CN1996761B - 一种正交压控振荡器及锁相环频率综合器 - Google Patents

Abstract

本发明一种正交压控振荡器及锁相环频率综合器，以两个差分压控振荡器为基础通过反相器组成的耦合电路而构成，输出正交信号，为了获得很好的正交性能，压控振荡器还包括补偿电路，补偿电路利用类锁相环原理对压控振荡器输出正交信号的不平衡现象进行反馈补偿，消除输出正交信号的不平衡现象。将其应用于锁相环频率综合器，通过在正交压控振荡器中加入补偿电感值工艺偏差的可调电容，利用类锁相环的原理自动对电感工艺偏差引起正交信号之间幅度不平衡的现象进行补偿，同时通过寄存器设置可以增强正交信号之间相位的正交性，可以获得很好的正交性能和很好的相位噪声性能。

Description

一种正交压控振荡器及锁相环频率综合器 

技术领域

本发明涉及集成电路的设计与应用技术领域，尤其涉及一种正交压控振荡器及锁相环频率综合器。 

随着无线通信技术的不断发展和无线通信标准的不断更新和推出。随之，无线通信市场不断扩大，对无线通信系统的设计，研究和集成也提出更多的要求。 

任何无线通信系统都需要一个本振信号，本振信号通常由锁相环频率综合器产生所需要的频率。频率综合器通常由鉴频鉴相器PFD(phase frequency detect)，电荷泵CP(charge pump)，环路滤波器，压控振荡器VCO(voltage-controlled oscillator)，分频器来组成。在频率综合器的技术指标中，相位噪声成为一个关键的技术指标。在组成频率综合器的系统结构中，影响相位噪声的因素很多，但是，压控振荡器VCO的本身的相位噪声性能很关键，其影响较大。为了降低VCO的相位噪声，已经出现了很多技术，例如为了提高片上集成螺旋电感的品质因子Q，在芯片上采取了一些微电子机械系统(microelectronics electronics mechanical system：MEMS)技术；还有利用片外的键合线(bonding wire)电感来提高电感的品质因子Q。前者因为工艺技术比较复杂，和数字CMOS工艺不兼容，成本高等原因，使得该技术的使用受到了一定的制约；而后者虽然工艺简单，但是键合线工艺的偏差比较大，例如同样位置的一根键合线，两次键合获得的电感值将可能产生约10％～20％的偏差。如果仅仅用在差分本振信号的产生，这个工艺误差或许是可以容忍的。但是，如果用于产生正交信号且键合线电感存在比较大的工艺偏差，将会出现正交两路的本振信号幅度不一致的现象。这将严重影响整个通信系统的性能。 

在传统的锁相环频率综合器中，如图1所示：主要由鉴频鉴相器PFD，电荷泵CP，低通滤波器，压控振荡器VCO和除N电路(/N)组成。其基本工作原理是PFD鉴别并输出反馈信号Fbak和参考信号Fref之间的相位误差值，例如，如果Fbak落后于Fref，那么，输出 信号UP为高电平，DN为低电平；反之，如果Fbak领先于Fref，输出信号DN为高电平，UP为低电平。其后的一个电路模块是电荷泵CP，其功能是，如果UP为高电平，就对输出用电流为Icp的电流充电；如果DN为高电平，就对输出用电流为Icp的电流放电。低通滤波器对充电和放电进行滤波，输出信号用于控制VCO，例如，如果低通滤波器输出的控制电压升高，VCO输出信号Fout的频率就增大；如果低通滤波器输出的控制电压降低，VCO输出信号Fout的频率就减小。VCO的输出信号经过N分频，也就是除N电路，输出信号Fbak到PFD。当环路稳定时，也即锁相环锁定时，Fref和Fbak同频率同相位，可得Fout＝N·Fref。 

传统的耦合方式的正交VCO如图2所示，它以两个差分VCO为基础，通过利用反相器组成的耦合电路，最终形成正交VCO，其中Vtune电压即为调谐VCO频率的控制电压。 

鉴于上述现有技术所存在的问题，本发明的目的是提供一种正交压控振荡器及锁相环频率综合器，通过使用键合线电感和在正交压控振荡器中加入补偿电感值工艺偏差的可调电容，利用类锁相环的原理自动对电感工艺偏差引起正交信号之间幅度不平衡的现象进行补偿，可以获得很好的正交性能和很好的相位噪声性能。 

