KR100237432B1 - π/4 - DQPSK 송신장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

디지털 통신장치에서 송신부 구성시 π/4-DQPSK방식으로 송신신호를 변조하여 출력한다. 이를 위하여 변환기는 코딩된 데이터 스트림을 수신하여 홀수 데이터 X_K와 짝수 데이터 Y_K로 분리한다. 그러면 신호 맵핑부는 X_K신호 및 Y_K신호를 수신하여 두신호의 논리상태를 분석한후 두신호를 논리상태에 따라 맵핑하여 인페이즈 I_K신호 및 쿼드러츄어페이즈Q_K신호를 생성하고 디지털 여파기는 I_K신호 및 Q_K신호를 수신하여 I_K신호 및 Q_K신호를 필터계수와 콘벌루션하여 심볼간의 간섭을 제거한다. 이후 D/A변환기는 디지털 여파 하는 디지털 I_K및 Q_K신호를 아날로그 I_K신호 및 Q_K신호롤 변환하며, 스무심 필터는 상기 아날로그 신호를 완만하게 여파한다.

이후 송신단에서는 아날로그 I_K신호 및 Q_K신호를 캐리어 신호와 승산하고, 승산한 두신호를 가산하여 π/4-DQPSK 변조신호로 출력한다.

Description

π/4 - DQPSK 송신장치 및 방법

제1도는 디지털 이동 무선전화기의 구성을 도시하는 도면.

제2도는 제1도중 π/4-DQPSK 변조기의 블록 구성을 도시하는 도면.

제3도는 제2도중 신호생성부의 구성을 도시하는 도면.

제4도는 본 발명에 따른 신호생성부의 동작을 도시하는 흐름도.

제5도는 본 발명의 실시예에 따라 X_K및 Y_K신호를 생성하는 타이밍을 도시하는 도면.

제6도는 본 발명의 실시예에 따른 I_K및 Q_K신호의 상태 천이를 도시하는 도면.

제7도는 제5도와 같은 데이터 수신시 I_K및 Y_K신호의 생성을 설명하기 위한 도면.

제8도는 제3도중 필터의 시간 영역에서의 특성도.

제9도는 제3도중 필터의 위상 특성도.

제10도는 제3도중 필터의 진폭 특성도.

제11도는 제3도의 필터를 출력하는 I_K신호의 파형도.

제12도는 제3도의 필터를 출력하는 Q_K신호의 파형도.

본 발명은 디지털 통신장치의 송신장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 송신기에서 송신하고자 하는 데이터를 π/4-DQPSK 방식으로 변조할 수 있는 장치 및 방법에 관한 것이다.

일반적으로 디지털 신호처리 기술의 발달에 따라 디지털 통신장치가 범용화 되는 추세이다. 이로인해 상기 디지털 통신장치에서의 송,수신부 구성은 데이터를 디지털 변조하여 전송하고 수신되는 데이터를 복조하여 처리할 수 있는 구성을 구비하여야 한다.

상기와 같은 디지털 통신장치의 대표적인 예로서 디지털 이동무선전화기가 될 수 있으며, 이는 "디지털 셀룰라폰"이라고 호칭된다. 상기 디지털 이동무선전화기는 자동차에 장착되거나 휴대용으로 들고 다닐수 있다. 그리고 사용자가 통화할 때 상기 무선 디지털 전화기는 기지국의 셀사이트와 무선으로 교신을 행하고, 기지국은 중계소를 거쳐 가입자와 유선으로 교신한다. 결국 상기 디지털 이동 무선전화기의 사용자는 무선으로 유선 가입자와 교신할 수 있다. 상기와 같은 디지털 이동 무선전화기에서 송신시에는 디지털 변조기를 사용하여야 한다.

따라서 본 발명의 목적은 디지털 통신장치의 송신기에서 π/4-DQPSK 방식으로 변조하는 장치 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 디지털 송신장치의 π/4-DQPSK 변조기에서 인페이즈 및 쿼드러츄어 페이즈 신호를 발생할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

이하 본 발명을 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다.

제2도는 제1도중 본 발명의 실시예에 따른 π/4-DQPSK 송신기의 블록 구성을 도시하는 도면이다.

