个工作于交叠频段的压控振荡器来提供QSSBM所需要的正交信号，避免了额外的PPF和QVCO的使用，因此，使用DMVCO的频率综合器结构并不复杂，不但其输出频率范围可得到保证，而且功耗并不增加，同时兼顾了输出频率范围和功耗的要求。并且，频率综合器中使用的QSSBM可以抑制混频时的镜像信号，提高压控振荡器的频谱纯度，频率杂散性好。
附图说明
从结合附图的以下详细说明中，将会使本发明的上述和其它目的及优点更加完全清楚，其中，相同或相似的要素采用相同的标号表示。
图1是目前空间环境中的一些通信标准的频谱分布；
图2是按照本发明一实施例提供的宽带正交DMVCO的结构示意图；
图3是图2所示压控振荡器A和B的调谐曲线分布示意图；
图4是按照本发明一实施例提供的频率综合器的本振发生器的模块结构示意图，其压控振荡器使用如图2所示的DMVCO；
图5是图2所示的DMVCO的工作原理示意图；
图6是图4所示频率综合器的频谱规划示意图；
图7是图2所示开关式电容阵列120中所使用的开关式电容单元的结构示意图；
图8是图2所示开关式可变电容阵列130中所使用的开关式可变电容单元的结构示意图；
图9是图2所示具有线性化功能的固定式可变电容模块140的结构示意图；
图10是图2所示的相移网络模块150的结构示意图；
图11是图2所示实施例的DMVCO在正交模式下输出信号的示意图。
具体实施方式
下面介绍的是本发明的多个可能实施例中的一些，旨在提供对本发明的基本了解。并不旨在确认本发明的关键或决定性的要素或限定所要保护的范围。容易理解，根据本发明的技术方案，在不变更本发明的实质精神下，本领域的一般技术人员可以提出可相互替换的其它实现方式。因此，以下具体实施方式以及附图仅是对本发明的技术方案的示例性说明，而不应当视为本发明的全部或者视为对本发明技术方案的限定或限制。
本文中，宽带正交双模压控振荡器是指可分别地工作于宽带模式或正交模式的DMVCO，其中，“宽带模式”是指对DMVCO的其中一个压控振荡器输出信号进行除法处理以产生正交信号；“正交模式”是指将DMVCO中的两个压控振荡器耦合在一起以产生正交信号。
在设计VCO及频率综合器时，必须兼顾考虑以下性能指标：频率范围(即VCO的调谐范围、或频率综合器的输出频率范围)、相位噪声、频率杂散、功耗以及芯片面积等。
图2所述为按照本发明一实施例提供的宽带正交DMVCO的结构示意图。图3所示为图2所示的压控振荡器A和B的调谐曲线分布示意图。图4所示为按照本发明一实施例提供的频率综合器的本振发生器的模块结构示意图，其压控振荡器使用如图2所示的DMVCO。图5所示为图2所示的DMVCO的工作原理示意图，图6所示为图4所示频率综合器的频谱规划示意图。
参阅图2所示，DMVCO 100包括工作在高频段的压控振荡器A和工作低频段的压控振荡器B，压控振荡器A和B的电路结构基本相同，它们都包括相同部件，以下将详细描述它们的各部件。在该实施例中，为支持各种通信标准协议，通过DMVCO中的两个VCO以及图2中的频率选通器、除法器和正交单边带混频的处理，实现0.4-3GHz以及5-6GHz的调谐范围(如图4所示)，从而可以覆盖如图1所示的常见通信标准的频谱分布。
参阅图2和图3，压控振荡器A和B分别包括片上电感110a和110b，同时还包括在片上电感两端的寄生电容(图中未示出)。压控振荡器A和B分别在其所工作的频段范围内调谐产生如图3所示的调谐曲线；明显地，压控振荡器A工作于高频段(High Band，HB)，压控振荡器B工作于低频段(Low Band，LB)。在下文中，HB是指4-6GHz的频率范围，LB是指3-4.8GHz的频率范围，二者在4-4.8GHz频率范围为交叠频段，在附图中，VCO HB是指压控振荡器A，VCOLB是指压控振荡器B。需要说明是，根据使用该DMVCO的频率综合器需要覆盖的目标频段(频率范围)，可以设置压控振荡器A和B工作于不同于以上实施例的其它频段。