本发明的目的是通过以下技术方案实现的： 

一种正交压控振荡器，包括两个交叉耦合的差分压控振荡器(VCO)、可调电容、反相器以及与补偿电路连接的端子，输出正交信号，还包括： 

补偿电路：利用类锁相环原理对包括两个交叉耦合的差分压控振荡器(VCO)的正交压控振荡器(VCO)输出正交信号的不平衡现象进行反馈补偿，消除输出正交信号的不平衡现象，其中，所述补偿电路具体包括： 

相位校准电路：由数字-模拟转换器(DAC)产生相位校准信号(Vphase)，该相位校准信号(Vphase)通过寄存器设置或通过编程控制，用于校准正交压控振荡器输出正交信号的相位不平衡； 

幅度校准电路：根据正交压控振荡器输出信号(Viout与Vqout)，产生幅度校准信号(Vamp1与Vamp2)，输入至正交压控振荡器，用于校准正交压控振荡器输出正交信号的幅 度不平衡；所述幅度校准电路具体包括： 

采样处理电路：获取正交压控振荡器输出信号(Viout与Vqout)，经过信号处理输出逻辑信号至电荷泵(CP)；所述采样处理电路具体包括：两个高通滤波器，用于分别接正交压控振荡器输出信号(Viout与Vqout)，获得具有相同共模电平的信号，分别输出至平方电路：两个平方电路：用于接收高通滤波器输出的两个相同共模电平的信号，分别经过相同的平方电路输出信号到两个低通滤波器；两个低通滤波器：用于保留平方电路输出的直流信号，滤掉平方电路输出的高频谐波信号，输出到比较器；比较器：用于比较平方电路输出的直流信号，获得逻辑信号；输出到电荷泵(CP)与检测及多路选择电路； 

电荷泵(CP)：根据采样处理电路的输出信号对环路滤波器进行充电或放电； 

环路滤波器：为一个环路滤波电容或高阶滤波器，其输出的幅度校准信号(Vamp1与Vamp2)为校准幅度平衡的信号；环路滤波器的输出连接到检测及多路选择电路； 

检测及多路选择电路：用于检测环路滤波器的幅度校准信号(Vamp1与Vamp2)是否达到极限值(VD)，并检测比较器输出的逻辑信号；同时根据环路滤波器的输出电压和比较器输出的逻辑信号，给出正交压控振荡器幅度校准信号(Vamp1与Vamp2)的值，用于校准正交压控振荡器输出正交信号的幅度不平衡。 

一种锁相环频率综合器，包括鉴频鉴相器(PFD)、电荷泵(CP)、低通滤波器、如上所述的正交压控振荡器(VCO)与分频器，该鉴频鉴相器(PFD)鉴别并输出反馈信号(Fbak)和参考信号(Fref)之间的相位误差值给电荷泵(CP)，输出充电或放电电流(Icp)，低通滤波器对充电和放电进行滤波，输出信号用于控制该正交压控振荡器(VCO)，该正交压控振荡器(VCO)的输出信号经过除N电路的N分频，输出反馈信号(Fbak)到该鉴频鉴相器(PFD)。 

由上述本发明提供的技术方案可以看出，本发明所述的一种正交压控振荡器及锁相环频率综合器，以两个差分压控振荡器VCO为基础通过反相器组成的耦合电路而构成，输出正交信号，为了获得很好的正交性能，所述的压控振荡器还包括补偿电路，补偿电路利用类锁相环原理对压控振荡器VCO输出正交信号的不平衡现象进行反馈补偿，消除输出正交信号的不平衡现象。将其应用于锁相环频率综合器，通过在正交压控振荡器中加入补偿电感值工艺偏差的可调电容，利用类锁相环的原理自动对电感工艺偏差引起正交信号之间幅度不平衡的现象进行补偿，同时通过寄存器设置可以增强正交信号之间相位的正交性，可以获得很好的正交性能和很好的相位噪声性能；将其应用于射频收发机电路，通过在正交压控振荡器中加入补偿可调电容，利用类锁相环的原理自动对接收和发射链路中因器件失配等引起正交信号之间幅度不平衡的现象进行补偿，可以提高收发机的性能。 

附图说明

图1为传统的锁相环频率综合器最基本的结构原理图； 

图2为传统的耦合方式的正交VCO结构图； 

图3为本发明所述的正交压控振荡器的电路结构图； 

图4为包括本发明所述的正交压控振荡器的锁相环频率综合器原理图； 

图5为本发明的一个实施例的控制电压Vamp的变化曲线图； 

图6为本发明的一个实施例的整个I路和Q路幅度由不平衡到平衡的收敛过程，图中上半部分为I路，下半部分为Q路； 

图7为本发明的一个实施例的I路和Q路在开始间段幅度不平衡的情况； 

图8为图5所示实施例的I路和Q路在29us以后，幅度平衡的情况。 

具体实施方式

本发明所述的一种正交压控振荡器，以两个差分压控振荡器VCO为基础通过反相器组成的耦合电路而构成，输出正交信号，以CMOS工艺为例，差分压控振荡器是由两个交叉耦合的PMOS(P型金属氧化物半导体)，两个交叉耦合的NMOS(N型金属氧化物半导体)以及电感L和电容C组成的并联谐振器而组成的；两个交叉耦合的PMOS的连接是两者的源端都连接到电源电压或者高电平，在两个PMOS中，其中一个PMOS的栅极和漏极分别连接到另一个PMOS的漏极和栅极，反之亦然；两个交叉耦合的NMOS的连接是两者的源端都连接到电源地或者低电平，在两个NMOS中，其中一个NMOS的栅极和漏极分别连接到另一个NMOS的漏极和栅极，反之亦然；两个NMOS的漏极和两个PMOS的漏极对应连接在一起，形成差分电路的两个差分输出；LC并联谐振器则连接到两个NMOS的两个漏极和两个PMOS的两个漏极分别互连的两个对应位置上；LC并联谐振器的连接则为电感的两端和电容的两端分别相连形成并联连接；进一步，电容C可细分为串连(或并联，或串、并联)几个电容，电感L可细分为串连(或并联，或串、并联)几个电感。耦合电路这 里可以是反相器或源随器组成的移相电路，以CMOS电路为例，反相器组成的移相电路是由一个NMOS和一个PMOS组成的，NMOS和PMOS的源端分别连接电源地和电源电压，两个晶体管的栅端和漏端分别连接在一起，连接在一起的栅端作为移相电路的输入端，连接在一起的漏端作为移相电路的输出端。 

为了获得很好的正交性能，所述的压控振荡器还包括补偿电路，补偿电路利用类锁相环原理对压控振荡器VCO输出正交信号的不平衡现象进行反馈补偿，消除输出正交信号的不平衡现象。下述结合补偿电路具体的结构组成对类锁相环原理及信号的处理过程做进一步的说明： 

所述的补偿电路包括相位校准电路与幅度校准电路，其中： 

相位校准电路：输出相位校准信号Vphase，用于校准正交压控振荡器输出正交信号的相位不平衡；所述的相位校准电路由数字-模拟转换器DAC产生Vphase，Vphase可以通过寄存器设置也可以通过编程控制。 

幅度校准电路：输出幅度校准信号Vamp，用于校准正交压控振荡器输出正交信号的幅度不平衡。所述的幅度校准电路根据正交压控振荡器输出的频率控制信号Viout与Vqout，产生两路幅度校准信号Vamp1与Vamp2，输入至正交压控振荡器，用于校准正交压控振荡器输出正交信号的幅度不平衡。 

所述的幅度校准电路包括： 

采样处理电路：获取正交压控振荡器输出信号Viout与Vqout，经过信号处理输出逻辑信号至电荷泵CP；具体可包括： 

两个高通滤波器：分别接Viout与Vqout，获得具有相同共模电平的信号，分别输出至平方电路； 

两个平方电路：接收高通滤波器输出的两个相同共模电平的信号，分别经过相同的平方电路输出信号到两个低通滤波器； 

两个低通滤波器：保留平方电路输出的直流信号，滤掉平方电路输出的高频谐波信号，输出到比较器； 

比较器：用于比较平方电路输出的直流信号，获得逻辑信号；输出到电荷泵CP与检测及多路选择电路； 

采样处理电路是对正交信号不平衡的采样处理，可以采用其它的方式实现。 

电荷泵CP：根据比较器的输出信号对环路滤波器进行充电或放电；例如，如果比较器输出的为高电平，电荷泵就对环路滤波器进行充电，反之，就对环路滤波器进行放电；

环路滤波器：为一个环路滤波电容，为低通滤波器，获得校准幅度平衡的信号；环路滤波器的输出连接到检测及多路选择电路；为了获得更好的性能，也可采用高阶滤波器，高阶滤波器的高阶是指滤波器的传输函数的阶数，阶数越高，滤波特性越好。高阶的滤波器可以是无源电阻、电容的电感组成的滤波器，也可是有源电路的滤波器，其输出Vamp为校准幅度平衡的信号；环路滤波器的输出连接到检测及多路选择电路； 

检测及多路选择电路：用于检测环路滤波器的输出电压Vamp是否达到极限值VD，并检测比较器输出的逻辑信号；同时根据环路滤波器的输出电压和比较器输出的逻辑信号，给出正交压控振荡器校准信号Vamp1与Vamp2的值，用于校准正交压控振荡器输出正交信号的幅度不平衡。 

本发明的具体实施方式如图3所示，图中所示为包括补偿可调电容的正交压控振荡器VCO，Vamp1和Vamp2是控制正交两路输出信号幅度平衡的信号，Vtune是控制正交VCO运行频率的信号。其中，除去两个基本的差分VCO，四个反相器组成的耦合电路中，反相器运行所消耗的电流通过Vphase来控制，如果Vphase的电压增加，则流过反相器的电流就增大，正交两路信号90°的相位差就越精确。 

图3所示正交VCO的运行原理如下：如果希望正交信号的90°相位差更精确，可以通过增加Vphase的电压获得；如果希望正交信号的幅度之间的差缩小，可以通过增加Vamp1或者Vamp2来实现，如果out1和out2的信号幅度大于out3和out4的信号幅度，那么，保持Vamp2的电压为0，通过增加Vamp1的电压，就可以缩小out1和out2的信号幅度与out3和out4的信号幅度之间的差。或者反之，保持Vamp1的电压为0，通过增加Vamp2的电压，就可以缩小out1和out2的信号幅度与out3和out4的信号幅度之间的差。如果希望正交信号的幅度之间的差缩小，还可以设定Vamp1和Vamp2的电压同时从某个中间电平开始，一个向高的电压值方向增加，一个向低的电压值方向增加；或者设定Vamp1和Vamp2的电压分别从一个限定的高电压值和一个限定的低电压值向高、低限定值之间的中间值变化。 

本发明的具体实施方式完整的结构原理图如图4，图4为一个由正交VCO实现的锁相环频率综合器，还包括鉴频鉴相器PFD、电荷泵CP、低通滤波器和分频器。本例中的正交VCO为I/Q(同相和正交相位)自动校准的一种实施方式。图4中正交VCO的控制包括：Vtune(频率调谐控制信号)，也即图1中的Vctrl，是控制正交VCO频率的；Vamp1和Vamp2是校准I/Q幅度不平衡的；Vphase，是校准I/Q相位不平衡的，这里Vphase是通过数字-模拟转换器(DAC)，也就是“相位校准电路”产生的信号，可以通过寄存器设 置，也即是可编程的控制Vphase的值。图4中正交VCO输出包括：Fout(VCO的输出或频率综合器的输出)，是VCO的输出，用于反馈给频率综合器的鉴频鉴相器，实现目标频率的锁定；Viout(同相输出信号)和Vqout(正交相位输出信号)也是频率综合器输出的信号，分别是I和Q路的输出，用于实现I/Q幅度不平衡的校准。 

幅度校准电路为图4下半部分所示，Viout和Vqout分别经过Ci和Ri组成的两个高通滤波器，获得具有相同共模电平的信号；然后，高通滤波器输出的信号分别输入到两个相同的平方电路；平方电路的输出信号输入到低通滤波器，滤掉高频谐波信号，获得平方电路输出的直流信号；用比较器比较平方电路输出的直流信号，获得逻辑信号；比较器输出的逻辑信号输入到电荷泵(CP：charge pump)电路和检测及多路选择(detect& Mux)电路；电荷泵的输出连接到一个一阶环路滤波器(也可以是高阶滤波器)，也即一个环路滤波电容Cloop，获得控制I/Q幅度平衡的信号；环路滤波器的输出连接到检测及多路选择电路；检测及多路选择电路的输出连接到正交VCO的Vamp1和Vamp2。 