상기 제2도를 참조하면, 변환기(301)는 통신장치의 코덱109와 연결된다. 상기 변환기(301)는 상기 송신하고자 하는 일정 비트 레이트(bit rate)를 갖는 디지털 데이터를 홀수 디지털신호X_K와 짝수 디지털신호Y_K로 분리한 후 데이터 주기를 2배로 만들어 준다. 디지털 신호처리부(Digital Signal Processor)(302)는 상기 변환기(301)와 연결된다. 상기 디지털 신호처리부(302)는 상기 홀수 디지털신호X_K와 짝수 디지털신호Y_K를 각각 맵핑(signal mapping)한 후 여파(square root raised cosine FIR digital filter)하여 인페이즈신호(In phase signal)I_K와 쿼드러츄어신호(Quadrature phase signal)Q_K를 생성한다. 제1D/A변환기(303)는 상기 인페이즈신호I_K를 수신하여 아날로그 신호로 변환한다. 제1필터(smoothing filter)(304)는 상기 제1D/A변환기(303)와 연결된다. 상기 제1필터(304)는 상기 제1D/A변환기(303)를 출력하는 아날로그 인페이즈신호I_K를 여파한다. 제2D/A변환기(306)는 상기 디지털 신호처리부(302)의 쿼드러츄어 페이즈신호Q_K를 수신하여 아날로그 신호로 변환한다. 제2필터(smoothing filter)(307)는 상기 제2D/A변환기(306)와 연결된다. 상기 제2필터(307)는 아날로그 쿼드러츄어 페이즈신호Q_K를 여파한다. 제1곱셈기(305)는 주파수 합성기(107)의 출력과 상기 제1필터(304)의 출력을 수신한다. 상기 제1곱셈기(multiplier)(305)는 상기 아날로그 인페이즈신호I_K와 상기 주파수 합성기(107)에서 출력하는 캐리어 신호를 곱하여 Q채널의 송신 신호 주파수를 상승 변환한다. 위상전이기(90°phase shifer)(309)는 상기 주파수 합성기(107)와 연결되며, 상기 캐리어 신호를 90°위상 천이시킨다. 제2곱셈기(multiplier)(308)는 상기 제2필터(307)에서 출력되는 상기 아날로그 쿼드러츄어 페이즈신호Q_K와 상기 위상전이기(309)를 출력하는 90°위상 천이된 캐리어 신호를 곱하여 Q채널의 송신신호 주파수를 상승 변환한다. 가산기(adder)(309)는 상기 제1곱셈기(305) 및 제2곱셈기(308)의 출력을 수신하여 상기 I채널 및 Q채널의 두 송신 신호를 가산 출력한다.

제3도는 제2도 중 인페이즈신호I_K및 쿼드러츄어 페이즈신호Q_K의 생성부에 대한 구성을 도시하는 도면이다.

상기 제3도를 참조하면, 제1플립플롭(501)은 상기 코덱(109)에서 출력되는 송신 데이터 중에서 홀수번째의 디지털 신호를 추출하여 2배의 주기를 갖는 X_K신호를 발생한다. 제2플립플롭(502)는 상기 코덱(109)에서 출력되는 송신 데이타 중 짝수번째의 디지털 신호를 추출하여 2배의 주기를 갖는 Y_K신호를 발생한다. 여기서 상기 플립플롭(501) 및 (502)는 디멀티플렉서로 구현할 수도 있다. 신호맵핑부(503)는 상기 X_K및 Y_K신호를 수신하며, 수신된 X_K및 Y_K신호의 논리상태에 따라 4가지 형태로 신호들을 맵핑한다.

먼저 X_K신호가 1이고 Y_K신호가 1이면, 인페이즈 신호와 쿼드러츄어신호로 맵핑한다.

두 번째로 X_K신호가 1이고 Y_K신호가 0이면 인페이즈신호와로 신호맵핑한다.

세 번째로 X_K신호가 0이고 Y_K신호가 1이면 인페이즈 신호와 쿼드러추어신호로 맵핑한다.

네 번째로 X_K신호가 0이고 Y_K신호가 0이면 인페이즈신호와 쿼드러추어신호로 맵핑한다.

디지털 필터(square root raised cosine FIR digital filter)(504)는 상기 맵핑부(503)의 출력을 수신한다. 상기 디지털 필터(504)는 상기 인페이즈신호I_K및 쿼드러츄어 페이즈신호Q_K신호의 심볼간 간섭(Inter Symbol Interference)을 제거하기 위하여 하기와 같은 필터 계수(filter coefficient)로 콘벌류션(convolution)하여 출력한다.

