CN1310903A - 正交解调器中基于微分和相乘的定时恢复 - Google Patents

正交解调器中基于微分和相乘的定时恢复 Download PDF

Info

Publication number
CN1310903A
CN1310903A CN00800989A CN00800989A CN1310903A CN 1310903 A CN1310903 A CN 1310903A CN 00800989 A CN00800989 A CN 00800989A CN 00800989 A CN00800989 A CN 00800989A CN 1310903 A CN1310903 A CN 1310903A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
phase
orthogonal
orthogonal signalling
differential
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN00800989A
Other languages
English (en)
Inventor
R·莫欣德拉
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Koninklijke Philips Electronics NV
Publication of CN1310903A publication Critical patent/CN1310903A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
    • H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
    • H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
    • H04L7/0334—Processing of samples having at least three levels, e.g. soft decisions

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

正交解调器中基于微分和相乘的定时恢复。通过把接收到的调制信号与本地振荡器信号进行正交混频,对接收到的正交调制信号进行解调。对经过降频转换的同相和正交信号进行采样。该样本信号经过差动检测,从由正交调制信号所传输的符号中生成二进制数字。采样受符号定时恢复信号控制,该定时信号源于经过降频转换的同相和正交信号。此外,各自的同相和正交信号要对时间微分,然后微分信号分别与正交和同相信号相乘,再对相乘的信号做减法操作从而得到差信号。该差信号控制符号定时恢复,其中控制采样定时的时钟信号被锁定到该差信号上。