图4中电路的工作原理如下：Viout和Vqout分别经过Ci和Ri组成的两个高通滤波器后，获得具有相同共模电平Vref的信号： 

VI＝Vref+Viout，(1) 

VQ＝Vref+Vqout，(2) 

设其交流信号分别为Viout＝A1cosωt，Vqout＝A2sinωt，其中A1和A2分别为信号的幅度值，通过设定Ci和Ri的值，可以使得A1和A2的值较小，那么： 

VI＝Vref+Viout＝Vref+A1cosωt，(3) 

VQ＝Vref+Vqout＝Vref+A2sinωt，(4) 

然后，高通滤波器输出的信号分别输入到两个相同的平方电路，通常，在用模拟电路实现平方电路时，只是对交流信号进行平方，直流信号只是提供一个偏置，那么平方电路的输出信号分别为： 

(VI)²＝Vr+A1²×(cosωt)²＝Vr+A1²×(1+cos2ωt)/2，(5) 

(VQ)²＝Vr+A2²×(sinωt)²＝Vr+A2²×(1-cos2ωt)/2，(6) 

这里，设Vr为Vref经过平方电路后的直流偏置的值，设该平方电路的工作是一阶近似的二次平方，实际的电路可能会产生更多的谐波信号，为了简单，在不影响精度的情况下，这里省略了。 

I路和Q路信号经过平方电路后的输出信号(VI)²和(VQ)²被分别输入到由RC组成的低通滤波器中，滤掉交流信号，得到与I路和Q路信号幅度相关的直流信号Vid和Vqd：

Vid＝Vr+A1²/2：(7) 

Vqd＝Vr+A2²/2；(8) 

如果Vid>Vqd，那么，上面的比较器的输出就为逻辑高电平，下面的比较器就输出逻辑低电平；电荷泵电路就会给Cloop充电，进而获得增加的Vamp，进而控制I路和Q路信号的幅度得到平衡；如果Vid<Vqd，那么，上面的比较器的输出就为逻辑低电平，下面的比较器就输出逻辑高电平；电荷泵电路就会给Cloop放电，进而获得减小的Vamp，控制I路和Q路信号的幅度得到平衡。 

检测和多路选择电路可以实现如下控制： 

情形1：Vamp1＝Vamp，同时Vamp2＝0；(9) 

或 

Vamp2＝Vamp，同时Vamp1＝0；(10) 

情形2：Vamp1＝VD/2+Vamp，同时Vamp2＝VD/2-Vamp；(11) 

或 

Vamp2＝VD/2-Vamp，同时Vamp1＝VD/2+Vamp；(12) 

情形3：Vamp1＝VD-Vamp，同时Vamp2＝0+Vamp；(13) 

或 

Vamp2＝VD-Vamp，同时Vamp1＝0+Vamp；(14) 

这里，设0和VD为设定的极限值。 

检测和多路选择电路可以根据上、下两个比较器输出逻辑值的状态以及Vamp的值，设定Vamp1和Vamp2的输出应该选择(9)，(11)，或(13)式的结果；还是设定Vamp1和Vamp2的输出应该选择(10)，(12)，或(14)式的结果。 

这里，用搜索算法来实现上述的选择和判决：假设初始情况下，选择(9)，(11)或(13)式，如果可以正确收敛，就不用再变换选择了；如果在初始设置下，出现如下情况：Vamp达到了极限值(如VD)，而且比较器输出的逻辑状态仍然要求电荷泵充电使得Vamp值增加，那么，初始的选择就需要跳转到选择(10)，(12)或(14)式，这样就可以正确收敛了。 

图5～图8是图4实施例的结果。这里，两个差分VCO中谐振器的电感采用键合线电感，目的是利用键合线电感的高品质因子Q，以获得好的相位噪声性能，它们的值分别为4nH和3nH，存在比较大的工艺偏差，其它器件的参数完全一致，选择(9)和(10)式作为实施方案。