继续如图2所示，在LC谐振腔的两端并联负阻模块160，其用来为压控振荡器A或B的谐振腔提供振荡所需要的能量。在该实施例中，负阻模块160包括两个相互交叉耦合的晶体管Mn；进一步，负阻模块160还设置电流源阵列161，交叉耦合晶体管Mn所流过的电流受电流源阵列161控制，交叉耦合晶体管Mn的栅极电压通过栅极偏压VBIAS控制并通过低通RC滤波器来提供(如图2中所示的RB和CB)；控制交叉耦合的晶体管Mn所流过的电流大小使压控振荡器A或B始终工作在电流受限区，而不至于进入电压受限区、或者不至于由于电流太小而导致振荡幅度太小。因此，可以更好地平衡压控振荡器A/压控振荡器B的性能和功耗。另外，在电流源阵列161和交叉耦合的晶体管Mn之间设置开关(例如，VCOA_EN，VCOB_EN)，通过控制该开关，可控制相应的压控振荡器是否工作。
参阅图2和图4、图5和图6，DMVCO工作于宽带模式时，压控振荡器A在4-6GHz调谐范围内产生差分信号，压控振荡器B在3-4.8GHz调谐范围内产生差分信号，压控振荡器A(即VCO HB)和压控振荡器B(即VCO LB)中任意一个所述输出的差分信号可以被频率综合器10中的除法器进行处理以产生相应频率的正交信号。在该实施例中，频率综合器10的频率选通器通过多路复用器实现，第一级的二选一多路复用器(MUX2)151选择其中一路差分信号，然后通过多级除法器所形成的除法器链路模块17进行除法处理，以生成各个频段范围的正交信号。在该实施例中，除法器链路模块17中的五个除法器(171至175)选择为电流模式逻辑(Current Mode Logic，CML)除2除法器。例如，压控振荡器A所产生的差分信号经过除法器链路模块17中的除法器171处理后，可产生2-3GHz的正交信号；压控振荡器A所产生的差分信号经过除法器链路模块17中的除法器172和173处理后，可产生1-1.5GHz的正交信号；压控振荡器A所产生的差分信号经过除法器链路模块17中的除法器172、174和175处理后，可产生0.5-0.75GHz的正交信号；同样地，压控振荡器B所产生的差分信号经过除法器链路模块17中的除法器171处理后，可产生1.5-2.4GHz的正交信号；压控振荡器B所产生的差分信号经过除法器链路模块17中的除法器172和173处理后，可产生0.75-1.2GHz的正交信号；压控振荡器B所产生的差分信号经过除法器链路模块170中的除法器172、174和175处理后，可产生0.375-0.6GHz的正交信号。因此，可以连续产生0.4-3GHz的正交信号，通过第二级的三选一多路复用器(MUX3)153选择其中一个除法器输出的正交信号，从而可以生成如图6所示的覆盖频段0.4-3GHz的正交本振信号(例如，如图4所示的LO_I或LO_Q)。需要说明的是，在该实例中，由于压控振荡器A和压控振荡器B存在交叠频段，在除法器处理以后也相应存在交叠频段(例如，1-1.5GHz频段与0.75-1.2GHz频段在1-1.2GHz存在交叠频段)，此时可以选择使用压控振荡器B除法处理后的正交信号来覆盖该频段，这样，可以减小压控振荡器的功耗，进而降低频率综合器的功耗。
因此，DMVCO 100工作在宽度模式时，频率综合器10也工作在宽带模式，通过MUX3 153的选择输出，频率综合器10可以覆盖0.4-3GHz的输出频率范围。因此，在输出0.4-3GHz频段内的正交本振信号时，仅通过压控振荡器A或者压控振荡器B中的一个工作即可，因此，另一压控振荡器可以停止工作，大大降低宽带模式下的功耗。具体地，可以通过控制电流源阵列和交叉耦合的晶体管Mn之间设置的开关(例如，VCOA_EN，VCOB_EN)来实现。
另外，DMVCO还可以工作于正交模式。现有技术中，QVCO可以认为由两个完全相同的VCO耦合而成，即两个VCO的结构基本相同、工作于相同频段范围并具有相同的频率调谐特性，因此，两个VCO之间可以耦合产生精准的正交输出。在本发明中，压控振荡器A和B均工作于4-4.8GHz频段时，DMVCO工作于正交模式以使频率综合器10通过QSSBM(Quadrature Single Sideband Mixer，正交单边带混频器)13产生5-6GHz的正交信号。为了保证QSSBM所输入的正交信号的相位误差足够小(相位误差越小越好)，需要使压控振荡器A和B在交叠频段内的调谐曲线的所在频率和斜率尽可能一致，并且需要使压控振荡器A和B在交叠频段内的输出信号的幅度尽可能一致，即总体来所，在交叠频段内频率调谐特性尽可能相同。