Description

正交解调器中基于微分和相乘的定时恢复
本发明涉及解调正交调制信号的方法中的符号定时恢复，这种正交调制信号一般是正交幅度调制信号，并且特别是四相位或正交相位偏移键控信号(QPSK)、偏置QPSK信号、或者差分QPSK信号。解调器使用的解调方法还特别涉及到π/4-DQPSK信号(例如在IS-136移动无线系统中以及遵循TIA/EIA标准的PWT无绳电话系统中所应用的那样)。对这种π/4-DQPSK信号来说，除了采用相位调制以外，其典型的特点就是存在比较大的幅度变化，即非恒定包络信号。本发明还涉及到用于这种正交调制信号的解调器、接收机以及收发机。从原理上讲，解调器适合用于解调经过降频转换的、零IF或低IF的正交信号。
在美国专利No.4766392中阐述了一种用于相角调制信号的正交解调器，可以提供给零IF接收机使用，即接收机内接收到的相角调制信号被提供给正交混频器，以便把接收到的相角调制的信号进行降频转换，从而形成基带正交信号，其中，同相信号与正交信号的中频都为零。所谓的WAM类型的解调器(微分和相乘)，其中在数据解调路径中提供微分和相乘装置，该装置由一对出现在数据路径中的微分器和乘法器构成，微分器的输出被连接到乘法器的输入，而且微分器的输入也被交叉连接到乘法器的输入。为了获得“理想”的FM解调器，要求提供判定同相和正交信号包络的装置，该包络判定装置控制数据路径中可变增益放大器的增益，该可变增益放大器被连接在减法器与输出端的低通滤波器之间，该减法器用于对两个乘法器输出信号之间进行相减，该输出端给出解调信号。包络判定装置以及可变增益放大器组成快速AGC(自动增益控制)装置。如果没有使用快速AGC装置，则解调器不可能适合于解调已调制的π/4-DQPSK信号，原因在于这些信号是非恒定幅度信号。然后，由于正交混频之后接收到的射频相角调制信号的幅度波动会引起复信号的畸变，所以该解调器不能正常地用做FM解调器工作。然而快速AGC也是我们不期望使用的，其原因在于快速AGC对带宽和功率消耗的要求都比较高。特别是在便携式设备中，更加不能允许大的功率消耗。对于零中频的π/4-DQPSK信号来说，微分器应该是高通滤波器(例如RC滤波器)，其3dB截止频率也比较大(如10-20MHz)，即大带宽滤波器。微分器应该工作在比较大的线性范围之内，不应该出现下述情况：即微分器的频率工作范围与其3-dB截止频率之间的距离十分小。如果是这种情况，则该解调器得到的BER(误比特率)性能会非常差。
其它已知的用于正交调制信号(例如频率或相位调制信号)的解调器包含差动检测装置，它代替由“理想”解调器(例如上述美国专利No.4766392中阐述的)完成的解调过程。如果没有特殊的措施，由于不能达到最佳符号定时恢复，则这种使用差动检测装置的解调器并不适用于解调π/4-DQPSK信号或者其它的非恒定包络的正交调制信号。
π/4-DQPSK调制(解调)在Artech出版公司出版的，L.E.Larson编写的《用于无线通信的射频和微波电路设计》(1996)一书的193页到204页中有描述。
而且，数字锁相环电路(DPLL)也是公知的，这种电路特别适用于正交解调器中的符号定时恢复装置。
本发明的一个目的在于提供一种具有最佳符号定时恢复的差动检测类型的用于解调正交调制信号的解调方法。
本发明的另外一个目的在于提供一种采用自动增益控制去控制解调的方法，其控制速率与正交调制信号的符号速率相比是很慢的。
本发明还有一个目的在于提供一种采用简单而有效的符号锁定装置的解调方法。
根据本发明，所提供的用于解调正交调制信号的方法包括：
