JPH07154438A - 無線チャネル上でディジタル情報を通信する方法及び送信機 - Google Patents
無線チャネル上でディジタル情報を通信する方法及び送信機Info
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- JPH07154438A JPH07154438A JP6153973A JP15397394A JPH07154438A JP H07154438 A JPH07154438 A JP H07154438A JP 6153973 A JP6153973 A JP 6153973A JP 15397394 A JP15397394 A JP 15397394A JP H07154438 A JPH07154438 A JP H07154438A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 送信機の増幅器に対する直線性の要件を低減
させる線形変調方式を提供すること、及び最小限の包絡
線変化を有し、かつ隣接チャネル干渉保護比（ＡＣＩＰ
Ｒ）が従来技術に比べて改善された通信方法を提供する
ことを目的とする。 【構成】 無線チャネル上でディジタル情報を通信する
方法において、ディジタル情報を最大位相角Θを有する
信号点配置の位相角シンボルへマッピングし、位相角シ
ンボルを差動符号化し、位相角シンボルをアナログ信号
へ変換したのち、アナログ信号を送信する。送信信号を
受信機のアンテナで受信し、信号点配置に従って受信信
号をディジタル情報に差動復調し、ディジタル情報を用
いることが可能な出力装置に、復調されたディジタル情
報を与える。
させる線形変調方式を提供すること、及び最小限の包絡
線変化を有し、かつ隣接チャネル干渉保護比（ＡＣＩＰ
Ｒ）が従来技術に比べて改善された通信方法を提供する
ことを目的とする。 【構成】 無線チャネル上でディジタル情報を通信する
方法において、ディジタル情報を最大位相角Θを有する
信号点配置の位相角シンボルへマッピングし、位相角シ
ンボルを差動符号化し、位相角シンボルをアナログ信号
へ変換したのち、アナログ信号を送信する。送信信号を
受信機のアンテナで受信し、信号点配置に従って受信信
号をディジタル情報に差動復調し、ディジタル情報を用
いることが可能な出力装置に、復調されたディジタル情
報を与える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は陸上移動無線システムに
関し、さらに詳細には、移動無線システムのための伝送
電力包絡線変化（transmitted power envelope variati
ons）を制限することによって隣接チャネル干渉を低減
するための方法及び装置に関する。
関し、さらに詳細には、移動無線システムのための伝送
電力包絡線変化（transmitted power envelope variati
ons）を制限することによって隣接チャネル干渉を低減
するための方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】本発明は、本願と同時に出願されたRaja
ram Rameshによる米国特許出願、“ATrellis Coded Mod
ulation Scheme with Low Envelope Variation for Mob
ile Radio”、1992年６月15日に出願された出願番号第0
7/898,670号のSandeep Chennakeshu、Amer A. Hassan及
びJohn B. Andersonによる“Trellis Coding Technique
to Improve ACIPR in Land Mobile Radio Systems Und
er Peak Power Constraints”、並びに1992年６月12日
に出願された出願番号第07/975,201号のSandeepChennak
eshu、Rajaram Ramesh、Amer A. Hassan及びJohn B. An
dersonによる“Improved Trellis Coding Technique to
Increase Adjacent Channel Interference Protection
Ratio in Land Mobile Radio Systems Under Peak Pow
er Constraints”に関連する。これら全ては本願の譲渡
人へ譲渡されており、本明細書において援用されてい
る。
ram Rameshによる米国特許出願、“ATrellis Coded Mod
ulation Scheme with Low Envelope Variation for Mob
ile Radio”、1992年６月15日に出願された出願番号第0
7/898,670号のSandeep Chennakeshu、Amer A. Hassan及
びJohn B. Andersonによる“Trellis Coding Technique
to Improve ACIPR in Land Mobile Radio Systems Und
er Peak Power Constraints”、並びに1992年６月12日
に出願された出願番号第07/975,201号のSandeepChennak
eshu、Rajaram Ramesh、Amer A. Hassan及びJohn B. An
dersonによる“Improved Trellis Coding Technique to
Increase Adjacent Channel Interference Protection
Ratio in Land Mobile Radio Systems Under Peak Pow
er Constraints”に関連する。これら全ては本願の譲渡
人へ譲渡されており、本明細書において援用されてい
る。
【０００３】従来の陸上移動無線（ＬＭＲ）のチャネル
は、移動無線ユニットと通信するために基地局に対して
狭帯域周波数分割多重化（ＦＤＭＡ）システムを用いて
いる。通信を行っている基地ユニット／移動ユニットの
各対は、異なる周波数帯域を用いている。
は、移動無線ユニットと通信するために基地局に対して
狭帯域周波数分割多重化（ＦＤＭＡ）システムを用いて
いる。通信を行っている基地ユニット／移動ユニットの
各対は、異なる周波数帯域を用いている。