为满足正交模式工作的要求，DMVCO 100的每个VCO中设置正交耦合模块。如图2所示，在该实施例中，压控振荡器A和压控振荡器B工作于交叠频段时(4-4.8GHz)，二者通过正交耦合模块进行正交耦合输出，此时DMVCO可以基本等同于QVCO。具体地，压控振荡器A和压控振荡器B的正交耦合模块均包括两个正交耦合晶体管Mc，一个压控振荡器中每个正交耦合晶体管Mc的栅极与另一个压控振荡器的谐振腔的相应输出信号耦合；例如，如图2所示，i+与I+耦合，i-与I-耦合，q+与Q+耦合，q-与Q-耦合，从而可以实现压控振荡器A和压控振荡器B之间的正交耦合。
进一步参阅图2和图3，压控振荡器A和压控振荡器B中均设置有开关式电容阵列(Switched Capacitor Array)120，开关式电容阵列120并联接入谐振腔。如图3所示，在该实例中，通过开关式电容阵列120，压控振荡器A在4-6GHz的调谐范围被划分为32条调谐曲线，压控振荡器B在3-4.8GHz的调谐范围被划分为32条调谐曲线。现有技术中，开关式电容阵列120由采用二进制权重的开关式电容单元组成(例如5个开关式电容单元生成25条调谐曲线)。并且，压控振荡器的振荡频率通过以下关系式(1)计算：
f VCO , n = 1 2 π LC tot , n - - - ( 1 )
其中，fvco，n为对应调谐曲线的频率，Ctot，n为谐振腔的总电容，且Ctot，n＝Cp+Ca，n+Cv，其中，Cp为总寄生电容(图2中未示出)，Ca，n为开关式电容阵列120的总电容，Cv为所有可变电容(例如，图2中所示的开关式可变电容阵列130和具有线性化功能的固定式可变电容模块140)。
因此，如果全部采用二进制加权开关式电容单元来控制每条调谐曲线的频率，那么交叠频段范围的调谐曲线之间的频率间隔是难以相等的，从而难以保证两个VCO在4-4.8GHz频段的频率调谐特性的频率参数方面相等。为了在4-4.8GHz频段使两个VCO的调谐曲线一致，在该开关式电容阵列120中，并不全部使用采用二进制权重的开关式电容，而是基本由16个开关式电容单元和4个采用二进制权重的开关式电容单元组成。其中，16个开关式电容单元控制交叠频段的16条调谐曲线，通过对每个开关式电容阵列120中的每个开关式电容单元进行设计控制，可以保证在交叠频段中相邻两条调谐曲线的间隔相同，即容易保证两个压控振荡器的输出频率相等。另外，在该实例中，对应在交叠频段之外，使用4位二进制开关式电容以减小寄生效应。
图7所示为图2所示开关式电容阵列120中所使用的开关式电容单元的结构示意图。如图7所示，MIM电容Ca通过中间的开关(由两个NMOS管构成)控制，控制信号为Dn，并通过上拉管(两个PMOS管构成)和下拉管(两个NMOS管构成)提供偏置电平。开关式电容单元的具体结构不受图7所示实施例限制。
继续参阅图2和图3，在交叠频段，即使两个压控振荡器的输出频率等，还必须尽量保证两个压控振荡器的调谐增益(tuning gain)KVCO相等，在图3中反映为相应调谐曲线的“斜率”相同。压控振荡器A或B的调谐增益(即调谐曲线的斜率)通过以下关系式(2)计算：
K VCO , n = ∂ f VCO , n ∂ V ctrl = - 1 4 π LC 3 tot , n · ∂ C v ∂ V ctrl - - - ( 2 )
其中，KVCO，n为相应调谐曲线的斜率，fvco，n调谐曲线对应的频率，Ctot，n为谐振腔的总电容，CV为可变电容，Vctrl为压控振荡器A或B的控制电压。
传统的压控振荡器都采用物理上固定接入电感电容谐振腔的固定式可变电容(不具备线性化功能)来实现振荡器的压控功能。那么，从关系式(2)中，不难发现，当谐振腔的总电容Ctot，n小的时候，即压控振荡器的振荡频率高的时候，调谐曲线的斜率大；当谐振腔的总电容Ctot，n大的时候，即压控振荡器的振荡频率低的时候，调谐曲线的斜率小。为了抵消Ctot，n的变化对压控振荡器调谐增益的影响，压控振荡器A和压控振荡器B中均设置开关式可变电容阵列(Switched VaractorArray)130，开关式可变电容阵列130并联接入谐振腔。