图5为Vamp的控制电压的变化曲线，可知从Ous开始，到29us的时候，Vamp的电压从0V变化到了1.195V，这里设定的极限值VD为电源电压值2.5V。29us之后，Vamp的电压保持不变，且没有达到极限值，说明自动调谐系统获得收敛。 

相应的可以在图6～图8可以看到I路和Q路的信号幅度平衡的收敛过程。图6为整个I路和Q路幅度由不平衡到平衡的收敛过程。图7为I路和Q路在开始间段幅度不平衡的情况。图8为I路和Q路在29us以后，幅度平衡的情况。实验测试可知，29us后，I路和Q路幅度平衡的特性可以达到小于0.02dB。 

本发明主要提出了通过用平方电路采样I路和Q路信号的幅度不平衡信息，用类锁相环的原理自动补偿实现I路和Q路信号幅度的平衡。但本发明的保护范围并不局限于此，无论采用何种采样I路和Q路信号的幅度不平衡信息的方式或方法，凡是使用本发明中阐述的类锁相环的原理自动补偿实现I路和Q路信号幅度和相位平衡的方法，都属于本发明的范畴。同时任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (2)

1.一种正交压控振荡器，包括两个交叉耦合的差分压控振荡器(VCO)、可调电容、反相器以及与补偿电路连接的端子，输出正交信号，其特征在于，还包括：

补偿电路：利用类锁相环原理对包括两个交叉耦合的差分压控振荡器(VCO)的正交压控振荡器(VCO)输出正交信号的不平衡现象进行反馈补偿，消除输出正交信号的不平衡现象，其中，所述补偿电路具体包括：

相位校准电路：由数字-模拟转换器(DAC)产生相位校准信号(Vphase)，该相位校准信号(Vphase)通过寄存器设置或通过编程控制，用于校准正交压控振荡器输出正交信号的相位不平衡；

幅度校准电路：根据正交压控振荡器输出信号(Viout与Vqout)，产生幅度校准信号(Vamp1与Vamp2)，输入至正交压控振荡器，用于校准正交压控振荡器输出正交信号的幅度不平衡；所述幅度校准电路具体包括：

采样处理电路：获取正交压控振荡器输出信号(Viout与Vqout)，经过信号处理输出逻辑信号至电荷泵(CP)；所述采样处理电路具体包括：两个高通滤波器，用于分别接正交压控振荡器输出信号(Viout与Vqout)，获得具有相同共模电平的信号，分别输出至平方电路：两个平方电路：用于接收高通滤波器输出的两个相同共模电平的信号，分别经过相同的平方电路输出信号到两个低通滤波器；两个低通滤波器：用于保留平方电路输出的直流信号，滤掉平方电路输出的高频谐波信号，输出到比较器；比较器：用于比较平方电路输出的直流信号，获得逻辑信号；输出到电荷泵(CP)与检测及多路选择电路；

电荷泵(CP)：根据采样处理电路的输出信号对环路滤波器进行充电或放电；

环路滤波器：为一个环路滤波电容或高阶滤波器，其输出的幅度校准信号(Vamp1与Vamp2)为校准幅度平衡的信号；环路滤波器的输出连接到检测及多路选择电路；

检测及多路选择电路：用于检测环路滤波器的幅度校准信号(Vamp1与Vamp2)是否达到极限值(VD)，并检测比较器输出的逻辑信号；同时根据环路滤波器的输出电压和比较器输出的逻辑信号，给出正交压控振荡器幅度校准信号(Vamp1与Vamp2)的值，用于校准正交压控振荡器输出正交信号的幅度不平衡。

2.一种锁相环频率综合器，其特征在于，包括鉴频鉴相器(PFD)、电荷泵(CP)、低通滤波器、如权利要求1所述的正交压控振荡器(VCO)与分频器，该鉴频鉴相器(PFD)鉴别并输出反馈信号(Fbak)和参考信号(Fref)之间的相位误差值给电荷泵(CP)，输出充电或放电电流(Icp)，低通滤波器对充电和放电进行滤波，输出信号用于控制该正交压控振荡器(VCO)，该正交压控振荡器(VCO)的输出信号经过除N电路的N分频，输出反馈信号(Fbak)到该鉴频鉴相器(PFD)。

Images