【０００４】音声による通信は、音声をディジタル化
し、符号化音声情報を伝送することによって行われ得
る。他のディジタル情報を基地と移動無線ユニットとの
間で通信することも望まれ得る。
し、符号化音声情報を伝送することによって行われ得
る。他のディジタル情報を基地と移動無線ユニットとの
間で通信することも望まれ得る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】現在、安全な公衆回線
（public safety trunking）などの実用のために、米国
ではＬＭＲシステムの容量を増大させることが早急に必
要とされている。ＬＭＲシステムで用いられている既存
の各２５ＫＨｚチャネルを、２つの１２.５ＫＨｚへ分
割することによって容量を増大させる方法が主流であ
る。しかしながら、これによって隣接チャネル干渉（Ａ
ＣＩ）が引き起こされる。ＡＣＩは、隣接チャネルに対
応する周波数で送信している送信機が受信機に対して引
き起こす干渉であり、これは隣接チャネル「スプラッ
タ」と称されることがある。この干渉は、送信機の無線
周波（ＲＦ）増幅器における非直線性によって引き起こ
される相互変調及び高調波歪みによって増大される。
（public safety trunking）などの実用のために、米国
ではＬＭＲシステムの容量を増大させることが早急に必
要とされている。ＬＭＲシステムで用いられている既存
の各２５ＫＨｚチャネルを、２つの１２.５ＫＨｚへ分
割することによって容量を増大させる方法が主流であ
る。しかしながら、これによって隣接チャネル干渉（Ａ
ＣＩ）が引き起こされる。ＡＣＩは、隣接チャネルに対
応する周波数で送信している送信機が受信機に対して引
き起こす干渉であり、これは隣接チャネル「スプラッ
タ」と称されることがある。この干渉は、送信機の無線
周波（ＲＦ）増幅器における非直線性によって引き起こ
される相互変調及び高調波歪みによって増大される。
【０００６】陸上移動無線（ＬＭＲ）システムにおける
通話容量に対する要望は、スペクトル効率を（１ビット
／秒／Ｈｚよりも大きな値へ）改善することによって満
足され得る。しかし達成可能なスペクトル効率は、厳し
い隣接チャネル干渉保護仕様によって制限されている。
通話容量に対する要望は、スペクトル効率を（１ビット
／秒／Ｈｚよりも大きな値へ）改善することによって満
足され得る。しかし達成可能なスペクトル効率は、厳し
い隣接チャネル干渉保護仕様によって制限されている。
【０００７】４値ディジタルＦＭなどの連続位相変調
（ＣＰＭ）方式は、現時点でのＬＭＲのための隣接チャ
ネル干渉保護比（ＡＣＩＰＲ）に必要な要件を満たすこ
とが可能であり、非線形ＲＦ増幅器から生じる歪も許容
可能なものである。しかしこれらの方式は、容量が将
来、増加することに適合するには、不十分なスペクトル
効率（０.７５ビット／秒／Ｈｚ）しかもたない。
（ＣＰＭ）方式は、現時点でのＬＭＲのための隣接チャ
ネル干渉保護比（ＡＣＩＰＲ）に必要な要件を満たすこ
とが可能であり、非線形ＲＦ増幅器から生じる歪も許容
可能なものである。しかしこれらの方式は、容量が将
来、増加することに適合するには、不十分なスペクトル
効率（０.７５ビット／秒／Ｈｚ）しかもたない。
【０００８】線形変調、例えばπ／４シフト（π/4-shi
fted）差動直交位相偏移変調（differential quadratur
e phase shift keying: ＤＱＰＳＫ）は、定包絡線ＣＰ
Ｍ方式よりもスペクトル効率は高いが、ＡＣＩを抑制す
るためには、より高い直線性をもつＲＦ増幅器を必要と
する。直線性の高いＲＦ増幅器が必要な理由は、π／４
シフトＤＱＰＳＫが呈する高包絡線変化である。フィル
タを通過したπ／４シフトＤＱＰＳＫは、直線性をもつ
従来のＡＢ級電力増幅器を用いて約４０〜４５ｄＢのＡ
ＣＩＰＲを示す。このことは、Y. Akaiwa及びY. Nagata
の“Highly Efficient Digital Mobile communications
with a Linear Modulation Method”、IEEE Journal o
f Sel. Areas in Commun., vol SAC-5 no. 5, pp. 89
0, June 1987、及び1992年６月15日出願の出願番号第07
/975,201号のS. Chennakeshuらによる米国特許出願“Im
proved Trellis Coding Technique to Increase Adjace
ntChannel Interference Protection Ratio in Land Mo
bile Radio Under Peak Power Constraints”において
説明されている。
fted）差動直交位相偏移変調（differential quadratur
e phase shift keying: ＤＱＰＳＫ）は、定包絡線ＣＰ
Ｍ方式よりもスペクトル効率は高いが、ＡＣＩを抑制す
るためには、より高い直線性をもつＲＦ増幅器を必要と
する。直線性の高いＲＦ増幅器が必要な理由は、π／４
シフトＤＱＰＳＫが呈する高包絡線変化である。フィル
タを通過したπ／４シフトＤＱＰＳＫは、直線性をもつ
従来のＡＢ級電力増幅器を用いて約４０〜４５ｄＢのＡ
ＣＩＰＲを示す。このことは、Y. Akaiwa及びY. Nagata
の“Highly Efficient Digital Mobile communications
with a Linear Modulation Method”、IEEE Journal o
f Sel. Areas in Commun., vol SAC-5 no. 5, pp. 89
0, June 1987、及び1992年６月15日出願の出願番号第07
/975,201号のS. Chennakeshuらによる米国特許出願“Im
proved Trellis Coding Technique to Increase Adjace
ntChannel Interference Protection Ratio in Land Mo
bile Radio Under Peak Power Constraints”において
説明されている。
【０００９】定包絡線変調方式及び線形変調方式の上記
比較は、電力及び帯域幅占有率に基づいている。しかし
ながら、これら２つの方式の復号化の複雑さを考慮する
ことも重要である。線形変調方式は、増幅器の直線性を