I = O∼N-1

α = roll off factor

FS = 샘플링 주파수(Sampling Frequency)

LF = 차단 주파수(filter의 cut off frequency)

N = 필터 계수(filter coefficient)의 개수

제1D/A변환기(303)는 상기 디지털 필터(504)의 상기 인페이즈신호I_K를 수신하여 아날로그로 변환한다. 제1필터(smoothing filler)(304)는 상기 제1D/A변환기(303)와 연결된다. 상기 제1필터(304)는 상기 제1D/A변환기(303)를 출력하는 아날로그 인페이즈신호I_K를 완만하게 여파한다. 제2D/A변환기(306)는 상기 디지털 필터(504)의 쿼드러츄어 페이즈신호Q_K를 수신하여 아날로그 신호로 변환한다. 제2필터(smoothing filter)(307)는 아날로그 쿼드러츄어 페이즈신호Q_K를 완만하게 여파한다.

제4도는 제3도와 같은 구성으로 인페이즈신호I_K와 쿼드러츄어 페이즈신호Q_K를 생성하는 흐름도로서, 디지털 신호처리부(302)내에서 수행한다. 상기 제4도는 디지털 신호처리부(302)가 변환기301에서 출력되는 X_K신호 및 Y_K신호의 논리를 검사한 후, 두 신호들의 논리에 따라 상기 제3도에서 설명된 바와 같은 인페이즈신호I_K및 쿼드러츄어 페이즈신호Q_K를 생성한다.

제5도는 본 발명에 따른 X_K신호 및 Y_K신호의 발생과정을 도시하는 도면으로서, 변환기(301)에 의해 수행된다. 상기 제5도에서 b1-b13은 입력되는 디지털 데이터 스트림을 의미하며, bm은 상기 데이터 b1-b13의 논리를 표현하고 있다. 그리고 X_K신호는 제1플립플롭501에서 출력되는 홀수번째 디지털 신호 b1, b3, b5, b7, b9 ----로써, 각각 입력되는 데이터의 2배 주기를 갖는다. 또한 Y_K신호는 제2플립플롭502에서 출력되는 짝수번째 디지털 신호 b2, b4, b6, b8, b10 ----으로써, 각각 입력되는 데이터의 2배 주기를 갖는다.

제6도는 인페이즈신호I_K및 쿼드러츄어 페이즈신호Q_K의 전이를 나타내는 도면으로서, 최대 위상변위는가 된다.

제7도는 본 발명에 따른 인페이즈신호I_K및 쿼드러츄어 페이즈신호Q_K의 생성도로서, 제5도와 같은 X_K및 Y_K신호 수신시의 신호 형태를 도시하고 있다.

제8도는 상기 디지털 필터(504)의 시간영역(Time domain)에서의 특성도로서, LF(Cut off frequency) = 8KHz, FS(Sampling frequency) = 24KHz, N(filter coefficient의 개수) = 25, α=0.35의 필터(raised cosine FIR Digital filter) 특성을 시간영역(time domain)에서 나타내었다.

제9도는 상기 디지털 필터(504)의 위상(phasor)특성도로서, 필터(Raised Cosine FIR Digital filter)의 위상(phasor)특성을 주파수(Digital frequency)영역에서 본 것으로 리니어 위상(Linear phase)를 가짐을 알 수 있다.

제10도는 상기 디지털 필터(504)의 진폭(amplitude)특성도로서 DFT를 이용하여 디지털 필터(FIR Digital filter: Raised cosine)의 특성을 주파수 영역(Digital frequency domain)에서 본 것이다.

제11도는 상기 디지털 필터(504)를 출력하는 인페이즈신호I_K의 출력 형태도이다.

제12도는 상기 디지털 필터(504)를 출력하는 쿼드러츄어 페이즈신호Q_K의 출력 형태도이다.

상기 제8도 - 제12도는 디지털 필터(504)(raised cosine FiR digital filter)의 특성도이며, 또한 제5도와 같은 X_K및 Q_K신호를 신호 맵핑 및 디지털 필터링 했을시 특성 관계를 나타내고 있다.

상술한 구성에 의거 본 발명을 제2도- 제12도를 참조하여 상세히 설명한다.