使该正交调制信号与本地振荡器信号进行正交混频，以便生成同相信号与正交信号，该同相与正交信号就是该正交调制信号经过降频转换的基带信号。
对该同相和正交信号进行采样，以便生成各自的同相和正交信号样本，该采样过程受到符号定时恢复信号的控制，该符号定时恢复信号通过锁定到在该正交调制信号中所传输符号的符号速率上而从该同相和正交信号中产生出来；
对该同相和正交信号样本进行差动检测，以便根据该符号生成二进制数字；
使该同相和正交信号对时间微分，以便生成各自的第一和第二微分信号；
使该第一微分信号与该正交信号相乘，以便生成第一辅助信号，使该第二微分信号与该同相信号相乘，以便生成第二辅助信号；以及
通过该第一辅助信号与第二辅助信号的相减，以形成差信号，该差信号控制该锁定过程。
本发明基于如下的理解，当采用差动检测时，可以从经过降频转换的复信号的大的包络变化中获得好处。应该认识到，当这种大的变化用于符号定时恢复路径中时，则是有帮助作用的，而不是有害的。应该可以理解到，这种大的幅度变化会对提供给符号定时恢复装置的信号中的大幅度峰值进行均衡，即幅度波动对该差信号具有均衡作用。
还应该可以理解到，慢速AGC(尽管不是绝对地需要)只能实现对提供给符号定时恢复装置的信号的某些峰化作用。从理论上讲，为了保持数据路径中的信号处于数据路径中提供的滤波器的动态范围之内，需要或希望仅仅有一些AGC功能。
符号定时恢复装置最好采用数字锁相环电路的方式来实施。
图1概略地给出了根据本发明的收发机框图；
图2是说明π/4-DQPSK解调的相位域；
图3说明根据本发明的π/4-DQPSK解调器的幅度变化；
图4给出中间信号和根据本发明的解调器中的经过均衡的中间信号。
图1根据本发明概要地给出收发机1的框图。收发机1包括发射机2和接收机3，发射机2和接收机3通过Tx/Rx双工器或开关5以及带通滤波器6连接到天线4，天线4发射和接收正交调制的射频信号Tx和Rx。在只有接收机操作功能的情况下，发射机2以及Tx/Rx双工器或开关可以被省略。
发射机2包括发射编码器7，用于对基带数字发射数据Td进行编码。发射编码器7包括串并变换器8，用于从发射数据Td中生成两比特符号Sy，以便提供给π/4-DQPSK编码器9以及低通滤波器10和11。串并变换器8、π/4-DQPSK编码器9以及滤波器10和11分别拥有发射比特时钟输入12、发射符号时钟输入13以及参考时钟输入14。发射编码器7被连接到正交调制器15。该正交调制器内包括第一混频器16，其第一输入17被连接到滤波器10的输出18，而其第二输入19通过90度移相器21被连接到本地振荡器装置20，以及还包括第二混频器22，其第一输入23被连接到滤波器11的输出24，其第二输入25被连接到本地振荡器装置20。该正交调制器15还包括组合器26，用于组合混频器16和22的输出信号。正交调制器15通过发射功率放大器27和低通滤波器28被连接到Tx/Rx双工器5。π/4-DQPSK发射编码器7生成差分编码移相键控信号。输入比特流Td被分为两比特符号Sy的各个组。连续的符号Sy是QPSK星座中旋转π/4相位的两个点，其中每一个符号都是位于I轴或Q轴上，或者位于相对I轴或Q轴旋转π/4角度的轴上。在π/4-DQPSK中，由8个等间距相位角度的点来表示符号，根据当前符号的相位值，其中仅有被选中的相位角度可以被用于下一个符号，见图2，其中说明π/4-DQPSK解调的相位域。如果当前符号Sy对应于零相位角，则下一个符号所能允许的相位角只能位于相对I轴和Q轴旋转π/4角度的轴上，如图2中从当前符号Sy出发的箭头所示。这就意味着当前符号Sy之后的符号相位角只能取45、135、-45、-135度。当前符号的相角加上差分相位角度可以得到下一个符号的相位角度，传输该差分相位角度。