图8所示为图2所示开关式可变电容阵列130中所使用的开关式可变电容单元的结构示意图。如图8所示，在该实例中，开关式可变电容阵列130中包括16个(因关系式(2)中的n为1至16的任一整数)如图8所示的开关式可变电容单元，以分别对交叠频段的16条调谐曲线进行斜率调整。当Ctot，n增大时，通过开关式可变电容单元130的开关，使更多的可变电容(Cv)接到Vctrl端；当Ctot，n减小时，通过开关式可变电容单元130的开关，减少接到Vctrl端的可变电容(Cv)的数量，从而实现对调谐曲线斜率的控制。因此，通过开关式可变电容阵列130可以控制调谐增益KVCO，使压控振荡器A和B在交叠频段中的频率调谐特性被一致地设计为固定的KVCO。而且，压控振荡器A和B的频率调谐特性可被频段细调谐以补偿工艺、电压、温度(Process，Voltage，Temperature，PVT)的波动。
需要说明的是，开关式可变电容阵列130中开关式可变电容单元的具体结构不受本发发明图8所示实施例限制。例如，每个开关式可变电容单元还可以由2个反型MOS管(I-MOS)可变电容组成，其可以通过开关转换实现频段细调谐、或可以被连接到振荡器调谐电压Vctrl以控制VCO的调谐增益。
继续参阅图2和图3所示，正交耦合晶体管Mc的偏置电流也采用如图所示的电流源阵列170来提供，从而，可以易于保证压控振荡器A和B在交叠频段的振荡幅度相同，进一步使二者在交叠频段的频率调谐特性更接近。正交耦合晶体管Mc与电流源阵列170之间可以设置开关(IQ_EN)，通过控制该开关，可以使DMVCO在宽带模式和正交模式之间切换。
继续参阅图2和图3所示，在以上实施例中，开关式电容阵列120和开关式可变电容阵列130均为可数字式变化的电容阵列，难以实现对图3所示的每条调谐曲线的连续调谐控制。因此，压控振荡器A和B上还均设置具有线性化功能的固定式可变电容模块140。
图9所示为图2所示具有线性化功能的固定式可变电容模块140的结构示意图。结合图2和图9所示，具有线性化功能的固定式可变电容模块140同样并联接入谐振腔，固定式可变电容模块140中，通过由电阻R2构成的分压网络，三个偏置点的可变电容CVAR被分别偏置在三个不同的偏置电压(VDD、VDD/2和VSS)上，可变电容CVAR和偏置点之间可以通过大电阻R1进行隔离。通过这样偏置后，压控振荡器A和B的相应调谐曲线的线性度可以得到大大提高。
继续参阅图2和图3所示，尽管通过开关式电容阵列120、开关式可变电容阵列130和具有线性化功能的固定式可变电容模块140可以实现压控振荡器A和B在交叠频段的频率调谐特性基本相同，即图3所示的调谐曲线在交叠频段比较接近；但是，压控振荡器A和B在交叠频段实现QVCO的功能时，对频率的失配和幅度的失配是非常敏感的，为了降低对这些失配的敏感性，在压控振荡器A和B上还均设置有相移网络模块150，图10所示为图2所示的相移网络模块150的结构示意图。在该实施例中，使用了相移网络模块150以后，正交耦合晶体管Mc的大信号等效跨导可以通过以下关系式(3)计算：
G m _ Mc = g m _ Mc 1 + g m _ Mc R s 1 + s R s C s 1 + s R s C s / ( 1 + g m _ Mc R s ) - - - ( 3 )
其中，Gm_Mc为正交耦合晶体管Mc的等效跨导，gm_Mc为正交耦合晶体管Mc的跨导，Rs为相移网络模块150中的相移电阻，Cs为相移网络模块150中的相移电容。
从关系式(3)中可以看出，将电阻Rs和/或电容Cs调整至合适值，就能提供一个接近90°的相移。所提供的相移能大大降低正交模式的DMVCO对频率及幅度失配的敏感性，以至于正交模式的DMVCO获得更好的相位噪音性能并获得更精确的正交输出信号。