일반적으로 이동 통신 시스템은 유한한 주파수 채널(frequency channel)내에서 도플러 스프레드(Doppler Spread), 멀티패스 페이딩(Multipath fading), 인접채널 간섭(adjacent Channel Interference), 동일채널 간섭(Co-channel Interference)등과 같은 열악한 환경의 영향을 받으며 동작한다. 그러므로 상기 이동 통신 시스템에 있어서 스펙트럼(spectrum) 효율은 중요하게 대두된다. 선형변조(Linear modulation)방법은 정진폭(Constant Envelope) 변조 방법과 비교해 볼 때, 스펙트럼 효율이 좋으므로 좁은 주파수 대역폭을 사용하여 정보를 전달할 수 있는 이점이 있다. 상기 선형변조 방식인 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조방식의 경우 ±180°의 위상변화 때문에 100% 진폭변화가 생기므로, 비선형 증폭되었을 때 심각한 인접채널 간섭을 일으키게 된다. 이런 문제점을 해결하기 위하여, ±90° 최대위상 편이를 가진 DQPSK(Differential Quadrature Phase Shift Keying)가 제안되었으나, 이 방식은 비동기 복조시 성능이 저하되는 문제점이 있다.

상기 π/4-DQPSK방식은 최대 위상편이가 ±135°이므로 QPSK와 DQPSK의 절충안이라 할 수 있으며, 복조에 있어서도 동기 복조뿐만 아니라 지연복조, 리미터 변별복조의 방법이 가능하므로, 대단히 많은 잇점을 가진 통신 방법이라고 할 수 있으며, 미국 디지털 셀룰라(Digital Cellular) 이동 통신 표준으로 채택 되었다. 상기 변환기(301)는 제3도에 도시된 바와 같이 제1 및 제2플립플롭(501,502)로 구성되며, 상기 코덱109에서 출력되는 데이터 스트림b1,b2,b3,------을 제5도에 도시된 바와 같이 홀수 디지털 데이터X_K와 짝수 디지털 데이터Y_K를 분리하여 두배의 주기로 변환한다. 즉, 상기 제5도에 도시한 바와 같이 bm은 랜덤 데이터 스트림(random data stream)이며, 제1플립플롭(501)는 상기 bm으로부터 홀수 데이터 비트(odd number bit)인 X_K를 추출하여 2배의 비트 주기로 만들고, 제2플립플롭(502)인 Y_K를 추출하여 2배의 비트 주기로 만든다.

그러면 디지털 신호처리부(302)는 상기 X_K신호 및 Y_K신호를 신호맵핑 및 디지털 여파하여 인페이즈의 I_K신호 및 쿼드러츄어의 Q_K신호를 생성한다. 이때 상기 I_K신호와 Q_K신호는 하기와 같이 표현할 수 있다.

상기 식에서 X_K신호 및 Y_K신호와 △ø의 관계는 하기 표 1과 같이 표현된다.

[표 1]

여기서 I_K, Q_K는의 다섯가지 값중 한가지를 가질 수 있다.

또한 이전의 I_K-1신호 및 Q_K-1신호와 I_K신호 및 Q_K신호의 관계는 하기 표 2와 같이 표현할 수 있다.

[표 2]

제6도는 상기 표 2에 나타낸 바와 같은 I_K, Q_K의 천이를 도시하는 도면으로써, 상기한 바와 같이 최대 위상 변위는이다.

상기 신호 맵핑 과정을 통해 출력된 I_K, Q_K는 ISI(Inter Symbol Interference)를 제거하기 위하여, 디지털 필터504에서 하기와 같은 특성으로 디지털 여파된다.

여기서 T는 심볼주기(symbol period)이고, α는 롤 오프 팩터(roll off factor)이다.

상기와 같와 같이 디지털 여파된 은 I_K신호 및 Q_K신호는 각각 제1DA/변환기(303) 및 제2D/A변환기(306)에서 아날로그 신호로 변환되고, 상기 아날로그 형태로 변환된 신호들은 각각 제1필터(304) 및 제2필터(307)에서 기저대역(baseband)의 신호로 여파된다. 이후 상기 기저대역의 신호로 여파된 신호들은 각각 대응되는 제1 및 제2곱셈기(Analog multiplier)(305,308)에 의해 캐리어신호(carier frequency)인 cosw_ct 및 -sinw_ct와 곱해진다. 상기 곱해진 신호는 가산기(Analog summing circuit)(310)에 의해 더해지며, 그때의 s(t)는 다음과 같다.