如图所示，对于下一个符号，差分相位角度被映射成传输比特流Td中的两个比特的函数。给定当前符号Sy的相位角度为零度，则相位角-135度将被添加到下一组比特“00”，而相位角-45度、45度和135度分别被添加到下一组比特“01”、“10”和“11”。由于在发送信号中经常会发生长串0或1的相位转换，所以与其它类型的相位调制来说，这种方法使接收机更加容易实现符号定时恢复。图2中还给出了接收机3从另外的收发机接收到的π/4-DQPSK接收信号的接收矢量Ve。
接收机3包含被连接到Tx/Rx双工器和开关5的低噪声放大器30。放大器30被连接到正交解调器31，其输入32用于接收经过滤波和放大的正交调制信号s(t)。该解调器31包括正交混频装置，其中包括混频器33，其第一输入34连接到输入32，第二输入35连接到本地振荡器装置20，以及还包括混频器36，其第一输入37连接到输入32，第二输入38经过90度相移器39连接到本地振荡器装置。混频器33生成同相信号I’，混频器36生成正交信号Q’，而且同相和正交信号I’和Q’是正交调制信号s(t)的经降频转换之后的基带信号，它们可以是零IF或低IF。在接收机3的同相分支中，还相继地包括低通滤波器50、可变增益放大器51以及低通滤波器52，在接收机3的正交分支之中，接收机3还相继地包括低通滤波器53、可变增益放大器54以及低通滤波器55。接收机3内还包括自动增益控制装置56，用于测量可变增益放大器51和54输出的信号值，该测量到的数值可以控制可变增益放大器51和54的增益。从解调的角度看，根据本发明从理论上讲，接收机3中的自动增益控制可以被忽略。当存在自动增益控制装置时，与符号Sy的符号速率相比，其控制速度也是要慢很多。虽然自动增益略微地峰化一个要被用于符号定时恢复的信号，但是这种信号仍然很适用于控制定时恢复。基本上说，根据本发明，接收机3内的自动增益控制可以用于将信号维持位于滤波器50、52、53和55的动态范围之内。在滤波器52和55的输出端57和58分别会出现信号I’和Q’在滤波之后所得到的信号I和Q。
为了生成各自的同相和正交样本值I(k)和Q(k)，接收机3还包括采样装置60，以用于对同相和正交信号进行取样，而且还包括连接到采样装置60的差动检测器61。采样装置60内包括各自的模数转换器63，以及用于控制以t=kT的速率进行取样的取样控制装置64和65，其中t表示时间，k表示整数值，T表示采样周期。根据差分方程，差动检测器61对接收到的正交调制信号Rx中的每个差动检测接收符号Sy提供两个比特xk和yk，差分方程如下：
xk=-sign[Q(k)I(k-1)-I(k)Q(k-1)]，以及
yk=-sign[I(k)I(k-1)+Q(k)Q(k-1)]，其中sign就是熟知的正负号函数，如果x＞0，则sign(x)=1，如果x=0，则sign(x)=0，如果x＜0，则sign(x)=-1，其中x是正负号函数的自变量。
差动检测独立于接收到的复信号s(t)的包络畸变。根据本发明，这种幅度畸变或者幅度变化(图3所示)发生在π/4-DQPSK解调器中，其原因在于π/4-DQPSK信号的性质，还在于既没有使用快速AGC去对这种畸变进行均衡，也没有采用“理想”的FM解调器(例如在美国专利US4766392中所描述的那样)。如果在US4766392中采用慢速AGC(因而FM解调器不再是理想的)，则US4766392中的混频器22和25的输出信号[I.(dQ/dt)-Q.(dI/dt)]会存在比较大的幅度波动，并且不再适用于检测π/4-DQPSK信号。本发明采用差动检测来作为替代，令经过均衡的信号用于符号定时恢复。