参阅图4和图5，DMVCO 100工作于正交模式时，压控振荡器A与压控振荡器B同时工作在交叠频段，并可以耦合在一起从而生成正交信号。图11所示为图2所示实施例的DMVCO在正交模式下输出信号的示意图。其中，正交模式下DMVCO产生的正交信号(分别为I、Q两路)在图11中示意性地给出。在频率综合器10中，设置有QSSBM 13，在频率综合器10工作于正交模式时，将DMVCO 100所输出的正交信号与除法器173输出的正交信号输入至QSSBM 13，QSSBM 13进行上变频处理，从而可以输出5-6GHz的正交本振信号。因此，如图6所示，频率综合器10可以通过混频器(MIX)覆盖5-6GHz的频段。可以理解的是，在其它实施例中，除法器链路中其它除法器所输出的正交信号也可以输入至QSSBM 13中。
由上述可知，频率综合器在覆盖较低输出频段(例如0.4-3GHz)时，频率综合器和DMVCO工作于宽带模式，DMVCO在相对较低频率段调谐范围工作，频率综合器所使用的除法器和缓冲器的功耗就能大大降低；频率综合器在覆盖较高输出频段(例如5-6GHz)时，频率综合器和DMVCO工作于正交模式，利用DMVCO中的两个工作于交叠频段的压控振荡器来提供QSSBM所需要的正交信号，避免了额外的PPF和QVCO的使用，因此，使用DMVCO的频率综合器的结构并不复杂，不但其输出频率范围可以得到保证，而且功耗并不增加，同时兼顾了输出频率范围和功耗的要求。频率综合器中使用的QSSBM可以抑制混频时的镜像信号，提高压控振荡器的频谱纯度，频率杂散性好。
需要说明的是，以上实施例中对覆盖0.4-3GHz以及5-6GHz频段的频率综合器以及该频率综合器所使用的DMVCO进行了说明，本领域技术人员根据以上教导和启示，通过软件定义无线电的技术，实现对其它带宽范围的覆盖。因此，该发明DMVCO、频率综合器的可重构性好。
进一步，如图4所示，频率综合器10中，本振发生器一般地还包括锁相环(PLL)模块(图中未示出)，锁相环模块可以用来控制并稳定DMVCO的输出频率。应用图4所示的频率综合器10，可以进一步形成无线电接收装置(例如无线电接收机)，无线电接收装置所包括的其它具体部件在此不再一一详述。
以上例子主要说明了本发明的DMVCO、使用该DMVCO的频率综合器以及无线电接收装置。尽管只对其中一些本发明的实施方式进行了描述，但是本领域普通技术人员应当了解，本发明可以在不偏离其主旨与范围内以许多其他的形式实施。因此，所展示的例子与实施方式被视为示意性的而非限制性的，在不脱离如所附各权利要求所定义的本发明精神及范围的情况下，本发明可能涵盖各种的修改与替换。

Claims (1)

1.一种双模压控振荡器，其特征在于，包括第一压控振荡器单元和第二压控振荡器单元，所述第一压控振荡器单元工作于第一频段，所述第二压控振荡器工作于第二频段，所述第一频段与所述第二频段是高低不同的工作频段，所述第一频段与所述第二频段之间具有交叠频段；
每个所述压控振荡器单元均包括正交耦合模块；
所述双模压控振荡器可操作地工作于宽带模式或正交模式；
其中，工作于所述宽带模式时，仅通过第一压控振荡器单元或第二压控振荡器单元产生相应频率的差分信号；
工作于所述正交模式时，所述第一压控振荡器单元和第二压控振荡器单元同时工作在所述交叠频段，通过所述第一压控振荡器单元和第二压控振荡器单元的正交耦合模块，将所述第一压控振荡器单元与所述第二压控振荡器单元耦合在一起，并产生相应频率的正交信号。
2. 如权利要求1所述的双模压控振荡器，其特征在于，所述第一压控振荡器单元和第二压控振荡器单元在所述交叠频段的频率调谐特性基本相同。
3. 如权利要求2所述的双模压控振荡器，其特征在于，每个所述压控振荡器单元还包括：
开关式电容阵列，其用于控制所述第一压控振荡器单元和所述第二压控振荡器单元在所述交叠频段内的相应调谐曲线的所在频率相同；以及
开关式可变电容阵列，其用于控制所述第一压控振荡器单元和所述第二压控振荡器单元在所述交叠频段内的相应调谐曲线的调谐增益相同。
4. 如权利要求3所述的双模压控振荡器，其特征在于，所述开关式电容阵列包括多个开关式电容单元，每个开关式电容单元对应控制所述交叠频段内的一条调谐曲线的所在频率。