要求するが、連続位相変調方式に比べ、符号間干渉（Ｉ
ＳＩ）に対して同期化及び等化を行うことが容易であ
る。
比較は、電力及び帯域幅占有率に基づいている。しかし
ながら、これら２つの方式の復号化の複雑さを考慮する
ことも重要である。線形変調方式は、増幅器の直線性を
要求するが、連続位相変調方式に比べ、符号間干渉（Ｉ
ＳＩ）に対して同期化及び等化を行うことが容易であ
る。
【００１０】ＲＦ増幅器に対する直線性の要件が厳しく
ないにもかかわらず、ＡＣＩＰＲに対する厳しい仕様を
満足する線形変調方式を用いたディジタル移動無線シス
テムが現在求められている。
ないにもかかわらず、ＡＣＩＰＲに対する厳しい仕様を
満足する線形変調方式を用いたディジタル移動無線シス
テムが現在求められている。
【００１１】本発明は上記問題を鑑みて成し遂げられた
ものであり、その目的とするところは、送信機の増幅器
に対する直線性の要件を低減させる線形変調方式を提供
することである。本発明の他の目的は、最小限の包絡線
変化を有し、かつ隣接チャネル干渉保護比（ＡＣＩＰ
Ｒ）が従来技術に比べて改善された通信方法を提供する
ことである。
ものであり、その目的とするところは、送信機の増幅器
に対する直線性の要件を低減させる線形変調方式を提供
することである。本発明の他の目的は、最小限の包絡線
変化を有し、かつ隣接チャネル干渉保護比（ＡＣＩＰ
Ｒ）が従来技術に比べて改善された通信方法を提供する
ことである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明の方法は、無線チ
ャネル上でディジタル情報を通信する方法であって、
ａ）ディジタル情報のｌ個のビットを、等間隔の位相角
を有し、ｋが整数である以下の（数３）によって与えら
れる最大位相角Θを有する信号点配置の位相角シンボル
へマッピングする工程と、ｂ）該位相角シンボルを差動
符号化する工程と、ｃ）該シンボルをアナログ信号へ変
換する工程と、ｄ）該アナログ信号を送信する工程と、
ｅ）該送信信号を受信機のアンテナで受信する工程と、
ｆ）該信号点配置に従って該受信信号をディジタル情報
に差動復調する工程と、ｇ）ディジタル情報を用いるこ
とが可能な出力装置に、該復調されたディジタル情報を
与える工程と、を包含しており、そのことにより上記目
的が達成される。
ャネル上でディジタル情報を通信する方法であって、
ａ）ディジタル情報のｌ個のビットを、等間隔の位相角
を有し、ｋが整数である以下の（数３）によって与えら
れる最大位相角Θを有する信号点配置の位相角シンボル
へマッピングする工程と、ｂ）該位相角シンボルを差動
符号化する工程と、ｃ）該シンボルをアナログ信号へ変
換する工程と、ｄ）該アナログ信号を送信する工程と、
ｅ）該送信信号を受信機のアンテナで受信する工程と、
ｆ）該信号点配置に従って該受信信号をディジタル情報
に差動復調する工程と、ｇ）ディジタル情報を用いるこ
とが可能な出力装置に、該復調されたディジタル情報を
与える工程と、を包含しており、そのことにより上記目
的が達成される。
【００１３】
【数３】
【００１４】また、シンボル１つ当たりのディジタル情
報のビット数は２に等しく、ｋが整数のとき、最大位相
差ΘはΘ＝３π／ｋとして示され、それによって２ｋ個
の伝送位相角シンボルを可能とすることもできる。
報のビット数は２に等しく、ｋが整数のとき、最大位相
差ΘはΘ＝３π／ｋとして示され、それによって２ｋ個
の伝送位相角シンボルを可能とすることもできる。
【００１５】本発明の装置は、無線信号でディジタル情
報を送信し、該送信無線信号の電力包絡線変化を制限す
ることによって隣接チャネル干渉が低減された送信機で
あって、ａ）ディジタル情報のｌ個のビットを、等間隔
の位相角を有し、ｋが整数である以下の（数４）によっ
て与えられる最大位相角Θを有する信号点配置の位相角
シンボルへマッピングし、それによって該位相角シンボ
ルを伝送するために必要な電力レンジを低減させるため
に用いられるマッピング手段と、ｂ）送信フィルタ、ア
ナログ／ディジタル（ＡＤ）コンバータ、および該シン
ボルをアナログ信号へ変換するローパスフィルタを有す
るフロントエンドと、ｃ）該アナログ信号を増幅し、か
つ送信するＲＦ増幅手段であって、該低減された電力レ
ンジ内で出力対入力比が実質的に直線的であるＲＦ増幅
手段と、を備えており、そのことにより上記目的が達成
される。
報を送信し、該送信無線信号の電力包絡線変化を制限す
ることによって隣接チャネル干渉が低減された送信機で
あって、ａ）ディジタル情報のｌ個のビットを、等間隔
の位相角を有し、ｋが整数である以下の（数４）によっ
て与えられる最大位相角Θを有する信号点配置の位相角
シンボルへマッピングし、それによって該位相角シンボ
ルを伝送するために必要な電力レンジを低減させるため
に用いられるマッピング手段と、ｂ）送信フィルタ、ア
ナログ／ディジタル（ＡＤ）コンバータ、および該シン
ボルをアナログ信号へ変換するローパスフィルタを有す
るフロントエンドと、ｃ）該アナログ信号を増幅し、か
つ送信するＲＦ増幅手段であって、該低減された電力レ
ンジ内で出力対入力比が実質的に直線的であるＲＦ増幅
手段と、を備えており、そのことにより上記目的が達成
される。
【００１６】
【数４】
【００１７】
【作用】本発明によれば、隣接チャネル間での干渉が小
さく、隣接周波数帯域においてディジタル情報を通信す
るディジタル無線通信システムが、マッピング装置およ
び無線周波数（ＲＦ）増幅器を有する送信機を備えてい
る。マッピング装置は、一連の伝送シンボル間の位相差
が特定の最大位相を越えて変化しないように制限された
信号点配置上に符号化ディジタル情報をマッピングす
る。これによって、伝送信号中の伝送電力包絡線変化が
制限される。符号化された信号は、この信号を増幅する
ＲＦ増幅器を通って、受信機へ伝送される。次に、伝送
された信号は受信機において、制限された信号点配置に
したがい復号化される。
さく、隣接周波数帯域においてディジタル情報を通信す
るディジタル無線通信システムが、マッピング装置およ
び無線周波数（ＲＦ）増幅器を有する送信機を備えてい
る。マッピング装置は、一連の伝送シンボル間の位相差
が特定の最大位相を越えて変化しないように制限された
信号点配置上に符号化ディジタル情報をマッピングす
る。これによって、伝送信号中の伝送電力包絡線変化が
制限される。符号化された信号は、この信号を増幅する
ＲＦ増幅器を通って、受信機へ伝送される。次に、伝送
された信号は受信機において、制限された信号点配置に
したがい復号化される。
【００１８】
【実施例】典型的には、陸上移動無線（ＬＭＲ）システ
ムにおいて、連続した地理的エリアではスペクトルが隣
接するチャネルを用いることが可能である。図１では、
エリアＩ及びエリアＩＩは地理的に隣接する領域であ
る。ＬＭＲ基地ユニット２は移動ユニット４とは周波数
ｆ1で通信する。同様にＬＭＲ基地ユニット６は移動ユ
ニット８とは周波数ｆ2で通信する。
ムにおいて、連続した地理的エリアではスペクトルが隣
接するチャネルを用いることが可能である。図１では、
エリアＩ及びエリアＩＩは地理的に隣接する領域であ
る。ＬＭＲ基地ユニット２は移動ユニット４とは周波数
ｆ1で通信する。同様にＬＭＲ基地ユニット６は移動ユ
ニット８とは周波数ｆ2で通信する。
【００１９】ディジタイズされた音声など、伝送される
ディジタル情報は、図２に示されるような信号点配置
（signal constellation）などの「配置（constellatio
n）」から選択されるシンボル（symbol）へ符号化され
る。この配置はシンボル０から７によって示される８つ
の信号状態を有している。各シンボルは、その位相角及
び大きさ（配置の中央からの距離）によって表される。
送信機によって送られた最後のシンボルがシンボル７で
あった場合、位相角は現在７π／４ラジアンである。次
に送られるシンボルがシンボル３である場合、位相角
は、次のシンボルに対して割り当てられた時間量
（Ｔs）においてπラジアンだけ変化しなくてはならな
い。１つのシンボルから次のシンボルまでの各遷移に割
り当てられた期間はＴsに固定されているので、時間に
対する位相角の変化（ｄθ／ｄｔ）は、あるシンボルと
次に伝送されるシンボルとの位相角の差に依存する。
ディジタル情報は、図２に示されるような信号点配置
（signal constellation）などの「配置（constellatio
n）」から選択されるシンボル（symbol）へ符号化され
る。この配置はシンボル０から７によって示される８つ
の信号状態を有している。各シンボルは、その位相角及
び大きさ（配置の中央からの距離）によって表される。
送信機によって送られた最後のシンボルがシンボル７で
あった場合、位相角は現在７π／４ラジアンである。次
に送られるシンボルがシンボル３である場合、位相角
は、次のシンボルに対して割り当てられた時間量
（Ｔs）においてπラジアンだけ変化しなくてはならな
い。１つのシンボルから次のシンボルまでの各遷移に割
り当てられた期間はＴsに固定されているので、時間に
対する位相角の変化（ｄθ／ｄｔ）は、あるシンボルと
次に伝送されるシンボルとの位相角の差に依存する。
【００２０】
【数５】
【００２１】時間ｔに対する位相角θの変化が、周波数
についての要件及び伝送される信号の電力包絡線変化を
決定する。大きな位相角変化、例えば遷移９２が許容さ
れるならば、電力変化は非常に大きくなる。電力は配置
の中心と遷移パス（transition path）上の任意の点と
の距離によって示される。遷移９２について、最小伝送
電力はＰ92minとして示され、最大伝送電力及び平均伝
送電力はそれぞれＰ92m ax及びＰ92aveである。比較的小
さな遷移８４についても最大伝送電力は同じであるが、
最小伝送電力及びＰ84min及び平均伝送電力Ｐ84aveは、
それぞれ最大伝送電力Ｐ84maxにさらに近くなってい
る。
についての要件及び伝送される信号の電力包絡線変化を
決定する。大きな位相角変化、例えば遷移９２が許容さ
れるならば、電力変化は非常に大きくなる。電力は配置
の中心と遷移パス（transition path）上の任意の点と
の距離によって示される。遷移９２について、最小伝送
電力はＰ92minとして示され、最大伝送電力及び平均伝
送電力はそれぞれＰ92m ax及びＰ92aveである。比較的小
さな遷移８４についても最大伝送電力は同じであるが、
最小伝送電力及びＰ84min及び平均伝送電力Ｐ84aveは、
それぞれ最大伝送電力Ｐ84maxにさらに近くなってい
る。
【００２２】遷移８２及び９２などの大きな位相角遷移
を排除し、８４、８６、及び８８などの小さな遷移のみ
を許すことによって、送信機の電力変化を小さくし、送
信機の周波数スペクトルを狭くすることができる。信号
配置は、伝送しようとするシンボルの数より多い、余分
なシンボルを多数有するものを用いなくてはならない。
これによって、大きな包絡線電力変化を引き起こす位相
角遷移を避けながら、多くのシンボルを符号化すること
が可能となる。
を排除し、８４、８６、及び８８などの小さな遷移のみ
を許すことによって、送信機の電力変化を小さくし、送
信機の周波数スペクトルを狭くすることができる。信号
配置は、伝送しようとするシンボルの数より多い、余分
なシンボルを多数有するものを用いなくてはならない。
これによって、大きな包絡線電力変化を引き起こす位相
角遷移を避けながら、多くのシンボルを符号化すること
が可能となる。
【００２３】図３はシンボル６からシンボル０及びその
逆の位相遷移を示している。シンボル６からシンボル０
への遷移は、理論的には破線８８で示すようになるべき
である。しかしながら実際のシステムでは、シンボル６
からシンボル０への遷移（transition）はパス（path）
８７又はパス８９のいずれかを通る。パス８９及び８７
は、図６の伝送フィルタ９８及びマッピング装置（mapp
er）９６の特性によってパス８８とは異なっている。パ
ス８９に必要な最大電力は矢印Ｐ88maxによって示さ
れ、必要な最小電力は矢印Ｐ88minによって示され、平
均電力はＰ88aveである。
逆の位相遷移を示している。シンボル６からシンボル０
への遷移は、理論的には破線８８で示すようになるべき
である。しかしながら実際のシステムでは、シンボル６
からシンボル０への遷移（transition）はパス（path）
８７又はパス８９のいずれかを通る。パス８９及び８７
は、図６の伝送フィルタ９８及びマッピング装置（mapp
er）９６の特性によってパス８８とは異なっている。パ
ス８９に必要な最大電力は矢印Ｐ88maxによって示さ
れ、必要な最小電力は矢印Ｐ88minによって示され、平
均電力はＰ88aveである。
【００２４】伝送信号の最大／平均の伝送電力変化は小
さいことが望ましい。これにより、電力増幅器に対する
直線性の要件が緩和される。さらに、最大伝送電力定格
が与えられているときは、平均電力が高いほど伝送範囲
が広がる。これは、ビット誤り率（ＢＥＲ）は、平均伝
送電力が高いほど減少するからである。
さいことが望ましい。これにより、電力増幅器に対する
直線性の要件が緩和される。さらに、最大伝送電力定格
が与えられているときは、平均電力が高いほど伝送範囲
が広がる。これは、ビット誤り率（ＢＥＲ）は、平均伝
送電力が高いほど減少するからである。
【００２５】通常、最大伝送電力を引き上げると、平均
伝送電力および最小伝送電力が増加する。電力が増加す
るにつれて、移動ユニットの電池寿命が短くなる。従っ
て、最小伝送電力を増加させ、所望の伝送範囲での通信
を可能にする平均伝送電力を維持しながら、一方で最大
伝送電力を減少させることが望ましい。
伝送電力および最小伝送電力が増加する。電力が増加す
るにつれて、移動ユニットの電池寿命が短くなる。従っ
て、最小伝送電力を増加させ、所望の伝送範囲での通信
を可能にする平均伝送電力を維持しながら、一方で最大
伝送電力を減少させることが望ましい。
【００２６】隣接シンボル間の位相角が大きく変化する
と、伝送電力の変化も大きいので、位相角の遷移を制限
して、包絡線変化（envelope variation）として知られ
る伝送電力変化（transmitted power variation）を制
限することが有利である。
と、伝送電力の変化も大きいので、位相角の遷移を制限
して、包絡線変化（envelope variation）として知られ
る伝送電力変化（transmitted power variation）を制
限することが有利である。
【００２７】本発明は差動位相角によってディジタル情
報を伝送する。最大差動位相角Θが選択される。Θの値
は許容可能な包絡線変化の量を決定する。Θの値が小さ
いほど、包絡線変化が小さくなる。伝送シーケンスｓ
（ｎ）は以下の式によって定義される。
報を伝送する。最大差動位相角Θが選択される。Θの値
は許容可能な包絡線変化の量を決定する。Θの値が小さ
いほど、包絡線変化が小さくなる。伝送シーケンスｓ
（ｎ）は以下の式によって定義される。
【００２８】
【数６】
【００２９】ここで、ｎはシンボルが伝送される期間の
指標（index of a time period）であり、φ（ｎ）は差
動シンボル位相角である。入力が全てゼロである場合、
差動φ（ｎ）は−Θであり、入力が全て１である場合に
は＋Θであり、入力ビットの数が１である入力の他の値
に対しては−ΘからΘの間の等間隔の位相角値２lのう
ち１つを取る。例えば、ｌ＝２の場合には、
指標（index of a time period）であり、φ（ｎ）は差
動シンボル位相角である。入力が全てゼロである場合、
差動φ（ｎ）は−Θであり、入力が全て１である場合に
は＋Θであり、入力ビットの数が１である入力の他の値
に対しては−ΘからΘの間の等間隔の位相角値２lのう
ち１つを取る。例えば、ｌ＝２の場合には、
【００３０】
【数７】
【００３１】Θがπ／２に等しい場合の、ｌ＝２に対す
る実際の関係の一例は以下のようになる。
る実際の関係の一例は以下のようになる。
【００３２】
【数８】
【００３３】他の特別な場合としてはΘが３π／４に等
しいときがあり、このとき伝送方式はπ／４シフトＤＱ
ＰＳＫと同じになる。
しいときがあり、このとき伝送方式はπ／４シフトＤＱ
ＰＳＫと同じになる。
【００３４】図４は、π／４シフトＤＱＰＳＫに対する
配置点を示し、図５は、最大位相角Θがπ／２である本
発明での配置点を示す。本発明の配置点は、前に伝送さ
れた位相角に対して相対的に測定され、最後に伝送され
た位相角の最大位相角Θの範囲内に常にあるように絶え
ず回転する。最適な状態は、以下の式によって定義され
る最大位相角を選択することによって得られる。
配置点を示し、図５は、最大位相角Θがπ／２である本
発明での配置点を示す。本発明の配置点は、前に伝送さ
れた位相角に対して相対的に測定され、最後に伝送され
た位相角の最大位相角Θの範囲内に常にあるように絶え
ず回転する。最適な状態は、以下の式によって定義され
る最大位相角を選択することによって得られる。
【００３５】
【数９】
【００３６】ここで、ｋは、全部で２ｋ個の伝送位相角
を可能とする整数である。最大位相角Θを恣意的に選択
すると、伝送位相角が過剰となるおそれがある。これに
よって、等価（equalization）および同期検波（cohere
nt detection）に問題を生じる。
を可能とする整数である。最大位相角Θを恣意的に選択
すると、伝送位相角が過剰となるおそれがある。これに
よって、等価（equalization）および同期検波（cohere
nt detection）に問題を生じる。
【００３７】変調方式（modulation scheme）の選択に
おける他の重要なパラメータは、伝送シーケンス（tran
smitted sequence）間の最小ユークリッド距離である。
この伝送シーケンス間の間隔（separation）が、その方
式が干渉に対してもつ耐力（immunity）の量を決定す
る。なぜなら、誤った判断に至るには、干渉がこの間隔
に比べて、相当な量でなくてはならないからである。従
って、最小距離は大きいことが好ましい。
おける他の重要なパラメータは、伝送シーケンス（tran
smitted sequence）間の最小ユークリッド距離である。
この伝送シーケンス間の間隔（separation）が、その方
式が干渉に対してもつ耐力（immunity）の量を決定す
る。なぜなら、誤った判断に至るには、干渉がこの間隔
に比べて、相当な量でなくてはならないからである。従
って、最小距離は大きいことが好ましい。
【００３８】しかしながら、この場合には、伝送シーケ
ンス間の最小距離が小さいほど、小さい包絡線変化が得
られる。例えば、このパラメータは、π／４シフトＤＱ
ＰＳＫに対しては２に等しく、ｌ＝２、かつΘがπ／２
に等しい本発明に対しては１に等しい。従って、これら
の変調方式は、距離を犠牲にして、包絡線変化をとる方
法を提供する。
ンス間の最小距離が小さいほど、小さい包絡線変化が得
られる。例えば、このパラメータは、π／４シフトＤＱ
ＰＳＫに対しては２に等しく、ｌ＝２、かつΘがπ／２
に等しい本発明に対しては１に等しい。従って、これら
の変調方式は、距離を犠牲にして、包絡線変化をとる方
法を提供する。
【００３９】最大位相角Θが３π／５である場合、包絡
線変化はΘ＝π／２よりも大きいが、点の間の距離は増
大する。
線変化はΘ＝π／２よりも大きいが、点の間の距離は増
大する。
【００４０】図６は、本発明を具体化する通信システム
の概略ブロック図である。伝送したいディジタル情報
は、送信機９０の符号器９４に入力される。ディジタル
情報はディジタルソースまたは（ディジタイズされた音
声の場合は）ディジタイズされたアナログ信号から得ら
れる。符号器９４は、ディジタル情報を符号化信号に変
換し、この信号はマッピング装置９６に伝送される（遅
延回路９７ａおよび乗算器９７ｂは、差動位相符号化の
場合には現在のシンボルと次のシンボルとの差分を生成
するように動作する）。マッピング装置９６は、符号化
信号を（数６）または（数７）によって制限される、図
２に示されるシンボルのような信号点配置のシンボルに
マッピングする。この信号は、平行処理ブランチを通過
した同相成分（Ｉ）および直交相成分（Ｑ）によって表
現され得る。これらの信号のそれぞれは、送信フィルタ
９８ａ、９８ｂ、Ｄ／Ａコンバータ９９ａ、９９ｂ、お
よびローパスフィルタ１００ａ、１００ｂを通過し、直
交変調器１０２ａ、１０２ｂで周波数がシフトされ、最
後に、加算器９７で加算される。次に、加算器９７から
の信号は、信号の利得を増加させるＲＦ増幅器１０１へ
送られる。ＲＦ増幅器１０１は、増幅された信号をアン
テナ１０３へ伝送し、アンテナ１０３はこの信号を離れ
たところにある受信機１１０の第２のアンテナ１０４に
伝送する。受信された信号は、ＲＦ前置増幅器１０５を
通過した後、ＭＨｚレンジで受信された信号の周波数を
ｋＨｚレンジの中間周波信号に変換する第１ダウンコン
バータ１０６に伝送される。中間周波信号は、中間周波
受信フィルタ１０７に伝送され、第２ダウンコンバータ
１０９を通過して、フィルタを通ったベースバンド信号
になる。フィルタを通過したベースバンド信号は、アナ
ログ／ディジタルコンバータ１０８によってディジタル
化され、遅延素子１０９ａ、位相反転器１０９ｂおよび
乗算器１０９ｃを用いて差動復調される。次に、ベース
バンド信号は、復号器１１１に伝送され、復号器１１１
は、（数６）または（数７）の制約に従って、ディジタ
ル化ベースバンド信号を処理して、伝送信号情報を再生
する。
の概略ブロック図である。伝送したいディジタル情報
は、送信機９０の符号器９４に入力される。ディジタル
情報はディジタルソースまたは（ディジタイズされた音
声の場合は）ディジタイズされたアナログ信号から得ら
れる。符号器９４は、ディジタル情報を符号化信号に変
換し、この信号はマッピング装置９６に伝送される（遅
延回路９７ａおよび乗算器９７ｂは、差動位相符号化の
場合には現在のシンボルと次のシンボルとの差分を生成
するように動作する）。マッピング装置９６は、符号化
信号を（数６）または（数７）によって制限される、図
２に示されるシンボルのような信号点配置のシンボルに
マッピングする。この信号は、平行処理ブランチを通過
した同相成分（Ｉ）および直交相成分（Ｑ）によって表
現され得る。これらの信号のそれぞれは、送信フィルタ
９８ａ、９８ｂ、Ｄ／Ａコンバータ９９ａ、９９ｂ、お
よびローパスフィルタ１００ａ、１００ｂを通過し、直
交変調器１０２ａ、１０２ｂで周波数がシフトされ、最
後に、加算器９７で加算される。次に、加算器９７から
の信号は、信号の利得を増加させるＲＦ増幅器１０１へ
送られる。ＲＦ増幅器１０１は、増幅された信号をアン
テナ１０３へ伝送し、アンテナ１０３はこの信号を離れ
たところにある受信機１１０の第２のアンテナ１０４に
伝送する。受信された信号は、ＲＦ前置増幅器１０５を
通過した後、ＭＨｚレンジで受信された信号の周波数を
ｋＨｚレンジの中間周波信号に変換する第１ダウンコン
バータ１０６に伝送される。中間周波信号は、中間周波
受信フィルタ１０７に伝送され、第２ダウンコンバータ
１０９を通過して、フィルタを通ったベースバンド信号
になる。フィルタを通過したベースバンド信号は、アナ
ログ／ディジタルコンバータ１０８によってディジタル
化され、遅延素子１０９ａ、位相反転器１０９ｂおよび
乗算器１０９ｃを用いて差動復調される。次に、ベース
バンド信号は、復号器１１１に伝送され、復号器１１１
は、（数６）または（数７）の制約に従って、ディジタ
ル化ベースバンド信号を処理して、伝送信号情報を再生
する。
【００４１】上述したように、送信機のＲＦ電力増幅器
は非線形応答を有する。他のチャネルに与えるスペクト
ルスプラッタを低くするためには、伝送信号の包絡線変
化が小さいことが望ましい。本発明の変調方式は、伝送
信号の包絡線変化が小さくなることを実現するために選
ばれた。π／４シフトＤＱＰＳＫの包絡線変化および提
案されている変調方式を用いて得られる包絡線変化は、
それぞれ、図７および図８に示されている。包絡線変化
は、Ｉ信号の振幅対Ｑ信号の振幅（両方とも時間ととも
に変化する）を示すＩ−Ｑ座標にプロットされている。
図７および図８に示されるＩ信号およびＱ信号は、図６
に示されるローパスフィルタを通った後のＩ信号および
Ｑ信号に対応することに注意されたい。Ｉ成分とＱ成分
とのベクトル和は、任意の時間の包絡線の値を示す。従
って、原点からＩ−Ｑプロット上の点までの距離は、包
絡線の値を示す。従ってＩ−Ｑプロットは、伝送信号の
包絡線変化の幅を示す。図示されるＩ−Ｑプロットか
ら、提案されている変調方式は、π／４シフトＤＱＰＳ
Ｋよりも明らかに包絡線変化が相当小さい。
は非線形応答を有する。他のチャネルに与えるスペクト
ルスプラッタを低くするためには、伝送信号の包絡線変
化が小さいことが望ましい。本発明の変調方式は、伝送
信号の包絡線変化が小さくなることを実現するために選
ばれた。π／４シフトＤＱＰＳＫの包絡線変化および提
案されている変調方式を用いて得られる包絡線変化は、
それぞれ、図７および図８に示されている。包絡線変化
は、Ｉ信号の振幅対Ｑ信号の振幅（両方とも時間ととも
に変化する）を示すＩ−Ｑ座標にプロットされている。
図７および図８に示されるＩ信号およびＱ信号は、図６
に示されるローパスフィルタを通った後のＩ信号および
Ｑ信号に対応することに注意されたい。Ｉ成分とＱ成分
とのベクトル和は、任意の時間の包絡線の値を示す。従
って、原点からＩ−Ｑプロット上の点までの距離は、包
絡線の値を示す。従ってＩ−Ｑプロットは、伝送信号の
包絡線変化の幅を示す。図示されるＩ−Ｑプロットか
ら、提案されている変調方式は、π／４シフトＤＱＰＳ
Ｋよりも明らかに包絡線変化が相当小さい。
【００４２】陸上移動無線チャネルにおいて、関心のあ
る他のパラメータは、隣接チャネル干渉保護比（adjace
nt channel interference protection ratio: ＡＣＩＰ
Ｒ）である。ＡＣＩＰＲの定義、及び伝送信号を適切な
スペクトルに整形することによるＡＣＩＰＲの改善につ
いての背景は、1992年６月15日に出願されたS. Chennak
eshuらによる米国特許出願第07/975,201号、“Improved
Trellis Coding Technique to Increase Adjacent Cha
nnel Interference Protection Ratio in LandMobile R
adio Under Peak Power Constraints”において説明さ
れている。この出願は、本願の譲渡人へ譲渡されてお
り、本明細書において援用されている。提案されている
変調方式は最大位相変化を制限することによって、低包
絡線変化を得ている。従って、本発明の変調方式は、伝
送信号のスペクトルを整形する能力を有し、それによっ
て、ＡＣＩＰＲを大きくすることができる。さらに、Ｒ
Ｆ増幅器によって引き起こされる歪みは、伝送信号の包
絡線変化を小さくすることによって低減される。歪みが
小さいということは、ＡＣＩが低いことを意味し、これ
はＡＣＩＰＲが高いということでもある。
る他のパラメータは、隣接チャネル干渉保護比（adjace
nt channel interference protection ratio: ＡＣＩＰ
Ｒ）である。ＡＣＩＰＲの定義、及び伝送信号を適切な
スペクトルに整形することによるＡＣＩＰＲの改善につ
いての背景は、1992年６月15日に出願されたS. Chennak
eshuらによる米国特許出願第07/975,201号、“Improved
Trellis Coding Technique to Increase Adjacent Cha
nnel Interference Protection Ratio in LandMobile R
adio Under Peak Power Constraints”において説明さ
れている。この出願は、本願の譲渡人へ譲渡されてお
り、本明細書において援用されている。提案されている
変調方式は最大位相変化を制限することによって、低包
絡線変化を得ている。従って、本発明の変調方式は、伝
送信号のスペクトルを整形する能力を有し、それによっ
て、ＡＣＩＰＲを大きくすることができる。さらに、Ｒ
Ｆ増幅器によって引き起こされる歪みは、伝送信号の包
絡線変化を小さくすることによって低減される。歪みが
小さいということは、ＡＣＩが低いことを意味し、これ
はＡＣＩＰＲが高いということでもある。
【００４３】本発明の実施例を用いたシミュレーション
を行った。図９は、従来のπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調
方式、及び非直線形（non-linear）ＲＦ増幅器のモデル
を採用した本発明の変調方式（Θ＝π／２）を用いた場
合の、伝送信号電力対周波数のグラフである。サイドロ
ーブは、π／４シフトＤＱＰＳＫに比べて、本発明では
２０ｄＢ低くなっている。
を行った。図９は、従来のπ／４シフトＤＱＰＳＫ変調
方式、及び非直線形（non-linear）ＲＦ増幅器のモデル
を採用した本発明の変調方式（Θ＝π／２）を用いた場
合の、伝送信号電力対周波数のグラフである。サイドロ
ーブは、π／４シフトＤＱＰＳＫに比べて、本発明では
２０ｄＢ低くなっている。
【００４４】ＬＭＲチャネルに関して説明を行ってきた
が、本明細書に記載される発明は、他のスペクトルが込
み合っているチャネルに対しても同様に適用できる。
が、本明細書に記載される発明は、他のスペクトルが込
み合っているチャネルに対しても同様に適用できる。
【００４５】本発明の現時点で好ましい実施例の幾つか
を詳細に説明してきたが、多くの修正及び変形が当業者
には明らかとなるであろう。従って、添付の請求の範囲
は本発明の精神の範囲内であるそのような全ての修正及
び変形を包含するものであることは理解されるべきであ
る。
を詳細に説明してきたが、多くの修正及び変形が当業者
には明らかとなるであろう。従って、添付の請求の範囲
は本発明の精神の範囲内であるそのような全ての修正及
び変形を包含するものであることは理解されるべきであ
る。
【００４６】
【発明の効果】本発明によれば、伝送無線信号の包絡線
変化が制限される。このことによって、少なくとも次の
効果が得られる。
変化が制限される。このことによって、少なくとも次の
効果が得られる。
【００４７】（１）線形変調方式において、送信機のＲ
Ｆ増幅器に対する、直線性の要件を緩和させることがで
きる。
Ｆ増幅器に対する、直線性の要件を緩和させることがで
きる。
【００４８】（２）隣接チャネル干渉保護比（ＡＣＩＰ
Ｒ）が従来技術に比べて改善される。
Ｒ）が従来技術に比べて改善される。
【図面の簡単な説明】
【図１】隣接周波数帯域を用いて、地理的に隣接するエ
リア内において通信する２つのディジタル無線システム
を示す図である。
リア内において通信する２つのディジタル無線システム
を示す図である。
【図２】理論的なシンボル遷移が重ねて示されている８
シンボル信号配置の図である。
シンボル信号配置の図である。
【図３】実際のシンボル遷移が重ねて示されている、図
２の８シンボル信号配置の図である。
２の８シンボル信号配置の図である。
【図４】π／４シフト差動直交位相偏移変調（ＤＱＰＳ
Ｋ）に対する信号配置点を示す図である。
Ｋ）に対する信号配置点を示す図である。
【図５】π／２へ制限された最大位相角を有する本発明
の信号配置点を示す図である。
の信号配置点を示す図である。
【図６】本発明を用いた通信システムの簡単なブロック
図である。
図である。
【図７】π／４シフトＤＱＰＳＫに対する電力包絡線変
化を示すグラフである。
化を示すグラフである。
【図８】本発明を適用できる変調方式に対する電力包絡
線変化を示すグラフである。
線変化を示すグラフである。
【図９】π／４シフトＤＱＰＳＫの変調方式及びπ／２
の最大位相角を用いた本発明の変調方式のシミュレーシ
ョンについて伝送電力と周波数との関係を示すグラフで
ある。
の最大位相角を用いた本発明の変調方式のシミュレーシ
ョンについて伝送電力と周波数との関係を示すグラフで
ある。
２ ＬＭＲ基地ユニット ４ 移動ユニット ６ ＬＭＲ基地ユニット ８ 移動ユニット ９０ 送信機 ９４ 符号器 ９６ マッピング装置 ９７ａ 遅延回路 ９７ｂ 乗算器 ９８ａ 送信フィルタ ９８ｂ 送信フィルタ ９９ａ Ｄ／Ａ変換器 ９９ｂ Ｄ／Ａ変換器 １００ａ ローパスフィルタ １００ｂ ローパスフィルタ １０１ ＲＦ増幅器 １０２ａ 直角変調器 １０２ｂ 直角変調器 １０３ アンテナ １０４ アンテナ １０５ ＲＦ前置増幅器 １０６ 第１ダウンコンバータ １０７ 中間周波受信フィルタ １０８ アナログ／ディジタルコンバータ １０９ 第２ダウンコンバータ １０９ａ 遅延素子 １０９ｂ 位相反転器 １０９ｃ 乗算器 １１１ 復号器
Claims (3)
- 【請求項１】 無線チャネル上でディジタル情報を通信
する方法であって、 ａ）ディジタル情報のｌ個のビットを、等間隔の位相角
を有し、ｋが整数である以下の（数１）によって与えら
れる最大位相角Θを有する信号点配置の位相角シンボル
へマッピングする工程と、 【数１】 ｂ）該位相角シンボルを差動符号化する工程と、 ｃ）該シンボルをアナログ信号へ変換する工程と、 ｄ）該アナログ信号を送信する工程と、 ｅ）該送信信号を受信機のアンテナで受信する工程と、 ｆ）該信号点配置に従って該受信信号をディジタル情報
に差動復調する工程と、 ｇ）ディジタル情報を用いることが可能な出力装置に、
該復調されたディジタル情報を与える工程と、 を包含する方法。 - 【請求項２】 シンボル１つ当たりのディジタル情報の
ビット数は２に等しく、ｋが整数のとき、最大位相差Θ
はΘ＝３π／ｋとして示され、それによって２ｋ個の伝
送位相角シンボルが可能になる請求項１に記載の無線チ
ャネル上でディジタル情報を通信する方法。 - 【請求項３】 無線信号でディジタル情報を送信し、該
送信無線信号の電力包絡線変化を制限することによって
隣接チャネル干渉が低減された送信機であって、 ａ）ディジタル情報のｌ個のビットを、等間隔の位相角
を有し、ｋが整数である以下の（数２）によって与えら
れる最大位相角Θを有する信号点配置の位相角シンボル
へマッピングし、それによって該位相角シンボルを伝送
するために必要な電力レンジを低減させるために用いら
れるマッピング手段と、 【数２】 ｂ）送信フィルタ、アナログ／ディジタル（ＡＤ）コン
バータ、および該シンボルをアナログ信号へ変換するロ
ーパスフィルタを有するフロントエンドと、 ｃ）該アナログ信号を増幅し、かつ送信するＲＦ増幅手
段であって、該低減された電力レンジ内で出力対入力比
が実質的に直線的であるＲＦ増幅手段と、 を備えている送信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/086,797 US5600676A (en) | 1993-07-06 | 1993-07-06 | Modulation scheme with low envelope variation for mobile radio by constraining a maximum modulus of a differential phase angle |
| US08/086,797 | 1993-07-06 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07154438A true JPH07154438A (ja) | 1995-06-16 |
Family
ID=22200993
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6153973A Withdrawn JPH07154438A (ja) | 1993-07-06 | 1994-07-05 | 無線チャネル上でディジタル情報を通信する方法及び送信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5600676A (ja) |
| EP (1) | EP0633681A1 (ja) |
| JP (1) | JPH07154438A (ja) |
| NO (1) | NO942533L (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007043443A1 (ja) * | 2005-10-14 | 2007-04-19 | Mitsubishi Electric Corporation | ディジタル変調方法、ディジタル変調回路、ディジタル復調回路、およびディジタル伝送システム |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5642384A (en) * | 1993-07-06 | 1997-06-24 | Ericsson Inc. | Trellis coded modulation scheme with low envelope variation for mobile radio by constraining a maximum modulus of a differential phase angle |
| JP2746152B2 (ja) * | 1994-11-07 | 1998-04-28 | 日本電気株式会社 | 歪補償回路 |
| US5696794A (en) * | 1996-04-04 | 1997-12-09 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for conditioning digitally modulated signals using channel symbol adjustment |
| US6459742B1 (en) * | 1997-08-04 | 2002-10-01 | Eads Defence And Security Networks | Digital modulation process and modulator implementing the process |
| FR2767002B1 (fr) * | 1997-08-04 | 1999-10-08 | Matra Communication | Procede de modulation numerique, et modulateur mettant en oeuvre un tel procede |
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