接收机3还包括通过限制器71连接到正交混频装置31的符号定时恢复装置70，用于根据接收数据之前(没有画出)的前同步信号(没有画出)，从同相和正交信号I和Q生成符号定时恢复信号sr。符号定时恢复装置70可以是本领域内熟知的数字锁相环电路。符号定时恢复信号sr决定采样装置60的采样时刻t=kT。采样应该在接收信号眼图的最佳眼张开时刻进行，在本领域内这种眼图是十分熟知的。
根据本发明，用于定时恢复的均衡信号可以通过微分和相乘装置72得到，该装置用于将同相和正交信号I和Q对时间微分，以便生成第一和第二微分信号dI/dt和dQ/dt(分别别由73和74表示)，还用于把信号dI/dt与信号Q相乘，以及把信号dQ/dt与信号I相乘(分别由乘法器75和76表示)，生成各自的辅助信号A和B。由信号A和B通过差值形成装置77生成差信号A-B。由于微分后的相位信号的定标并不影响微分后的相位信号(它将要进一步受到限制)的极性和过零点，信号A-B本质上不同于理想FM解调器的输出信号，并且非常适合用作控制符号定时恢复装置70的信号。慢速AGC会略微地峰化差信号A-B。
图4中给出了在采用超高速AGC时输出端57和58上出现的信号v(t)、即理想FM解调器信号，并且给出了没有采用AGC时差值形成装置77的输出78端的中间信号A-B，以及采用慢速AGC时的略微峰化的中间信号(A-B)’，根据本发明在解调器31中，信号v(t)、(A-B)以及(A-B)’是在符号周期T上得到的平均频率变化Δf，t表示时间，Δf=Δφ/Δt，其中Δφ表示在符号周期T内的相位变化。信号A-B是理想FM解调器输出的经过定标后的形式，它经过r2定标，其中r表示接收信号的载波包络：(A-B)=I.dQ/dt-Q.dI/dt=r2dφ/dt。
正如图3中所看到的，接收信号r1包络的大小(在符号周期内有π/4的相位变化)要远远大于接收信号r2的包络变化(在符号周期内有3π/4的相位变化)，即在+-π/4相位变化的情况下，微分和相乘装置72的增益要远远大于+-3π/4相位变化情况下的增益。这种增益上的变化还对信号v(t)有均衡作用，即通过r2的定标使得信号v(t)中的频率峰值被消除掉(这发生在当r值很小时)。采用慢速AGC仍然可以均衡信号v(t)，如图4中的信号(A-B)’所示。由于通常出现在理想FM解调器输出中的频率峰值已经被符号定时恢复路径中的微分和相乘装置(DAM)72消除，所以与理想FM解调器的数据路径中的DAM相比，微分器73和74(以一阶高通滤波器的方式来实施)可以具有更低的截止频率，而对误比特率没有负面的影响。
微分相乘装置72可以以数字方式实施。在这种情况下，可以提供另外两个模数转换器(没有画出)用于对信号I和Q进行采样，以便生成用于数字DAM72的样本值。数字DAM72可以直接通过编程数字处理器或类似的装置采用上述用于(A-B)的等式来实施。而且基带解调器部分(即混频器33和36后面的部分)也可以通过这样的编程信号处理器以数字化的方法来实施。在这种情况下，滤波器50、52、53和55；放大器51和54；AGC装置56；DAM72；限制器71以及差值形成装置77都是可编程计算装置，如何实施数字低通滤波器和高通滤波器、减法器和放大器等等都是本领域已经熟知的技术。当以数字化方式实施时，DAM72只需要比较低的采样速率(例如每秒钟采样四次)，以获得适当的符号定时恢复。
很明显从上述观点出发，对本领域内的技术人员来说可以对本发明做出各种修改，而不脱离后随的权利要求中定义的本发明的精神实质和范围，而且本发明也不限制于在此提供的实例。词语“包括”并不排除其它没有列举在权利要求中的部件和步骤。