여기서 g(t)는 펄스 세이핑 기능(Pulse Shaping function)이며, Wc는 레디안 캐리어 주파수(radian canier freguency)이며, T는 심볼주기(Symbol period)이다.

또한 상기 s(t)는 다음과 같은 식으로 나타낼 수 있다.

여기서이 되며, ø_n은중 한가지를 가질수 있으며, 이것은 하기 표 3과 같이 X_K, Y_K의 값에 따라 ø_n-1의 위상에만큼 전이(transition)하여 나타난 값이다.

[표 3]

상기와 같은 π/4-DQPSK 송신기의 동작을 구체적으로 살펴본다.

먼저 제1플립플롭(501) 및 제2플립플롭(502)는 제5도와 같은 데이터 스트림 bm을 수신하여 각각 X_K신호 및 Y_K신호를 분리 추출한다. 그러면 신호맵핑부(503)는 제4도의 (601)-(608)단계를 수행하여 X_K신호와 Y_K신호를 맵핑하므로서 I_K신호와 Q_K신호를 발생한다. 이때 상기 I_K신호 및 Q_K신호는 하기와 같이 표현된다.

이때 상기 신호맵핑부(503)는 (601)단계에서 X_K신호 및 Y_K신호를 수신한후, 각각 (602)단계, (603)단계, (606)단계를 통해 X_K신호 및 Y_K신호의 논리 상태를 분석한 후, 그 분석 결과에 따라 (604)단계, (605)단계, (607)단계, 또는 (608)단계를 수행하여 I_K신호 및 Q_K신호를 발생한다. 이때 상기 I_K신호 및 Q_K신호의 생성은 하기 표 4와 같다.

[표 4]

상기와 표 4와 같이 신호맵핑부(503)는 입력신호X_K와 Y_K에 의해 I_K신호와 Q_K신호를 생성하는데, 상기 제5도와 같이 X_K신호와 Y_K신호가 수신되면, 신호맵핑부(503)는 제7도와 같이 신호맵핑 과정을 수행한다. 상기와 같이 신호맵핑부(503)가 I_K신호 및 Q_K신호를 생성하면, 디지털 필터(504)는 하기와 같은 특성으로 심볼간의 간섭을 제거하기 위하여 필터 계수로 콘벌루션 한다.

(여기서 I = O∼N-1, α = roll off factor, FS = Sampling frequency, LF = filter의 cut off frequency, N = filter coefficient 개수)

따라서 상기 디지털 신호처리부(302)의 처리 과정에서는 필터계수(filter coeffeicient) 갯수N, 차단 주파수(cut off frequency: LF), 샘플링 주파수(Sampling frequency: FS)와 입력 데이터를 입력받아 디지털 필터계수(Raised Cosine FIR Digital filter coeffieient)와 홀수 데이터(odd number data) X_K와 짝수 데이터(even number data)Y_K를 구한다. 상기 X_K신호와 Y_K신호는 신호맵핑(Signal mapping program)에 의해 I_K신호와 Q_K신호로 변환되며, 다시 디지털 필터링(Raised Cosine FIR Digital filter coefficient와 convolution)되어 ISI가 없어진 I신호 및 Q_K신호가 생성된다.

상기 디지털신호 처리에서는 필터계수(filter coefficient)의 DFT(Discret Furier Transform)변환을 포함하고 있으므로, 적당한 해상도(resolution) 계수를 입력시켜 고해상도로 주파수 영역에서의 디지털 필터(Raised cosine FIR Digital filter)(504)의 특성을 볼 수 있다. 상기 디지털 필터(raised cosine FIR Digital filter)(504)는 송수신기 각각에 스퀘어 루트 레이스드 코사인 필터(squar root raised cosine filter)를 사용하므로 하나로 묶어 나타낸 것이다. 즉,페이딩과 잡음이 없는 이상적인 상태로 가정한 경우, 상기 디지털 필터(raised cosine FIR digital filter)(504)의 출력은 수신기의 스퀘어 루트 레이스드 코사인 필터(squar root raised cosine filter)의 출력과 같다.

상기와 같은 I_K신호 및 Q_K신호의 특성은 제7도-제12도에 도시되어 있다.

그러면 상기 I_K신호는 제1D/A변환기(303)를 통해 아날로그 신호로 변환되며, 상기 아날로그 I_K신호는 제1필터(304)를 통해 완만하게 여파(Smoothing filter)되어 제1곱셈기(305)로 인가된다. 또한 상기 Q_K신호는 제2D/A변환기(306)를 통해 아날로그 신호로 변환되며, 상기 아날로그 Q_K신호는 제2필터(307)를 통해 완만하게 여파한다. 이때 상기 제1곱셈기(305)는 상기 아날로그 I_K신호와 캐리어 신호를 승산 출력하며, 상기 제2곱셈기(308)는 상기 아날로그 Q_K신호와 90°전이된 캐리어 신호를 승산 출력한다. 이후 가산기(310)는 상기 제1곱셈기(305)와 제2곱셈기(306)의 출력을 가산하여 π/4-DQPSK 변조신호로 최종 출력한다.

제1도는 디지털 통신 장치중 디지털 이동 무선전화기의 구성도로서, 상기한 바와 같이 π/4-DQPSK 송신기를 사용하여 송신부를 구성할수 있다. 상기 송신 오디오 회로(transmit audio circuit)(110)는 통신장치의 송화부와 연결된다. 상기 송신 오디오 회로(110)는 사용자의 음성을 전기적 신호로 변환하여 출력한다. 수신오디오 회로(receive audio circuit)(111)는 통신장치의 수화부와 연결된다. 상기 수신오디오 회로(111)는 수신되는 전기적인 음성신호를 가청 음성대역으로 변환하여 출력한다. 코덱(Voice & error Control CODEC)(109)는 상기 송신오디오 신호를 V-SELP(Vector-Sum Exited Linear Prediction)과 콘벌루션 코드(CON Volution Code)방식으로 코딩하여 출력하고, 수신되는 디지털 신호를 에러 제어(error control)한다. π/4-DQPSK 송신기(π/4-Differential Quadrature Phase Shift Keying)는 상기 코덱(109)와 연결된다. 상기 π/4-DQPSK변조기(104)는 상기 코덱(109)를 출력하는 디지털 송신데이터 π/4-DQPSK 방식으로 변조 출력한다. 주파수 합성기(frequency synthesis circuit)(107)는 로직 유니트(logic unit)(108)의 제어를 받는다. 상기 주파수 합성기(107)는 상기 π/4-DQPSK 송신기(104)와 IF회로(105)로 캐리어신호(carrier signal)를 발생하여 출력한다. 송신증폭기(linear Power Amp)는 (103)는 상기 π/4-DQPSK 송신기(104)와 연결된다.

상기 송신증폭기(103)는 상기 π/4-DQPSK 송신기(104)가 출력하는 송신 신호를 선형 증폭하여 출력한다. 듀플렉서(102)는 안테나(101)와 상기 송신증폭기(103) 및 IF회로(105) 사이에 연결된다. 상기 듀플렉서(102)는 상기 송신증폭기(103)의 출력을 수신하여 안테나(101)를 통해 발신하고, 상기 안테나(101)를 통해 수신되는 신호를 상기 IF회로(105)로 출력하는 신호의 송수신 분리기능을 수행한다. IF회로(105)는 상기 듀플렉서(102) 및 주파수 합성기(107)와 연결된다. 상기 IF회로(105)는 슈퍼헤테로 다인(Super heterodyne)방식으로 구성되어 상기 듀플렉서(102)를 출력하는 수신 신호를 상기 캐리어 신호와 믹싱하여 수신 신호의 주파수를 낮춘다.

π/4-DQPSK 수신기(106)는 상기 IF회로(105)와 상기 코덱(109)사이에 연결된다. 상기 π/4-DQPSK 수신기(106)는 상기 IF신호(105)를 출력하는 π/4-DQPSK 변조 신호를 본래의 신호로 복조하여 상기 코덱(109)로 출력한다.

상기와 같은 디지털 통신장치인 이동무선 전화기에서 π/4-DQPSK 송신기를 사용하게 되면, 송신하고자 하는 신호를 디지털 방식으로 변조하여 송신할수 있다.

상술한 바와 같이 디지털 필터는 프로그램에 의해 특성을 바꿀수 있고, 최근 DSP(Digitol Signal Processor)의 발달에 의해 이러한 디지털 필터의 출력을 실시간(real time)으로 처리 가능하게 되어 디지털 이동 무선전화기의π/4-DQPSK 송,수신에 있어서 D.S.P에 의한 구성을 양호한 특성 및 편리성을 향상시킬수 있는 이점이 있다.