5. 如权利要求3所述的双模压控振荡器，其特征在于，所述开关式可变电容阵列包括多个开关式可变电容单元，每个开关式可变电容单元对应控制所述交叠频段内的一条调谐曲线的调谐增益。
6. 如权利要求4所述的双模压控振荡器，其特征在于，所述开关式电容阵列还包括多个采用二进制权重的开关式电容单元，对应控制所述压控振荡器在所述交叠频段外的调谐曲线的所在频率。
7. 如权利要求3所述的双模压控振荡器，其特征在于，每个所述压控振荡器单元还包括：
具有线性化功能的固定式可变电容模块，其用于控制所述第一压控振荡器单元和所述第二压控振荡器单元的调谐曲线的线性度。
8. 如权利要求3或7所述的双模压控振荡器，其特征在于，每个所述压控振荡器单元还包括：
相移网络模块，其用于提供基本为90°的相移以降低所述第一压控振荡器单元和第二压控振荡器单元在所述交叠频段对频率失配及幅度失配的敏感性。
9. 如权利要求2所述的双模压控振荡器，其特征在于，每个所述压控振荡器单元还包括片上电感和寄生电容。
10. 如权利要求1所述的双模压控振荡器，其特征在于，每个所述压控振荡器单元还包括：
负阻模块，其为所述压控振荡器单元的谐振腔提供振荡所需 要的能量；
其中，所述负阻模块包括两个相互交叉耦合的晶体管以及第一电流源阵列；通过控制所述第一电流源阵列来调整流经所述交叉耦合晶体管的电流大小，以控制所述第一压控振荡器单元或第二压控振荡器单元的输出信号幅度。
11. 如权利要求10所述的双模压控振荡器，其特征在于，所述第一电流源阵列与所述交叉耦合的晶体管之间设置第一开关，所述双模压控振荡器工作于宽带模式时，控制所述第一开关以选择所述第一压控振荡器单元和第二压控振荡器单元中的任意一个。
12. 如权利要求1所述的双模压控振荡器，其特征在于，所述正交耦合模块包括两个正交耦合晶体管，其中，第一压控振荡器单元/第二压控振荡器单元中的每个所述正交耦合晶体管的栅极与第二压控振荡器单元/第一压控振荡器单元的谐振腔的相应输出信号耦合。
13. 如权利要求12所述的双模压控振荡器，其特征在于，每个所述压控振荡器单元中设置用于为所述正交耦合晶体管提供偏置电流的第二电流源阵列。
14. 如权利要求13所述的双模压控振荡器，其特征在于，所述正交耦合晶体管与所述第二电流源阵列之间设置第二开关，通过控制所述开关以实现所述双模压控振荡器在所述宽带模式和所述正交模式之间切换。
15. 如权利要求1所述的双模压控振荡器，其特征在于，所述第一频段为3GHz至4.8GHz，所述第二频段为4GHz至6GHz，所述交叠频段为4GHz至4.8GHz。
16. 一种频率综合器，包括本振发生器，其特征在于，所述本振发生器包括：
如权利要求1所述的双模压控振荡器，
正交单边带混频器，以及
一级或一级以上的除法器；
其中，所述频率综合器可操作地工作于宽带模式或正交模式；
工作于所述宽带模式时，第一压控振荡器单元或第二压控振荡器单元所产生差分信号通过所述除法器处理以产生第一正交本振信号；
工作于所述正交模式时，将正交耦合处理后输出得到的正交信号和所述除法器所输出的正交信号输入至所述正交单边带混频器进行上变频处理以产生第二正交本振信号；
所述第一正交本振信号用于覆盖频率相对较低的第一输出频段，所述第二正交本振信号用于覆盖频率相对较高的第二输出频段。
17. 如权利要求16所述的频率综合器，其特征在于，所述本振发生器还包括第一级频率选通器和第二级频率选通器；
其中，所述第一级频率选通器选择第一压控振荡器单元或第二压控振荡器单元所述输出的相应频率的差分信号至所述除法器，所述第二级频率选通器选择任一所述除法器所输出的正交信号以输出所述第一正交本振信号。
18. 如权利要求16所述的频率综合器，其特征在于，所述第一输出频段为0.4GHz至3GHz，所述第二输出频段为5 GHz至6GHz。
19. 一种无线接收装置，其特征在于，包括如权利要求要求16所述的频率综合器。
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