Claims (10)

1．用于解调正交调制信号(s(t))的方法，该方法包括：
使该正交调制信号与本地振荡器信号进行正交混频，以便生成同相信号(I)和正交信号(Q)，该同相和正交信号(I,Q)是该正交调制信号经过降频转换成的基带信号；
对该同相和正交信号(I,Q)进行取样，以便生成各自的同相信号样本(I(k))和正交信号的样本(Q(k))，该采样过程受符号定时恢复信号(ST)的控制，该符号定时恢复信号通过锁定到在该正交调制信号(s(t))中所传输符号的符号速率上而从该同相和正交信号(I,Q)中产生出来；
对该同相和正交信号采样值(I(k),Q(k))进行差动检测，以便根据该符号生成二进制数字；
使该同相和正交信号(I,Q)对时间微分，以便生成各自的第一和第二微分信号；
使该第一微分信号与该正交信号(Q)相乘，以便生成第一辅助信号(A)，以及使该第二微分信号与该同相信号(I)相乘，以便生成第二辅助信号(B)；以及
通过该第一和第二辅助信号(A,B)相减，以形成差信号(A-B)，该差信号(A-B)控制该锁定过程。
2．权利要求1中的方法，其中该同相和正交信号(I,Q)在进行该采样操作和该微分操作之前分别由可变增益放大器进行放大，并且要测量由该可变增益放大器生成的各自输出信号值，该测量值确定用于控制该可变增益放大器的增益控制信号。
3．权利要求2中的方法，其中对该可变增益放大器的控制要以比该符号速率慢的速率来进行。
4．权利要求1中的方法，其中该锁定是通过把参考时钟信号的相位锁定到该差信号的相位上来实施的，相位锁定后的该参考时钟信号就是该符号定时恢复信号。
5．权利要求1中的方法，其中该差信号在控制该锁定之前要受到限制。
6．用于正交调制信号的解调器，该解调器包括：
用于该正交调制信号(s(t))的输入端(32)；
本地振荡器装置(20)；
正交混频的装置(33,36)，其输入端(34、37、35、38)与所述输入端(32)和该本地振荡器装置(20)相连，用于生成同相信号(I)和正交信号(Q)，该同相和正交信号(I,Q)就是该正交调制信号(s(t))经过降频转换的基带信号或低频信号；
连接到该正交混频装置(33,36)的符号定时恢复装置(70),用于通过锁定到该正交调制信号(s(t))中所传输符号的符号速率而从该同相和正交信号(I,Q)中生成符号定时恢复信号(ST)；
连接到该正交混频装置(33,36)的采样装置(62,63)，用于对该同相和正交信号(I,Q)进行采样，以便生成各自的同相信号样本(I(k))和正交信号样本(Q(k))，该采样装置(62,63)受到该符号定时恢复信号(ST)的控制；
根据该同相和正交信号样本(I(k),Q(k))对该符号进行差动检测、并且从该检测的符号生成二进制数字的差动检测装置(61)；
微分和相乘装置(73,74,75,76)，用于使同相和正交信号(I,Q)对时间进行微分，以便生成各自的第一和第二微分信号，并且用于使该第一微分信号与该正交信号(Q)相乘，以便得到第一辅助信号(A)，使该第二微分信号与该同相信号(I)相乘，以便得到第二辅助信号(B)；以及
用于通过在第一和第二辅助信号(A,B)之间进行相减以形成差信号(77)的装置，该差信号(A-B)控制所述符号定时恢复装置(70)。
7．权利要求6中的解调器，包括用于放大同相信号的第一可变增益放大器(51)，以及用于该正交信号的第二可变增益放大器(55)，该第一和第二放大器(51,55)拥有各自的增益控制输入，而且被连接在该混频装置(33,36)与该采样装置(62,63)之间，以及用于测量该可变增益放大器(51,54)各自输出信号值的电平测量装置(56)，该测量值确定提供给该增益控制输入端的增益控制信号，以便用于控制该可变增益放大。
8．权利要求6中的解调器，其中该定时符号恢复装置(70)由数字相位锁相环电路组成，这种锁定可以通过把参考时钟信号的相位锁定到该差信号的相位来实现，相位锁定后的该参考时钟信号就是该符号定时恢复信号(58)。
9．权利要求6中的解调器，包括连接在该微分和相乘装置(73,74,75,76)与该符号定时恢复装置(70)之间的限制装置(71)。
10．一种接收机(1)，包含接收机前端(6,5,30)，以及与该接收机前端相连的天线(4)，该天线(4)接收正交调制信号(s(t))，而且该接收机还包含用于对该正交调制信号进行解调的解调器，该解调器包括：
用于该正交调制信号(s(t))的输入端(32)；
本地振荡器装置(20)；
正交混频装置(33,36)，其输入端(34、37、35、38)与所述输入端(32)和该本地振荡器装置(20)相连，用于生成同相信号(I)和正交信号(Q)，该同相和正交信号(I,Q)就是该正交调制信号(s(t))经过降频转换的基带信号；
连接到该正交混频装置(33,36)的符号定时恢复装置(70),用于通过锁定到该正交调制信号(s(t))中所传输符号的符号速率上而从该同相和正交信号(I,Q)中生成符号定时恢复信号(ST)；
连接到该正交混频装置(33,36)的采样装置(62,63)，用于对该同相和正交信号(I,Q)进行采样，以便生成各自的同相信号样本(I(k))和正交信号样本(Q(k))，该采样装置(62,63)受到该符号定时恢复信号(ST)的控制；
根据该同相和正交信号样本(I(k),Q(k))对该符号进行差动检测、并且从该检测的符号生成二进制数字的差动检测装置(61)；
微分和相乘装置(73,74,75,76)，用于使同相和正交信号(I,Q)对时间进行微分，以便生成各自的第一和第二微分信号，并且用于使该第一微分信号与该正交信号(Q)相乘，以便得到第一辅助信号(A)，使该第二微分信号与该同相信号(I)相乘，以便得到第二辅助信号(B)；以及
用于通过在第一和第二辅助信号(A,B)之间进行相减以形成差信号(77)的装置，该差信号(A-B)控制所述符号定时恢复装置(70)。
CN00800989A 1999-05-24 2000-04-26 正交解调器中基于微分和相乘的定时恢复 Pending CN1310903A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/316,556 1999-05-24
US09/316,556 US6127884A (en) 1999-05-24 1999-05-24 Differentiate and multiply based timing recovery in a quadrature demodulator