Claims (6)

1. π/4-DQPSK 변조장치에 있어서, 코딩된 데이터 스트림을 수신하여 홀수 데이터 X_K와 짝수 데이터 Y_K로 분리하는 변화기와, 상기 X_K신호 및 Y_K신호를 수신하여 두신호의 논리상태를 분석한후 두신호를 논리 상태에 따라 신호를 맵핑하여 인페이즈 I_K신호 및 쿼드러츄어 페이즈 Q_K신호를 생성하는 신호맵핑부와, 상기 I_K신호 및 Q_K신호를 수신하여 상기 I_K신호 및 Q_K신호를 필터계수와 콘벌루션하여 심볼간의 간섭을 제거하는 디지털 여파기와, 상기 디지털 I_K및 Q_K신호를 아날로그 I_K신호 및 Q_K신호로 변환하는 D/A변환기와, 상기 아날로그 I_K신호 및 Q_K신호를 캐리어 신호와 승산하고, 승산한 두신호를 가산하여 π/4-DQPSK 변조신호로 출력하는 변조기로 구성된 것을 특징으로 하는 π/4-DQPSK 변조장치.
2. 제1항에 있어서, 신호 맵핑부가, 상기 X_K신호가 1이고 Y_K신호가 1이면, 인페이즈 신호와 쿼드러츄어신호로 맵핑하고, 상기 X_K신호가 1이고 Y_K신호가 0이면 인페이즈신호와신호맵핑하며, 상기 X_K신호가 0이고 Y_K신호가 1이면 인페이즈 신호와 쿼드러츄어신호로 맵핑하고, 상기 X_K신호가 0이고 Y_K신호가 0이면 인페이즈 신호와 쿼드러츄어신호로 맵핑하는 것을 특징으로 하는 π/4-DQPSK 변조장치.
3. 제2항에 있어서, 상기 디지털 여파기가 심볼 간의 간섭을 제거하기 위하여 하기 수학식과 같은 특성으로 필터 계수로 상기 I_K아 Q_K신호를 콘벌루션함을 특징으로 하는 π/4-DQPSK 변조장치.

   상기 수학식에서 I = O∼N-1, α = roll off factor, FS = Sampling frequency, LF = filter의 cut off frequency, N = filter coefficient 갯수.
4. π/4-DQPSK 신호 발생방법에 있어서, 코딩된 데이터 스트림을 수신하여 홀수 데이터 X_K와 짝수 데이터 Y_K로 분리하는 과정과, 상기 X_K신호 및 Y_K신호를 수신하여 두신호의 논리상태를 분석한 후 두 신호를 논리상태에 따라 맵핑하여 인페이즈I_K신호 및 쿼드러츄어페이즈Q_K신호를 생성하는 과정과, 상기 I_K신호 및 Q_K신호를 수신하여 상기 I_K신호 및 Q_K신호를 필터계수와 콘벌루션하여 심볼간의 간섭을 제거하는 디지털 여파과정과, 상기 디지털 I_K및 Q_K신호를 아날로그 I_K신호 및 Q_K신호를 변환하는 과정과, 상기 아날로그 I_K신호 및 Q_K신호를 캐리어 신호와 승산하고, 승산한 두신호를 가산하여 π/4-DQPSK 변조신호로 발생하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 π/4-DQPSK 변조방법.
5. 제4항에 있어서, 신호 맵핑과정이, 상기 X_K신호가 1이고 Y_K신호가 1이면, 인페이즈 신호와 쿼드러츄어신호로 맵핑하고, 상기 X_K신호가 1이고 Y_K신호가 0이면 인페이즈신호와신호맵핑하며, 상기 X_K신호가 0이고 Y_K신호가 1이면 인페이즈 신호와 쿼드러츄어신호로 맵핑하고, 상기 X_K신호가 0이고 Y_K신호가 0이면 인페이즈 신호와 쿼드러츄어신호로 맵핑함을 특징으로 하는 π/4-DQPSK 변조 방법.
6. 제5항에 있어서, 상기 디지털 여파기가 심볼 간의 간섭을 제거하기 위하여 하기 수학식과 같은 특성으로 필터 계수로 상기 I_K아 Q_K신호를 콘벌루션함을 특징으로 하는 π/4-DQPSK 변조방법.

   상기 수학식에서 I = O∼N-1, α = roll off factor, FS = Sampling frequency, LF = filter의 cut off frequency, N = filter coefficient 갯수.