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN1310903A true CN1310903A (zh) 2001-08-29

Family

ID=23229547

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN00800989A Pending CN1310903A (zh) 1999-05-24 2000-04-26 正交解调器中基于微分和相乘的定时恢复

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6127884A (zh)
EP (1) EP1101336A1 (zh)
JP (1) JP2003500931A (zh)
KR (1) KR20010072039A (zh)
CN (1) CN1310903A (zh)
TW (1) TW494616B (zh)
WO (1) WO2000072542A1 (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100379233C (zh) * 2004-09-03 2008-04-02 杭州国芯科技有限公司 改进定时锁定检测的方法
CN101119358B (zh) * 2006-07-31 2011-01-19 东芝泰格有限公司 正交解调装置
CN1996761B (zh) * 2006-01-05 2011-04-27 北京六合万通微电子技术股份有限公司 一种正交压控振荡器及锁相环频率综合器
CN101060509B (zh) * 2006-04-19 2011-12-21 株式会社日立国际电气 符号定时检测器和无线终端

Families Citing this family (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6373903B1 (en) * 1998-08-31 2002-04-16 Ericsson, Inc. Apparatus and method for increasing the effective data rate in communication systems utilizing phase modulation
DE69921475T2 (de) * 1999-03-11 2006-02-02 Mitsubishi Denki K.K. Funkendgerät
US6546237B1 (en) * 1999-08-31 2003-04-08 Lucent Technologies Inc. Differential FM detector for radio receivers
US6987816B1 (en) 1999-11-23 2006-01-17 Micro Linear Corporation Iris data recovery algorithms
US7076217B1 (en) * 1999-11-23 2006-07-11 Micro Linear Corporation Integrated radio transceiver
US7027792B1 (en) 1999-11-23 2006-04-11 Micro Linear Corporation Topology for a single ended input dual balanced mixer
US6985541B1 (en) 1999-11-23 2006-01-10 Micor Linear Corporation FM demodulator for a low IF receiver
US6968020B1 (en) * 2000-06-06 2005-11-22 Conexant Systems, Inc. System and method of frequency synthesis to avoid gaps and VCO pulling in direct broadcast satellite systems
US6765974B1 (en) * 2000-07-19 2004-07-20 Radwin Ltd. Rach starting time vicinity estimation
US6862324B1 (en) 2000-10-23 2005-03-01 The Aerospace Corporation Data aided symbol timing system for precoded continuous phase modulated signals
US6771713B1 (en) * 2000-10-24 2004-08-03 The Aerospace Corporation Data aided carrier phase tracking system for precoded continuous phase modulated signals
US6968019B2 (en) * 2000-11-27 2005-11-22 Broadcom Corporation IF FSK receiver
DE10120702A1 (de) * 2001-04-27 2002-11-14 Infineon Technologies Ag Hochfrequenzempfänger
US6904538B2 (en) * 2001-11-20 2005-06-07 Agere Systems Inc. System and method for differential data detection
US7212586B2 (en) * 2002-01-18 2007-05-01 Broadcom Corporation Direct conversion RF transceiver for wireless communications
US7013117B2 (en) * 2002-03-25 2006-03-14 Broadcom Corporation Analog power detection for gain control operations
JP2005535249A (ja) 2002-08-02 2005-11-17 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ 非線形補償器が後続する差動デコーダ
CN1327733C (zh) * 2002-08-08 2007-07-18 松下电器产业株式会社 高频器件
US20040082304A1 (en) * 2002-10-24 2004-04-29 Gehring Mark R. Demodulator architecture and associated methods
DE602004011335T2 (de) * 2003-05-22 2009-01-15 Japan Science And Technology Agency, Kawaguchi Verfahren und vorrichtung zur demodulierung von ukw-signalen
US7177662B2 (en) * 2004-04-02 2007-02-13 Broadcom Corporation Multimode wireless communication device
DE102004061899A1 (de) 2004-09-28 2006-03-30 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Verfahren und Vorrichtung zur Taktsynchronisierung bei einem Offset-QPSK-modulierten Übertragungssignal
US7398454B2 (en) * 2004-12-21 2008-07-08 Tyco Telecommunications (Us) Inc. System and method for forward error correction decoding using soft information
KR100787568B1 (ko) * 2005-01-07 2007-12-21 포스데이타 주식회사 높은 대역 효율의 고차 변조 시스템을 위한 심볼 타이밍동기 검출 장치 및 검출 방법
JP4516501B2 (ja) * 2005-08-25 2010-08-04 富士通オプティカルコンポーネンツ株式会社 Ｄｑｐｓｋ光受信回路
ATE438950T1 (de) * 2005-10-21 2009-08-15 Nxp Bv Polarmodulationsvorrichtung und verfahren unter verwendung von fm-modulation
KR100764356B1 (ko) * 2005-11-30 2007-10-08 삼성전기주식회사 Ｏｑｐｓｋ 복조기의 타이밍 추정기
US7702041B1 (en) * 2006-01-23 2010-04-20 Marvell International Ltd. Symbol timing method and digital receiver apparatus
US7496166B1 (en) * 2008-04-29 2009-02-24 International Business Machines Corporation Dual clock spread for low clock emissions with recovery
JP2011103536A (ja) * 2009-11-10 2011-05-26 Panasonic Corp 送信回路及び通信機器
US8760631B2 (en) 2010-01-27 2014-06-24 Intersil Americas Inc. Distance sensing by IQ domain differentiation of time of flight (TOF) measurements
KR101011430B1 (ko) * 2010-09-06 2011-01-28 신동일 의자
JP5828767B2 (ja) * 2012-01-05 2015-12-09 パナソニック株式会社 直交ハイブリッドカプラ、増幅器、無線通信装置及び直交ハイブリッドカプラの制御方法
US11356404B2 (en) * 2020-03-04 2022-06-07 Qualcomm Incorporated Domain name system (DNS) override for edge computing

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL157472B (nl) * 1968-10-02 1978-07-17 Philips Nv Ontvanger voor de ontvangst van in een voorgeschreven overdrachtsband gelegen informatiepulssignalen.
GB2193405A (en) * 1986-08-01 1988-02-03 Philips Electronic Associated Demodulating an angle-modulated signal
JP2806997B2 (ja) * 1989-11-15 1998-09-30 株式会社日立製作所 復調器
JPH04286248A (ja) * 1991-03-14 1992-10-12 Fujitsu Ltd ベースバンド遅延検波器
US5255290A (en) * 1992-08-21 1993-10-19 Teknekron Communications System, Inc. Method and apparatus for combined frequency offset and timing offset estimation
JP2643792B2 (ja) * 1993-09-14 1997-08-20 日本電気株式会社 復調装置
DE69533246T2 (de) * 1994-03-25 2005-08-25 Samsung Electronics Co., Ltd., Suwon Verfahren und Vorrichtung für automatische Frequenzregelung
US5526381A (en) * 1994-05-12 1996-06-11 At&T Corp. Robust non-coherent detector for π/4-DQPSK signals
US5453715A (en) * 1994-08-15 1995-09-26 Motorola, Inc. Communication device with efficient multi-level digital demodulator

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100379233C (zh) * 2004-09-03 2008-04-02 杭州国芯科技有限公司 改进定时锁定检测的方法
CN1996761B (zh) * 2006-01-05 2011-04-27 北京六合万通微电子技术股份有限公司 一种正交压控振荡器及锁相环频率综合器
CN101060509B (zh) * 2006-04-19 2011-12-21 株式会社日立国际电气 符号定时检测器和无线终端
CN101119358B (zh) * 2006-07-31 2011-01-19 东芝泰格有限公司 正交解调装置

Also Published As

Publication number Publication date
TW494616B (en) 2002-07-11
KR20010072039A (ko) 2001-07-31
JP2003500931A (ja) 2003-01-07
EP1101336A1 (en) 2001-05-23
WO2000072542A1 (en) 2000-11-30
US6127884A (en) 2000-10-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1310903A (zh) 正交解调器中基于微分和相乘的定时恢复
EP0772905B1 (en) A direct conversion receiver
US8442158B2 (en) Method for digital wireless communications
FI80175C (fi) Digitalt telekommunikationssystem, daer anvaends kvadraturmodulerade baervaogssignaler.
CN111343125A (zh) 32apsk调制体制接收机同步方法
EP0143469A2 (en) Receiver unit in radio communication system
CA2256169A1 (en) Circuit for reproducing bit timing and method of reproducing bit timing
JPH07154438A (ja) 無線チャネル上でディジタル情報を通信する方法及び送信機
JPH0621992A (ja) 復調器
CN101827056B (zh) 基于连续相位信号的判决反馈分数多比特差分检测方法
CN1066870C (zh) 直接变频接收机
JP2910695B2 (ja) コスタスループ搬送波再生回路
US20040208264A1 (en) System and method of low power demodulation of continuous phase modulated waveforms
KR100226994B1 (ko) 파이/4 qpsk 디지털 복조 방법 및 장치
Tomita et al. Digital intermediate frequency demodulation technique for cellular communication systems
KR100226995B1 (ko) 파이/4 qpsk 디지털 복조 방법 및 장치
EP0215166A2 (en) Digital communication system
CN111917677A (zh) 一种cpfsk解调基带实现方法
KR100368013B1 (ko) 직접변환수신기
Wu et al. A direct conversion receiver for GMSK in digital mobile communications
Haas Performance improvement of a discriminator receiver through the implementation of a nonlinear decision
Farag et al. Digital Modulation Schemes
WO1999034567A1 (en) Demodulation method and demodulator
JP2000224248A (ja) ディジタル無線通信方式

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication