JP2002502150A - 非線形変調方式によるスペクトル拡散システム用無線電話機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 コードによって拡散され、非線形変調方式に従って変調された信号を逆拡散するための方法を提供する。該方法は、前記コードを連続したフェーザ位置に変換するステップ（４０５）と、その拡散された信号を変換されたコードと相関付けるステップ（４０６）とを含む。上記方法を実装しているデスプレッダ、復調器および通信装置も提供される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【技術分野及び背景技術】

デジタル無線電話機において、直列ビット・ストリームのデータは、キャリヤ
を変調して送信される。また、ビット・ストリームの送信に用いられる数種類の
変調方式がある。変調方式の設計上、共通のパフォーマンス基準となるものに、
データ速度とチャネル帯域幅との比率として定義されている帯域幅効率がある。

【０００２】 このような変調方式は、線形または非線形のいずれであってもよい。線形方式
は、ｆ（∝ｘ）＝ｆ（ｘ）を満たす一般的基準に従うものとみなされているが、
非線形方式は、大抵の場合、その複雑な性質により、この基準には従っていない
。非線形変調方式の例として、ＧＭＳＫなどの前記の線形基準に合わない通常の
位相変調方式があげられる。一方、線形変調方式の例としては、ＱＰＳＫなどの
線形基準を満たす振幅変調および位相変調方式があげられる。ＱＰＳＫは、複合
成分から成る位相変調方式であるが、各シンボルの形成に用いられる２ビットに
よって、同相および直角位相チャネルが、信号のベースバンドにおいて独自に変
調されることから、線形とみなされる。これまで、ＴＤＭＡ（時分割多元接続）
電気通信システムは、線形と非線形の両方の変調方式を使用してきたが（例えば
、ＧＳＭでは非線形ＧＭＳＫ方式を使用し、ＰＤＣでは線形ＱＰＳＫ方式を使用
）、ＣＤＭＡ（符号分割多元接続）電気通信システムは、線形変調方式（例えば
、ＱＰＳＫ）のみを使用してきた。このような電気通信システムおよび変調方式
間にみられる従来の関係には、一定の利益と不利益がある。この点について、Ｇ
ＳＭ／ＧＭＳＫおよびＣＤＭＡ／ＱＰＳＫと関連させながら、以下に説明する。

【０００３】 ＧＭＳＫは、直列ビット・ストリームを、キャリヤの位相に変換する位相変調
方式である。この変調機能では、着信した直列ビット・ストリームを、送信機の
キャリヤを変調するアナログ信号に変換する。また、ＧＭＳＫでは、発信側の移
相にフィルタリングがかけられる。ガウス関数は、デジタルパルスの鋭いエッジ
を取り除くフィルタとして機能する。このフィルタリングを行わないと、信号の
送信に必要な帯域幅が、はるかに広くなる。ガウスフィルタをかけた場合でも、
ＧＳＭ方式はスペクトル的には非効率的であることが認められている。例えば、
ＢＴ積を０．３としたとき、ＧＳＭの帯域幅効率は、∝＝０．２２のＱＰＳＫよ
りも低くなる。しかし、ＧＭＳＫ変調方式は、一定の振幅を持つ信号を提供する
ことから、電力的効率が高い。理論上は、例えば、その信号が、非線形ＰＡ（電
力増幅器）によって増幅されたときに、歪むことはない。

【０００４】 従来型ＣＤＭＡ方式において、異なる位相変調方式であるＱＰＳＫが選択され
ることにより、ＧＭＳＫよりも、ビットレートが高くなるか、帯域幅効率が向上
する。ＱＰＳＫでは、直交信号が送信されることにより、データ速度は、ＭＳＫ
変調方式に比べて２倍になる。ＱＰＳＫ変調方式では、発信側の移相にナイキス
トフィルタがかけられることにより、帯域幅効率を高める累乗余弦整形パルスが
得られ、符合間干渉を取り除くことにより、ビット誤り率が低下する。累乗余弦
パルス整形を行うＱＰＳＫ方式は、スペクトル的には効率的であり、高いデータ
速度が実現できるとともに、ＢＥＲ（ビット誤り率）を低下させるが、送信時の
歪みを回避するためには、線形ＰＡ（電力増幅器）が必要になる。

【０００５】 ＧＳＭ方式と従来型ＣＤＭＡ方式は、着想において適正とみなされたユーザの
必要性を満たすように設計されているが、第３世代システムを対象にした方式の
設計が進むにつれて、２１世紀に足を踏み入れたユーザの需要を考慮に入れなけ
ればならない電気通信システムのあるべき基準について検討されるようになって
きた。

【０００６】 第３世代方式では、第２世代方式よりもさらに帯域幅効率の高い変調方式につ
いて検討されている。データ速度が充分に高く、電池式端末が許容できる水準を
下回るほど電力効率を低下させずに、電気通信産業が音声からデータへの利用に
引き続き拡大できるようにすることが重要である。しかし、従来型変調方式のい
ずれのデータ速度も、ビット誤り率および／または電力増幅器効率を容認できな
い水準にまで低下させずに、所望の無数のデータ利用を支援できるほど充分に高
くすることは不可能である。

【０００７】

【発明の開示】

本発明によれば、非線形変調方式を、スペクトル拡散電気通信システムで利用
することが可能である。このような構成により、ＧＭＳＫなどの非線形変調方式
の電力増幅器効率が向上し、ＣＤＭＡなどのスペクトル拡散方式によるユーザ速
度が上昇する。このことは、現行のスペクトル拡散システムにおいて線形変調方
式が必ず使用され、その組み合わせによって過度にシステムが複雑化することが
示唆されている技術の通常の教義に反するものである。

【０００８】 本発明の１態様によれば、一度拡散されてから非線形変調方式によって送信さ
れた信号を逆拡散する比較的簡単な方法が提供されている。この方法は、拡散コ
ードを連続したフェーザ位置に変換することと、拡散信号をこの変換済みコード
と相関付けることを特徴としている。 変換は、例えば、単に、受信したビットが正であると仮定して、実行されても
よい。ただし、変調が非線形方式で行われることから、受信ビットを負と仮定し
た場合、コードの変換が必要になる。したがって、受信信号を正と負の両方に仮
定して、変換を実行することが好ましく、これにより、複雑な復調器を使用する
必要性（例えば、ＧＭＳＫを使用したＧＳＭのように、ビタビまたはトレーニン
グシーケンスが必要になる）がなくなる。むしろ、いったん相関付けられた変換
済み信号の最大量の信号による復調が可能になる。

【０００９】 この方法では、Ｎ個の振幅変調パルスの重畳により形成された信号を逆拡散さ
せてもよい。複数パルスの使用によって、受信機におけるエネルギーが増大し、
送信されているものがより完全な状態で送信される。これらのパルスは、最初の
Ｎ個のパルスであり、ローランの重ね合せの原理により、ガウスパルス波形によ
く似たものとなっている。このパルスの代わりに、コスト関数要件（例えば、ビ
ット誤り率、帯域幅、振幅、ＡＦＣ）によっては、システム用に最適に整形され
たパルスでもよい。信号は、例えば、２個のパルス（Ｎ＝２）の重畳を使って形
成されてもよく、デスプレッダは、このパルス（Ｍ＝２）の各々に対して変換ス
テップと相関付けステップを実行してもよい。ただし、さらに多くのパルスを使
用して、送信用の信号を構成し、その完結性をさらに向上させることが好ましい
。その場合には、Ｍ＜Ｎとして、デスプレッダは、最初のＭ個のパルスに対して
変換ステップと相関付けステップを実行するだけでよく、エネルギーを大きく損
なわずに、受信機に必要な処理を少なくしている。例えば、好適な１実施形態に
よれば、Ｍ＝２およびＮ＝４である。

【００１０】 本発明の別の態様によれば、 コードによって送信される信号を拡散することと、 非線形変調方式を使用して拡散信号を変調することと、 変調された信号を送信することと、 変調された信号を受信することと、 前記コードを連続したフェーザ位置に変換することと、 前記受信信号を前記変換コードと相関付けることと、 から成る、スペクトル拡散電気通信システムにおいて信号を送受信する方法が提
供されている。

【００１１】 本発明のさらに別の態様によれば、 連続したフェーザ位置に変換されたコードを提供する手段と、 前記拡散信号を前記変換コードと相関付ける相関器とから成る、１つのコード
によって拡散されるとともに非線形変調方式によって変調された信号を逆拡散す
るデスプレッダが提供されている。

【００１２】 本発明のさらに別の態様によれば、１つのコードによって拡散されるとともに
、非線形変調方式によって変調された信号を復調させる復調器において、前記受
信機が、 受信ビットが正であると仮定して、前記受信信号を逆拡散する第１のデスプレ
ッダと、 受信ビットが負であると仮定して、前記受信信号を逆拡散する第２のデスプレ
ッダと、 前記第１と第２のデスプレッダにより出力された前記相関信号を比較して、受
信信号の符号を決定するための比較器とを備えることを特徴とする復調器が提供
されている。

【００１３】 またさらに、本発明により、デスプレッダまたは復調器を備える通信装置用の
受信機が提供されている。 さらに、１つのコードによって信号を拡散するためのスプレッダを備えている
受信機および送信機と、前記拡散信号を変調する非線形変調器と、前記変調拡散
信号を送信する手段とを備える通信装置用のトランシーバが提供されている。 さらに、このようなトランシーバを具備し、通信システム上で動作可能な通信
装置が提供されている。

【００１４】 本発明のさらに別の態様によれば、スペクトル拡散電気通信システムにおいて
第１のモードで動作することができ、１つの非線形変調方式を使用する電気通信
システムにおいて第２のモードで動作可能なデュアル・モード受信機であって、 第１のモードの動作において前記非線形変調方式に従って受信信号を復調し、
連続したフェーザ位置に変換されたコードを提供するための手段を備えているデ
スプレッダと、前記受信信号を前記変換されたコードと相関付けるための相関器
とを具備する第１の復調器と、 前記第２のモードの動作において前記非線形変調方式に従って受信信号を復調
するための復調器を具備する第２の受信機手段とを具備する受信機が提供されて
いる。

【００１５】 同様に、スペクトル拡散電気通信システムにおいて第１のモードで動作するこ
とができ、１つの非線形変調方式を使用する電気通信システムにおいて第２のモ
ードで動作することができるデュアル・モード送信機であって、前記装置は、前
記第１および第２のモードの動作の両方において前記非線形変調方式に従ってキ
ャリヤ信号でデータ信号を変調するための変調器と、前記第１のモードにおいて
変調に先立って前記データ信号を拡散するための手段とを備える送信機が提供さ
れている。

【００１６】 上記デュアル・モード受信機および送信機は、デュアル・モード通信装置の一
部を形成していてもよい。 本発明は、１台の変調器を備えるデュアル・モード装置を提供していることか
ら、より安価であると同時に小型である。いずれのモードにも共通する他の部品
として、受信機内に相関器や周波数ダウンコンバータが含まれていてもよい。

【００１７】

【発明を実施するための最良の形態】

本発明の実施形態を説述するために、添付の図面に従って、例示によりこれを
説明する。 スペクトル拡散方式では、個別のＲＦ周波数またはチャネルではなく、独自の
デジタルコードを用いて、移動局を識別している。各コードは、移動局と基地局
の両方に割り当てられ、疑似ランダムバイナリコードと呼ばれている。そのうち
の１つにゴールド・コードがある。図１に、このようなスペクトル拡散方式の１
例が示されており、この方式は、線形変調方式を利用した直接拡散方式として周
知である。

【００１８】 図１では、情報ＡがキャリヤＢに変調される。次に、変調信号Ｃが、疑似バイ
ナリコードのゴールド・コードＤによって変調され、周波数領域の信号を拡散さ
せる。受信機では、着信信号が、適した中間周波数にダウンコンバートされた後
、受信機固有のゴールド・コードの同期符合化複製Ｆで乗積されることにより、
受信信号を効果的に逆拡散できる。その結果得られた信号Ｇを従来通り復調して
、情報Ｈを取り出すことができる。

【００１９】 基地局送信機１１に、１２で示される移動局受信機Ａと１３で示される移動局
受信機Ｂの両方の情報が与えられると仮定すると、基地局送信機１１によって送
信される符号化信号Ｅは、次の式で表すことができる。

【数１】 ただし、 Ｅｎ＝符号化された信号 ａ，ｂ＝受信機Ａ（１２）と受信機Ｂ（１３）のゴールド・コード ｉｎｆｏ_a，ｉｎｆｏ_b＝受信機Ａ（１２）の情報、受信機Ｂ（１３）の情報 上記信号は、受信機ＡおよびＢによって復号化される。

【００２０】 受信機Ａでは、以下の式が成り立つ。

【数２】 ただし、Ｄｅ＝復号化プロセス

【００２１】 線形変調方式が使用されることから、上記の各構成部品は、以下のように、分
離可能である。

【数３】 ただし、η＝ノイズである。

【００２２】 同様に、受信機Ｂでは、以下の式が成り立つ。

【数４】 情報信号の拡散および逆拡散は、以下のようにして行われる。 送信される情報が、受信機Ａに対するものであり、４ビットで構成されている
とすると、Ａ＝ｉｎｆｏ_a＝｛−１，１，−１，１｝であり、ゴールド・コード は、２５５ビットのゴールド・コードとなる。

【００２３】 次に、拡散変調器は、４×２５５ビットを有する信号Ｅを出力する。 例えば、

【数５】

【００２４】 次に、移動局受信機Ａの逆拡散変調器は、最初の２５５ビットの受信信号Ｅを
取り出して、ゴールド・コードａにより点乗積演算（相関付け）を実行する。例
えば、ｉｎｆｏ_aの最初のビット−１（２５５）＝２５５である。 その結果得られた信号Ｇの最初のビットの符合により、送信されるビットの符
合が決まる。したがって、この場合、復調器が、ａ−１ビットが送信されたもの
と判断する。次に、受信信号の第２の２５５ビットに対してこの演算が実行され
、それ以降も、受信信号が完全に復調されるまで演算が続行される。

【００２５】 簡単な符合化および復号化例 ａ＋１情報ビットの場合、５ビットのゴールド・コードを｛−１ −１ １
１ −１｝とすると、 符号化信号｛−１ −１ １ １ −１｝に対し、 復号化信号＝ゴールド・コードと符合化信号の点乗算 ＝｛１ １ １ １ １｝＝５ となる。

【００２６】 ａ−１情報ビットの場合、ゴールド・コードが同じであると仮定すると、 符号化信号｛１ １ −１ −１ １｝に対し、 復号化信号＝｛−１ −１ −１ −１ −１｝＝−５ となる。 したがって、この復号化信号は、どの符合が情報ビットであるかを示している
。ただし、上記は、線形方式を用いた結果であり、非線形変調方式を使用した場
合とは異なるものである。

【００２７】 図２では、非線形変調方式に従って送信されるとともにビットの符合を直ちに
判断できない符号化信号を復号化する技術を提供する本発明の１実施形態による
スペクトル拡散方式を示している。 基地局送信機２１は、１つの例外、すなわち、拡散信号Ｅ′が非線形変調技術
を用いて変調される点を除いては、図１に示すものと同様である。同じく、受信
機２２と２３は、非線形変調技術により変調された信号Ｅ′を受信する点におい
て異なっている。さらに、逆拡散変調器は、受信信号Ｅ′を、その受信機に固有
の変換されたゴールド・コードＦ′、Ｊ′と混合することにより、受信信号Ｅ′
を逆拡散する。その結果得られた信号Ｇ′、Ｋ′を復調し、情報Ｈ′、Ｌ′が抽
出される。

【００２８】 ゴールド・コードの受信機２２、２３による変換は、以下の原理に基づいて行
われる。 １．情報の内容が、ａ＋１ビットであり、かつ開始点が象限０の地点にあると
仮定すると、受信信号Ｅ′のベクトル図がどのような状態になるのか検討する。 ２．この信号を反転または取消して、受信信号と相関付けられたときに高い値
となる変換済みゴールド・コードＦ′を決定し、ａ＋１ビットが検出されたこと
を示す。このようなコードは、ゴールド・コードと同じ符合の実部と、逆符合の
虚部を有している。（この点について、さらに以下に例示する。） ３．（オプション）ステップ（１）と（２）を繰り返して、ａ−１ビットを検
出する。

【００２９】 図９および図１０を参照しながら、本原理の一例を以下に示す。 ２２で示される移動局受信機Ａが、ゴールド・シーケンスＤ｛０，０，１，１
，０｝を有していると仮定すると、情報Ｃがａ＋１ビットの場合、受信信号Ｅ′
は、｛０，０，１，１，０｝となるのに対して、情報Ｃがａ−１ビットの場合、
受信信号Ｅ′は、｛１，１，０，０，１｝である。

【００３０】 １．ａ＋１ビットを検出するための変換 ａ＋１ビットの検出は、受信信号をａ＋１ビットとすることにより、次のよう
に示すことができる。 Ｅ′＝｛０，０，１，１，０｝ ステップ１ 図９（ａ）に示すように、この信号は、シーケンス｛−１，−１，１，１，−
１｝（ただし０→−１）により、Π／２単位でベクトル図の周囲を移動する。こ
のことは、｛ｉ −１ ｉ １ ｉ｝として実部と虚部により反映させることが
可能である。 ステップ２−変換の決定 図９（ｂ）は、図９（ａ）の＋１ビット受信信号の値が高くなる変換ゴールド
・コードのベクトル図である。このことは、｛ｉ −１ −ｉ １ −ｉ｝とし
て実部と虚部により反映させることが可能である。 受信信号を変換ゴールド・コードと相関付けることにより、以下の式が成り立
つ。 −ｉ²１−ｉ²１−ｉ²＝１，１，１，１，１ ＝５（高い値）

【００３１】 ２．ａ−１ビットを検出するための変換 ａ−１ビットの検出は、受信信号をａ−１ビットとすることにより、次のよう
に示すことができる。 Ｅ′＝｛１，１，０，０，１｝ さらに、図１０（ａ）に示すように、これをベクトル図にマッピングする（ス
テップ１）。このことは、｛−ｉ −１ −ｉ １ −ｉ｝として実部と虚部に
より反映させることが可能である。 ステップ２−変換の決定 図１０（ｂ）は、図１０（ａ）の−１ビット受信信号の値が高くなる変換済み
ゴールド・コードを形成する反転または取消された位相を示す図である。このこ
とは、｛ｉ −１ ｉ １ ｉ｝として実部と虚部により反映させることが可能
である。 受信信号を変換されたゴールド・コードと相関付けることにより、以下の式が
成り立つ。 −ｉ²１−ｉ²１−ｉ²＝５（高い値） 以上により、２２で示される移動局受信機Ａにより使用可能な、＋１ビットお
よび−１ビット（図９（ｂ）および図１０（ｂ））を検出するための好適な変換
Ｆ′について説明がなされた。

【００３２】 ３．以上の変換方法により、移動局受信機Ａで逆拡散を行った例 基地局送信機２１の拡散変調器により、２ビット情報シーケンスＣ｛１，−１
｝と、移動局受信機Ａのゴールド・コード・シーケンスＤ｛０，０，１，１，０
｝を混合すると仮定した場合、移動局送信機２１によって送信される信号Ｅ′は
、Ｃ×Ｄ、例えば、｛０，０，１，１，０｝｛１，１，０，０，１｝となる。 １実施形態において、逆拡散変調器は、、受信信号（一度に１つのコード価値
）を、ａ＋１を検出するための変換ゴールド・コードおよびａ−１を検出するた
めの変換ゴールド・コードと相関付ける。

【００３３】 次に、復調器では、そのコード価値について、上記により相関付けられた信号
を比較して、最も高い値を付与するものとして送信されるビットの符合を決定す
る。以上の動作は、次のコード価値に対しても同様に繰り返される。 受信信号｛０，０，１，１，０｝（図９（ａ））の最初のコード価値を取り出
して、ａ＋１を検出するための変換済みゴールド・コード（図９（ｂ））と相関
付けることにより、以下の逆拡散信号（積）Ｇ′が得られる。 ｛ｉ −１ ｉ １ ｉ｝｛−ｉ −１ −ｉ １ −ｉ｝＝ ｛１ １ １ １ １｝＝５

【００３４】 一方、受信信号の同部分を取り出して、ａ−１を検出するための変換済みゴー
ルド・コード（図１０（ｂ））と相関付けることにより、以下の逆拡散信号積Ｇ
′が得られる。 ｛ｉ −１ ｉ １ ｉ｝｛ｉ −１ ｉ １ ｉ｝＝ ｛−１ １ −１ １ −１｝＝−１ 最も高い値は、ａ＋１ビットを検出したことを示し、したがって、復調器は、
この信号を復調する。

【００３５】 次に、受信信号｛１，１，０，０，１｝（図１０（ａ））の第２のコード価値
を取り出して、ａ＋１を検出するための変換済みゴールド・コード（図９（ｂ）
）と相関付けることにより、以下の逆拡散信号積Ｇ′が得られる。 ｛−ｉ −１ −ｉ １ −ｉ｝｛−ｉ −１ −ｉ １ −ｉ｝＝ ｛−１ １ −１ １ −１｝＝−１ 一方、受信信号の同部分を取り出して、ａ−１を検出するための変換済みゴー
ルド・コード（図１０（ｂ））と相関付けることにより、以下の逆拡散信号積Ｇ
′が得られる。 ｛−ｉ −１ −ｉ １ −ｉ｝｛ｉ −１ ｉ １ ｉ｝＝ ｛１ １ １ １ １｝＝５ 最も高い値は、ａ−１ビットを検出したことを示し、したがって、復調器は、
この信号を復調する。

【００３６】 図９（ｂ）および図１０（ｂ）に示されるような変換を行うためのアルゴリズ
ム例について、以下に概略を述べる。各例は、「位相変調は、ＡＭパルス（Ｃ０
、Ｃ１等）を重ね合わせることにより、おおよその値が得られる」というローラ
ンの重畳理論を用いたものであり、本実施形態では、ＡＭパルス（Ｃ０）の最初
のパルスのみを検討している。ローランは、２値表現ａ_iにより、ｉ番目の構成 要素に関連する複合位相係数ｂ_iの値を定義している。各値は、ａ＋１やａ−１ が検出されるか否かにかかわらず、次のように定義される。

【００３７】 ＋１を検出する場合 Ｃ_i＝１（ｉ＝０，．．．Ｎ−１）であれば、ａ_i＝１ Ｃ_i＝０（ｉ＝０，．．．Ｎ−１）であれば、ａ_i＝−１ −１を検出する場合 Ｃ_i＝１（ｉ＝０，．．．Ｎ−１）であれば、ａ_i＝−１ Ｃ_i＝０（ｉ＝０，．．．Ｎ−１）であれば、ａ_i＝−１ ただし、Ｃ_i＝｛Ｃ₀，Ｃ₁，．．．Ｃ_N-1｝であり、Ｎは、このシーケンスの素子
数である。

【００３８】 複合位相係数ｂｉは、次のように定義される。 ｂ_i＝ｂ_i-1＋ａ_i（ｉ＝１，２．．．Ｎ−１） ただし、ｂ₀＝ａ₀である。 さらに、位相変調信号に対するローランの近似値は、ｉ^b _iによって得られる。
例えば、図２の受信信号Ｅ′は、ｉ^b _iにより求められる。 すでに述べた通り、その受信信号が変換と関連のある符合と同じ符合であれば
、受信信号との相関付けが行われたときに、コードのП／２移相の反転を行う変
換によって、高い値が得られる。したがって、使用可能な変換ｄ_iは、ｉ^-b _iであ
る。

【００３９】 上記以外で他に使用可能な変換は、ｄ_i＝ｙ_iｊ^b _iである。ただし、ｙ_i＝（− １）ⁱ（ｉ＝０，１．．．Ｎ−１）である。この変換は、計算上、効率的である 。 必要に応じて、後続のパルス（Ｃ₁他）について、さらに変換が使用可能であ る。この点については、図６に例示されるとともに、以下に説明がなされている
。２個以上のパルスを使用することにより、受信機にさらに多くのエネルギーを
供給できることから、送信されているものを、より完全な状態で送信できる。好
ましくは、４つのパルスが使用されているとよい。

【００４０】 さらにまた、ａ＋１ビットのみを検出するための変換を行ってもよい。ただし
、複雑な復調器を配置する必要性がなくなることから、上記の変換は、±１ビッ
トの両方を検出するために実行されることが好ましい。むしろ、復調は、受信信
号と相関付けられたときに、どの変換を行うと最大の値が得られるか確認するた
めの単に比較を行うためのものである。

【００４１】 図３は、本発明の一実施形態の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）送信機である。
従来のＣＤＭＡは、物理的な専用データ・チャネル（ＤＰＤＣＨ）、および物理
的な専用制御チャネル（ＤＰＣＣＨ）からなるフレームを備える。送信対象のビ
ット・シーケンス３０１は、送信機のフレーム・ビルダ３０２に入力され、上記
送信機は、上記ビットをフレームの適当な部分（すなわち、ＤＰＤＣＨ）に入力
する。

【００４２】 その後で、上記ビット・ストリームは、ゴールド・コード・エンコーダにより
、スペクトルを横切って拡張する。このゴールド・コード・エンコーダ３０３は
、下記のように動作する。 ビット・ストリームが、｛Ｃ₀、Ｃ₁．．．．Ｃ_N-1｝であり、 フレーム・シーケンスが、｛ｆ₀ｆ₁．．．ｆ_M-1｝（すなわち、Ｍ個の記号ビ ット）である場合、 ゴールド・コード・エンコーダ３０３の出力は、下記の素子を持つ、ＮｘＭ項を
含むシーケンスである。

【００４３】

【数６】 それ故、変調するチップの数はＭＮである。

【００４４】 変調器３０４は、ゴールド・コード・エンコーダ３０３により、これらのＭＮ
チップ出力でキャリヤを変調する。上記キャリヤは、クロック３０５の出力であ
る。１Ｓ９５のようなＣＤＭＡシステムで、通常使用される変調器３０４は、Ｑ
ＰＳＫ変調器である。しかし、本発明の場合には、変調器は、ＭＳＫ変調の際に
使用されるような非線形変調器である。好適な実施形態の場合には、ＧＭＳＫ変
調が使用される。変調器３０４の出力信号の帯域幅は、参照用テーブル３０６を
作成するために使用される、パルスのスペクトルに直接関係する。従来、ＣＤＭ
Ａの場合には、この参照用テーブルは、平方根二乗余弦を定義しているデータを
含んでいた。しかし、本発明の好適な実施形態の場合には、参照用テーブルは、
以下に概略説明する別な波形の中の一つの波形を持つことができる異なるパルス
を定義する。変調器３０４の出力は、デジタル−アナログ変換器３０７に入力さ
れる。その後で、アナログ信号は、再構成フィルタ３０８により再構成される。
再構成フィルタは、通常、スペクトル成形のある部分を行うための交換コンデン
サ・フィルタ、および主として残りのスペクトル成形を行うためのＲＣフィルタ
・ネットワークのようなアナログ・フィルタを備える。信号が再構成されると、
その信号は、電力アンプ３０９に入力され、上記電力アンプは、アンテナ３１０
により送信するために上記信号を増幅する。

【００４５】 参照用テーブルは、従来、ＧＭＳＫ変調の際に使用していたように、ガウス・
パルス波形を定義する。別の方法としては、この波形を、ローランの重畳理論に
より、一つまたはそれ以上のＡＭパルスを使用して近似することができる。これ
らのパルスは、余弦と正弦の関数である、パルスの固定グループである。しかし
、この好適な実施形態の場合には、参照用テーブルは、必要なコスト関数により
異なる新しいパルス波形を記憶する。この新しいパルス波形は、下記の原理によ
り決定される。

【００４６】 従来技術の変調方式の場合には、データ・ストリームを成形するために使用す
るパルス関数は所定の数学的関係を持つ。 例えば、 平方根二乗余弦 例えば、ＱＰＳＫ変調を使用するＣＤＭＡシステムの場合、およびＤＱＰＳＫ
変調を使用するＰＤＣおよびＮＡＤＣシステムの場合には、

【数７】

【００４７】 ＭＳＫ変調方式を使用するＧＳＭの場合には、

【数８】

【００４８】 従来の所定の数学的関係に従うパルス形の場合には、所与のエネルギー・レベ
ルに対するたった一つのパラメータだけが可変である。ガウス・パルスの場合に
は、可変パラメータは、振幅を犠牲にして帯域幅を変化させることができる、パ
ルスの広がりを変化する「シグマ」である。平方根二乗余弦の場合には、可変パ
ラメータは、余弦の尾部が始まる周波数を変化させる「α」である。このことは
、帯域幅に影響を与え、そのため電力効率にも影響を与える。コスト・パラメー
タ間の関係は、ハッキリと定義され、一方が改善すると、定められた方法で他方
が低下する。両方のコスト・パラメータを改善する領域は存在しない。

【００４９】 一つのパラメータにより定義される数学的変調関数の場合には、達成できるト
レードオフは、そのパラメータに、ある数値を割り当てることにより入手される
ものである。数学的関数の一つの変数は、システムの設計者により、コスト・パ
ラメータ間で定義された関係で、受け入れることができるバランスを供給するよ
うに設定される。

【００５０】 本発明の場合には、パルス成形装置に対する予め定めた数学的関係はない。パ
ルスの波形は、必要なコスト・パラメータに適合するように定義される。多くの
コスト・パラメータを相互にバランスさせることができる、新しいパルス波形を
自由に選択することができる。二つのパラメータの間のトレードオフの関係は、
もはやそれほど厳格には定義されない。そのため、多くの興味にある可能性がで
てくる。本発明の場合には、ＭＳＫのパルス波形をガウス波形にする必要はない
。この特定のパルス波形は、電力効率の点では性能を最適化するが、スペクトル
効率の点では最適にはならない。周波数領域内においてガウス波形からズレると
、ＢＥＲ、電力効率および帯域幅の間のバランスが変化する。

【００５１】 例えば、ＭＳＫシステムのパルスを、（例えば、ＢＥＲ、帯域幅、電力効率、
ＡＦＣのような）コスト関数間で、必要なバランスをとるために成形することが
できる。その場合、ガウス・パルスのような所与の波形のパルスのパラメータが
修正される場合に、現在のトレードオフにより左右されない。コスト関数は、正
の関数であり、システムが必要なモードに従って動作するとさらに小さくなり、
さらに接近する。

【００５２】 ＭＳＫ変調用に使用したパルス波形により実験を行ったシミュレーションによ
り、電力効率を受け入れるレベルに維持したまま、電気通信システムのスペクト
ル効率を向上させることができることが分かった。そのため、関連コスト関数、
すなわち、帯域幅またはビット誤り率を低減するために、ＭＳＫ変調方式のパル
ス波形を修正することにより、ＧＭＳＫをＣＤＭＡシステムでより一般的に使用
することができる。

【００５３】 それ故、この実施形態の場合には、ＧＭＳＫのような非線形変調方式は、現在
、従来のパルス波形を使用して達成できる性能よりも優れた性能を入手するため
に、新しいパルス波形を使用することができる。特定の変調方式間、および、（
例えば、ＭＳＫおよびスペクトルの非効率のような）現在の問題間の強いつなが
りを取り除くことにより、特定のシステム用の変調方式を異なる基準により選択
することができる。

【００５４】 例えば、必要なコスト関数、すなわち、（ＣＤＭＡ基準）に適合するために、
適当なパルス波形で、ＭＳＫ変調方式を使用してＣＤＭＡを実行することにより
、一つの変調器を使用して、デュアル・モードＧＳＭ ＣＤＭＡ端末を構成する
ことができる（図７および図８参照）。コスト関数（必要なパラメータ）も変化
することができるように、各システムのパルス波形も相互に異なっている場合が
ある。 参照用テーブル３０６に記憶するために、コスト関数に従ってパルス関数を適
応することができるように成形する方法について、以下に詳細に説明する。

【００５５】 すでに説明したように、今まで、電気通信システムの変調器で使用することを
目的として、ガウス・パルスおよび平方根二乗余弦パルスだけを考察してきた。
ローランは、ＡＭ パルス（Ｃ₀、Ｃ₁等）を重畳することにより、ガウス・パル スを近似することができることを示唆している。これらのパルスは、余弦と正弦
の関数であるパルスの固定グループである。本発明の好適な実施形態の場合には
、以下に概略説明するように、全然異なるアプローチを使用してきた。

【００５６】 構成要素を重畳することにより、パルスを近似することができるというローラ
ントの理論を実行した。しかし、固定関数構成要素に基づいて、現在のガウス・
パルスを近似するのにこの理論を使用する代わりに、ローランの重畳展開式を、
特定の通信システムが必要とする基準に適合するパルス波形を確認する基準とし
て使用した。それは下記のように行われた。

【００５７】 最初に、ローラン重畳展開式の固定関数構成要素の代わりに、未知の各パルス
構成要素を表わす一つまたはそれ以上の関数を使用する。（例えば、ＢＥＲ、帯
域幅、振幅、ＡＦＣのような）コスト関数に注目する。すなわち、特定のシステ
ムが必要とする数値からの誤差について考察する。結果を調整するために、コス
ト関数の加重を変えることができる。その後で、各関数に対する数値が、例えば
、最適化装置により決定される。上記最適化装置は、これらコスト関数を最小に
し、それにより、特定のシステムの要件に適合するパルス波形を供給する。 好適には、二つの関数を使用することが好ましい。何故なら、そうすると、
一つの関数だけを使用する場合よりも、もっと最適なパルス成形を行うことがで
きるからである。

【００５８】 より詳細に説明すると、上記方法は下記のように実行することができる。 最初に、ローレントの式を考察する。ローレントの式によれば、下記のように
なる。

【数９】

【００５９】 この場合、Ｓ（ｔ）は、時間ｔにおける信号である。

【数１０】

【００６０】 ローレントのパルス、Ｃ_{k,n ’}を使用する代わりに、まだ未知であるが、必要 な誤差関数要件により、適当な数値を決定したい、別のパルス、ＰＵＬＳＥ、Ｋ _K,n を使用することにする。 これを式１に代入すると、下記式が得られる。

【数１１】 ここで、Ｊ＝√−１である。

【００６１】 すでに説明したように、ＰＵＬＳＥはまだ未知であるが、この実施形態の場合
には、ゼロではなく、最大長さは８である。 この実施形態の場合には、Ｓを構成するのに、ＰＵＬＳＥ［０］とＰＵＬＳＥ
［１］を使用することにする。それ故、Ｍ＝２である。Ｍ＝２に対して式（２）
を展開して、関数、Ａ_kにビット・ストリーム、∝₁，∝₂．．．を代入すると、 下記式が得られる。

【数１２】 ∝は一つのビットを表わしているので、＋１か−１である。それ故、式（３）
の各項は、（パルス関数た実数であると仮定した場合に）、実数または虚数とし
て識別することができる。

【００６２】 例えば、上記式の第一の項を取り上げると、下記のようになる。

【数１３】 それ故、この式の絶対値は、ビット（∝ｓ）の関数として計算することができ
る。決定しなければならないことは、時間、Ｎにどんな∝が送信されたかという
ことである。（理想的なシステムの場合には、これは、ベースバンドのところで
受信したシステムである。）

【００６３】 （例えば、簡単な受信機の場合には）、式（３）により、ビット、∝_N-4は、 それ自身の上のように、時間（Ｎ＋４）Ｔに送信されと推理することができる。
それは虚数であり、干渉する（すなわち、他の虚数の）パルスを考慮に入れなけ
ればならない。この式の実数の項は、パルスの干渉項および絶対値の両方に対し
て、完全に無視することができる。 干渉は最小にしなければならない。例えば、ＢＥＲ性能は、すべての他の項の
絶対値と比較した場合に、時間（Ｎ＋４）Ｔのところでの項Ｐｕｌｓｅ［０］を
大きくすることにより改善することができる。

【００６４】 それ故、∝シーケンスが下記のようなシーケンスである場合には、

【数１４】

【００６５】 時間ΔＴにおけるパルスの絶対値を未知のパルスの項で計算することができる
。時間ΔＴの時の干渉項の絶対値も、未知のパルスの項で計算することができる
。この計算は、∝_Nから∝_N-7に対する１、−１の可能な各組合せに対して（すな
わち、すべての２⁸＝２５６の可能性）に対して行われる。各可能な組合せに対 して、干渉項および絶対値の両方に対する式が入手される。 この実施形態の場合には、上記パルスは、電力、ＢＥＲ、ＡＦＣおよび帯域幅
に関するある基準に適合するために必要である。それ故、これらに対する誤差関
数が決定される。

【００６６】 ８の過度サンプリングの場合には、ΔＴの数値を下記のようにすることができ
る。

【数１５】 もちろん、過度サンプリング速度は、必要なパルス・サンプリングのレベルに
より変更することができる。 上記各数値を考慮に入れて、ΔＴに対する振幅およびＢＥＲコストが計算され
る。それぞれに対する全コストは、可能なシーケンスについて入手した全部で８
の式に追加される。

【００６７】 ＜コスト（誤差）関数＞ （ｉ）振幅誤差関数 一定の振幅が１である場合には、振幅の誤差は、下記式により求めることがで
きる。 ｛絶対値²−１²｝² （ii）ＢＥＲ誤差関数 この関数を計算するには、ノイズの量を決定しなければならない。このノイズ
の量は、下記式により求められる。 ｛干渉領域の絶対値｝²

【００６８】 （iii）エネルギー誤差関数 必要なエネルギー−サンプル点の平方の合計 （iv）帯域幅誤差関数 パルスの帯域幅を推定するために、（この段階においてはまだ未知である）パ
ルス関数の導関数が必要である。この導関数は、二つの隣接するパルス値の間の
差として近似することができる。パルスの帯域幅は、下記式により求められる。 合計｛サンプル点における導関数｝²

【００６９】 上記のパルスの帯域幅は、下記のように決定することができる。 パルス幅を８Ｔと仮定し、パルスを８で過度サンプリングした。 ローレントによれば、 Ｐｕｌｓｅ［０］［ｔ］は、０≦ｔ≦９Ｔに対してゼロではない。 Ｐｕｌｓｅ［１］［ｔ］は、０≦ｔ≦７Ｔに対してゼロではない。 未知のパルスは、下記式により表わされる。 ｍ＝０，１，２．．．８、ｎ＝０，１，２．．．７に対して、 Ｐｕｌｓｅ［０］［ｍＴ＋ｎＴ／８］ ｍ＝０，１，２．．．７、ｎ＝０，１，２．．．７に対して、 Ｐｕｌｓｅ［１］［ｍＴ＋ｎＴ／８］

【００７０】 便宜上、下記のように表示する。 Ｐｕｌｓｅ［０］［ｍＴ＋ｎＴ／８］は、Ｘ_{0,m ・ 8+n}で表わす。 Ｐｕｌｓｅ［０］［ｍＴ＋ｎＴ／８］は、Ｘ_{1,m ・ 8+n}で表わす。 例えば、 Ｐｕｌｓｅ［０］［２Ｔ＋３Ｔ／８］＝Ｘ_0,19 Ｐｕｌｓｅ［１］［２Ｔ＋３Ｔ／８］＝Ｘ_1,19

【００７１】 隣接する二つの点は、隣接する数字を持ち、一組の未知数は、下記のように表
わされる。 Ｘ_0,i（ｉ＝０，１，２．．．７１） および Ｘ_1,i（ｉ＝０，１，２．．．５５）

【００７２】 従って、Ｐｕｌｓｅ［０］の大凡の帯域幅は、下記式により表わされる。 Ｐｕｌｓｅ［０］：Ｓｕｍ（Ｘ_0,i+1−Ｘ_0,i）²／（Ｔ／８）（ｉ＝０〜７０ ） （ａ） この実施形態の場合には、第二の構成要素の帯域幅を決定する必要があり、そ
の後で、Ｐｕｌｓｅ［１］に対する類似の式を決定する必要がある。この決定は
下記式により行われる。 Ｐｕｌｓｅ［１］：Ｓｕｍ（Ｘ_1,i＋１−Ｘ_0,i）²／（Ｔ／８） （ｉ＝０〜５４） （ｂ）

【００７３】 同様に、送信対象の信号をさらにより完全なものにするために、より多くのパ
ルスを必要とする場合の式を決定することができる。 二つの構成要素からなるパルスの全帯域幅＝（ａ）＋（ｂ） （例えば、電力に対しては０．３、ＢＥＲに対しては０．３、帯域幅に対して
は０．４、または、システムが、例えば、帯域幅だけを必要とする場合には、電
力およびＢＥＲに対しては０、帯域幅に対して１というように）、上記誤差関数
を加重することによりパルスをシステム要件に基づいて特に設計することができ
る。問題がある場合には、もっと多くの加重を追加することができる。唯一の制
約は、全加重は＋１に等しくなければならないという制限である。

【００７４】 全誤差関数は、未知数、すなわち、Ｘ_0,i（ｉ＝０〜７１）、およびＸ_i,j（ｉ
＝０〜５５）により表わされる。未知数に対する適当な数値を決定し、それによ
りパルス波形を推定するために、例えば、従来の在庫最適化装置により、式の最
小化が行われる。

【００７５】 図４は、非線形復調器付きスペクトル拡散受信機のブロック図である。この実
施形態においては、受信機は、図３のＣＤＭＡ送信機を補完する。これは、拡散
信号を受信するためのアンテナ、周波数低域変換回路４０１、アナログ−デジタ
ル変換器４０２、受信機コードの保存手段およびデスプレッダ４０４を含む。デ
スプレッダは、受信機コードを本発明にしたがって変換するための手段４０５、
受信信号と変換されたコードを相関付けるための相関器４０６、および受信信号
の符号を決定するための比較器４０７を含む。受信機の動作は上記図２、図９お
よび図１０を参照して説明した通りである。

【００７６】 コード変成器４０５は＋１ビットを検出するための変換のみを行うことがある
。このとき、比較器は相関器４０６によって相関付けられた信号出力の値が一定
のしきい値を超える場合に＋１であると見なし、このしきい値より低ければ−１
と見なす。しかし、このタイプの受信機はいちだんと複雑な復調を必要とする。
変成器４０５が−１を検出するための変換も有していれば、より単純な復調が可
能である。このときは、比較器は最大の値を示す符号を決定する。この値は雑音
の下限よりかなり高いはずなので、実際には受信信号が上記受信機に宛てられた
−１であるのか、あるいは他の受信機へ向けた信号から発生した雑音なのかを決
定するための複雑な復調は必要ない。

【００７７】 図５および図６は好適な実施形態にしたがったＣＤＭＡ受信機を示すもので、
これは複数の振幅変調されたパルスの重畳を用いて作成された信号を送信する送
信器を補完する。 図５から分かるとおり、周波数低域変換回路４０１は少なくとも１個のＩＦ段
５０１、ミキサ５０２ａ、５０２ｂ、および低域フィルタ５０３ａ、５０３ｂを
含む。受信信号はこのＩＦ段５０１を通ってその周波数をベースバンド周波数ま
で低減され、次に上記信号はＩからＱまでの構成要素に分けられ、その搬送波は
ミキサ５０２ａと５０２ｂおよび低域フィルタ５０３ａと５０３ｂを用いて信号
から除去される。上記信号は、次にＡ／Ｄ変換器５０４ａと５０４ｂによってア
ナログ信号からデジタル信号へ変換され、復調器段４０４へ送られる。図６はこ
の復調器段をより詳細に示す。

【００７８】 コード変成器４０５は、上記受信信号を構成する両方の振幅変調されたパルス
について＋１と−１を検出するために上記ゴールド・コードを変換する。変換例
を下記に示す。 変換１（Ｔ１）５０５ａ（第１の振幅変調されたパルスについて＋１の記号を
検出する）。 ｙ_i＝（−１）ⁱ、ここでｉ＝０，１，２，．．．Ｎ−１ 所与のコード（Ｃ₀，Ｃ₁，．．．Ｃ_N-1）ここでＮは上記シーケンス中の要素の 数であるゴールド・コード。 Ｃ_i＝１ならばａ_i＝１；ここでｉ＝０， ．．．Ｎ−１ Ｃ_i＝０ならばａ_i＝−１；ここでｉ＝０， ．．．Ｎ−１ ｂ₀＝ａ₀ ｂ_i＝ｂ_i-1＋ａ_i、ここでｉ＝１，２，．．．Ｎ−１ ｄ_i＝ｙ_iｉｂ_i、ここでｉ＝０，１，２，．．．Ｎ−１および ｉ＝√（−１）

【００７９】 もう一つの変換も利用可能である。 変換１ｂ（第１の振幅変調されたパルスについて＋１の記号を検出する）ｄ_iに ついて同一の記数法を用いる。 ｄ_i＝ｉ^-b _i、ここでｉ＝０，１，２，．．．Ｎ−１ 変換２（Ｔ２）５０５ｂ（第１の振幅変調されたパルスについて−１の記号を
検出する） ｙ_i＝（−１）ｉ、ここでｉ＝０，１，２，．．．Ｎ−１ 所与のコード｛Ｃ₀，Ｃ₁，．．．Ｃ_N-1｝、ここでＮは上記シーケンス中の要素 の数。 Ｃ_i＝１ならばａ_i＝−１；ここでｉ＝０， ．．．Ｎ−１ Ｃ_i＝０ならばａ_i＝１；ここでｉ＝０， ．．．Ｎ−１ ｂ₀＝ａ₀ ｂ_i＝ｂ_i-1＋ａ_i、ここでｉ＝１，２，．．．Ｎ−１ ｄ_i＝ｙ_iｉｂ_i、ここでｉ＝０，１，２，．．．Ｎ−１および ｉ＝√（−１）

【００８０】 もう一つの変換も利用可能である。 変換２ｂ（第１の振幅変調されたパルスについて−１の記号を検出する） ｄ_i＝ｉ^-b _i、ここでｉ＝０，１，２，．．．Ｎ−１ 変換３（Ｔ３）５０５ｃ（第２の振幅変調されたパルスについて＋１の記号を
検出する） ｙ_i＝（−１）ｉ、ここでｉ＝０，１，２，．．．Ｎ−１ 所与のコード｛Ｃ₀，Ｃ₁，．．．Ｃ_N-1｝、ここでＮは上記シーケンス中の要素 の数。 Ｃ_i＝１ならばａ_i＝１；ここでｉ＝０， ．．．Ｎ−１ Ｃ_i＝０ならばａ_i＝−１；ここでｉ＝０， ．．．Ｎ−１ ｂ₀＝ａ₀−／＋ａ_N ｂ_i＝ｂ_i-1＋ａ_i−ａ_i-1、ここでｉ＝１，２，．．．Ｎ−１ ｄ_i＝ｙ_iｉｂｉ、ここでｉ＝０，１，２，．．．Ｎ−１ ｉ＝√（−１）

【００８１】 もう一つの変換も利用可能である。 変換３ｂ（第２の振幅変調されたパルスについて−１の記号を検出する）。 ｄ_i＝ｉ^-b _i、ここでｉ＝０，１，２，．．．Ｎ−１ 変換４（第２の振幅変調されたパルスについて＋１の記号を検出する） ｙ_i＝（−１）ｉ、ここでｉ＝０，１，２，．．．Ｎ−１ 所与のコード｛Ｃ₀，Ｃ₁，．．．Ｃ_N-1｝、ここでＮは上記シーケンス中の要 素の数。 Ｃ_i＝１ならばａ_i＝−１；ここでｉ＝０， ．．．Ｎ−１ Ｃ_i＝０ならばａ_i＝１；ここでｉ＝０， ．．．Ｎ−１ ｂ₀＝ａ₀−／＋ａ_N ｂ_i＝ｂ_i-1＋ａ_i−ａ_i-1、ここでｉ＝１，２，．．．Ｎ−１ ｄ_i＝ｙ_iｉｂ_i、ここでｉ＝０，１，２，．．．Ｎ−１および ｉ＝√（−１）

【００８２】 もう一つの変換も利用可能である。 変換４ｂ（第２の振幅変調されたパルスについて−１の記号を検出する）。 ｄ_i＝ｉ^-b _i、ここでｉ＝０，１，２，．．．Ｎ−１ 同様に、相関器４０６は各変換済みコードを受信信号のそれぞれのパルスと相
関付ける。例えば＋１検出用の第１の振幅変調されたパルスと関連する変換済み
ゴールド・コードは、相関器５０６ａによって受信信号（ｘ_i1，ｘ_q1）の第１の
振幅変調されたパルスと相関付けられる。相関付けられた信号ｙ１の絶対値ｚ１
は比較器４０７へ送られる。同じ段が、−１検出用の第１の振幅変調されたパル
スについて発生し、第２の振幅変調されたパルスについて＋１の検出および−１
の検出のために発生する。

【００８３】 比較器４０７は、受信信号が＋１か−１かを判断する。これは、受信信号が検
出された符号であると仮定して上記比較器から受信した絶対値（ｚ₁−ｚ₄）を予
想される絶対値（Ｅ₁−Ｅ₄）と比較することによって実現される。Ｅ₁−Ｅ₄の値
はあらかじめ計算し、受信機に保存しておくことができる。この実施形態では、
受信信号が＋１ならばｚ₁およびｚ₃の値はその関連する予想値Ｅ₁およびＥ₃に近
く、したがってｈ₁およびｈ₃の値は小さくなる。対照的に、ｚ₂およびｚ₄の値は
Ｅ₂およびＥ₄よりはるかに小さく、したがってｈ₂およびｈ₄の値は大きくなる。
それゆえ、比較器はｈ₁＋ｈ₃＜ｈ₂＋ｈ₄であるから＋１が受信されたと判断する
。あるいは−１が受信されたならばｚ₂およびｚ₄の値はその予想値Ｅ₂およびＥ₄ に近く、したがってｈ₂＋ｈ₄の値は小さくなるのに対して、ｚ₁およびｚ₃はＥ₁ およびＥ₃よりはるかに小さくなり、したがってｈ₁およびｈ₃の値は大きくなる 。それゆえ、比較器はｈ₂＋ｈ₄＜ｈ₁＋ｈ₃であるから−１が受信されたと判断す
る。チャネル上に混信がほとんどない場合は、受信機は第１のパルスについての
相関付けを実施するのみでよい。 それが望ましければ、それ以降の振幅変調されたパルスについても同様の変換
が規定できる。しかし、ほとんどのエネルギーは最初の２パルス中に見出される
ため、一般的にはこの２つの使用で十分である。

【００８４】 図７はデュアル・モードのＧＳＭ／ＣＤＭＡ送信器を示す。この送信器には共
通変調器６０４が付属している。これが可能なのは、本発明が非線形変調方式と
スペクトル拡散方式（この例では、ＧＭＳＫとＣＤＭＡ）との間に互換性をもた
らすためである。この実施形態ではそれぞれＧＳＭとＣＤＭＡの費用関数要件に
適合するパルス整形を定義する２つの参照用テーブル６０６ａおよび６０６ｂを
送信機が有することにより、特定の変調方式の費用関数の束縛が低減されるため
、この実施形態は望ましい解決策となる。お分かりのように、ＧＳＭおよびＣＤ
ＭＡの両方の動作のために多数の構成要素が使われ、また二つの構成要素が必要
な場所には、送信機の動作に依存する両者の間のスイッチも必要となる。例えば
ＣＤＭＡモードの場合は、ビット・シーケンス６０１はゴールド・コード・エン
コーダ６０３によって符号化される必要があるだろう。それゆえスイッチはこの
ゴールド・コード・エンコーダとの接続を図り、他方でＧＳＭモードの場合には
変調器へ直結するように切り替える。同様にＧＳＭモードの場合にはパルス整形
はＧＳＭ参照用テーブル６０６ａによって行われ、またスイッチ６１１が接続を
担うため、ビット・シーケンスはこの参照用テーブル中のデータに応じて整形す
ることができる。最後にスイッチ６１２は、送信機の適切な動作モードを得るた
めに電力増幅器をフィルタ・ネットワークに接続するべく用意されている。

【００８５】 図８は、図７の送信機を補完するためのデュアル・モードＧＳＭ／ＣＤＭＡ受
信機を示す。 受信機が受信した複素数シーケンス７０１は、受信機の動作モードに応じてＧ
ＳＭ復調器７０３ａとＣＤＭＡ復調器７０３ｂとの間で切り替えられる。ＧＳＭ
復調器７０３ａは、例えば、ビタビ・デコーダを含む従来型のＧＳＭ復調器であ
る。他方、ＣＤＭＡ復調器７０３ｂは、本発明にしたがった復調器である。すな
わち図４および／または図５，６に示されるようなコードによって拡散し、また
非線形変調方式にしたがって変調された信号を復調するものである。この方法で
は、送信された本来のビット・シーケンス７０４は受信機で決定される。

【００８６】 図７および図８のデュアル・モード送信機および受信機は、２個（またはそれ
以上）のパルスの重畳を用いて形成された信号を扱うことが望ましい。これには
受信機側でのより多量の処理が関わる一方、送信されたものの一体性は良くなる
。これは特に狭帯域ＧＳＭ（例えば、Ｏ，Ｉ５のＢＴ製品）に有益であり、ここ
では第２のパルスが相当量の情報を含むため、第１のパルスは十分な近似をもた
らさない。

【００８７】 図１１（ａ）−図１１（ｄ）は、異なる同時的瞬間において＋１ビットを検出
するよう準備された受信機によって逆拡散された＋１のビットを示す。 図１１（ａ）は、同じコードをｘビット回転し、次にｘが０から２５０まで変
化する中での第１のパルスを用いて＋１の値を持つビットを受信するために変換
した、ベースバンド信号の相関の実数値（ビットをゴールド・コード・シーケン
スにより＋１の値を使って拡散し、また生成したビットを２個のパルスを使うＧ
ＭＳＫタイプの変調を用いて送信することによって得られたもの）を示す。

【００８８】 図１１（ｂ）は、同じコードをｘビット回転し、次にｘが０から２０まで変化
する中での第１のパルスを用いて＋１の値を持つビットを受信するために変換し
た、ベースバンド信号の相関の実数値（ビットをゴールド・コード・シーケンス
により＋１の値を使って拡散し、また生成したビットを２個のパルスを使うＧＭ
ＳＫタイプの変調を用いて送信することによって得られたもの）を示す。 図１１（ｃ）は、同じコードをｘビット回転し、次にｘが０から２０まで変化
する中での第１のパルスを用いて＋１の値を持つビットを受信するために変換し
た、ベースバンド信号の相関の虚数値（ビットをゴールド・コード・シーケンス
により＋１の値を使って拡散し、また生成したビットを２個のパルスを使うＧＭ
ＳＫタイプの変調を用いて送信することによって得られたもの）を示す。 図１１（ｄ）は、同じコードをｘビット回転し、次にｘが０から２０まで変化
する中での第１のパルスを用いて＋１の値を持つビットを受信するために変換し
た、ベースバンド信号の相関の絶対値（ビットをゴールド・コード・シーケンス
により＋１の値を使って拡散し、また生成したビットを２個のパルスを使うＧＭ
ＳＫタイプの変調を用いて送信することによって得られたもの）を示す。

【００８９】 受信機は、データ信号（＋１ビット）を逆拡散するために使われたコードを変
換するために、例えば図９（ａ）に示される変換を使用することができる。この
変換は、変換５０５Ａに関して前記の変換Ｔ１またはＴ１ｂを用いて実施するこ
とができる。図１１（ａ）から（ｄ）までの図から分かるように、＋１ビットが
検出され、情報ビット１０１はその振幅が雑音の下限１０２よりかなり大きかっ
たのでうまく識別可能であった。

【００９０】 信号がうまく逆拡散されるためには、デスプレッダまたはデコーダが使用する
コードはスプレッダまたはエンコーダが使用するものと対応していなければなら
ない。図１２は、一つのコードによって拡散され、次に受信機によって別のコー
ドの変換を用いて逆拡散された信号の自動相関を示す。より厳密には、図１２は
、別のコードをｘビット回転し、次にｘが０から２５０まで変化する中での第１
のパルスを用いて＋１の値を持つビットを受信するために変換した、ベースバン
ド信号の相関の絶対値（ビットをゴールド・コード・シーケンスにより＋１の値
を使って拡散し、また生成したビットを２個のパルスを使うＧＭＳＫタイプの変
調を用いて送信することによって得られたもの）を示す。図１２から分かるよう
に、この例における信号は雑音と区別できない。

【００９１】 図１３（ａ）は、異なる同時的瞬間において−１ビットを検出するよう準備さ
れた受信機によって逆拡散された−１のビットを示す。すなわちこれは、別のコ
ードをｘビット回転し、次にｘが０から２５０まで変化する中での第１のパルス
を用いて−１の値を持つビットを受信するために変換した、ベースバンド信号の
相関の絶対値（ビットをゴールド・コード・シーケンスにより−１の値を使って
拡散し、また生成したビットを２個のパルスを使うＧＭＳＫタイプの変調を用い
て送信することによって得られたもの）を示す。

【００９２】 受信機は、データ信号（−１ビット）を逆拡散するためのコードの変換に、例
えば図９（ｂ）に示される変換を使用することができる。これは、変換５０５Ｂ
に関して前記の変換Ｔ２またはＴ２ｂを用いて実施することができる。お分かり
のように、−１ビットが検出され、その振幅は対応する雑音の下限よりかなり大
きい。

【００９３】 他方、図１３（ｂ）は、−１ビットを逆拡散しようとしたときに＋１ビット（
例えば、図１１に示す受信機出力に使用されたもの）を検出するために準備され
た受信機の出力を示す。すなわちこれは、別のコードをｘビット回転し、次にｘ
が０から２５０まで変化する中での第１のパルスを用いて＋１の値を持つビット
を受信するために変換した、ベースバンド信号の相関の絶対値（ビットをゴール
ド・コード・シーケンスにより−１の値を使って拡散し、また生成したビットを
２個のパルスを使うＧＭＳＫタイプの変調を用いて送信することによって得られ
たもの）を示す。お分かりのように、この実施形態ではこのビットは雑音のため
判読できない。

【００９４】 図１４は、図５，６に関する前記の二つの変換手法の差異を図示する。図１４
（ａ）および（ｂ）は、異なる変換手法Ｔ１およびＴ１ｂのそれぞれについて、
同じ訓練用シーケンスをｘビット回転し、次にｘが０から２５まで変化する中で
の第１のパルスを用いて＋１の値を持つビットを受信するために変換した、ベー
スバンド信号の相関の実数値（ビットをＧＭＳＫフレーム中に見出される訓練用
シーケンスにより＋１の値を使って拡散し、また生成したビットを２個のパルス
を使うＧＭＳＫタイプの変調を用いて送信することによって得られたもの）を示
す。

【００９５】 図１４（ｃ）および図１４（ｄ）は、異なる変換手法Ｔ３およびＴ３ｂのそれ
ぞれについて、同じ訓練用シーケンスをｘビット回転し、次にｘが０から２５ま
で変化する中での第２のパルスを用いて＋１の値を持つビットを受信するために
変換した、ベースバンド信号の相関の実数値（ビットをＧＭＳＫフレーム中に見
出される訓練用シーケンスにより＋１の値を使って拡散し、また生成したビット
を２個のパルスを使うＧＭＳＫタイプの変調を用いて送信することによって得ら
れたもの）を示す。図１４（ａ）および図１４（ｂ）から分かるように、データ
信号が第１のローラン型パルスによって近似されるとき、変換Ｔ１およびＴ１ｂ
の両方とも同等の結果をもたらす。しかし、狭帯域システムでは特に、ローラン
近似の第２のパルスは、満足な一体性を得るためには抽出が必要な相当量の情報
を含む。図１４（ｃ）および（ｄ）から分かるように、この例では変換Ｔ３ｂで
はなく変換Ｔ３の使用が望ましい。

【００９６】 付録１には、図１１−図１４に関するより詳しい背景、および本発明の数学的
シミュレーションも記載されている。 本発明は、それが請求された発明に関係するか否か、または指摘された問題点
の幾分かを緩和するかどうかに関わらず、本明細書中に明示的にかまたはそれを
一般化した形のいずれかで開示された新規な特徴または複数の特徴の組み合わせ
を含む。

【００９７】 前述の説明を見ると、当分野に熟達した人にとっては本発明の範囲内で種々の
変更が可能であることは明らかだろう。例えば、デュアル・モード電話の引用に
は２以上のモードを有する電話が含まれることは明らかである。 また、記述された変換は、本発明の範囲内で以下のように変更され得ることは
明らかである。第１に、変換によって生成したシーケンスは環状に回転すること
ができ、第２に変換で得られたシーケンスの要素は一つの定数（実数または虚数
）を乗ずることができる。 本出願の提出に添付する付録１は、引用によって本明細書の記載に援用する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 周知の方式であるＣＤＭＡを示す図である。

【図２】 本発明の実施形態によるＣＤＭＡ方式を示す図である。

【図３】 本発明の実施形態によるＣＤＭＡ送信機を示す図である。

【図４】 本発明の実施形態によるＣＤＭＡ受信機を示す図である。

【図５】 本発明の好適な実施形態によるＣＤＭＡ受信機を示す図である。

【図６】 本発明の好適な実施形態によるＣＤＭＡ受信機復調器のステージを示す図であ
る。

【図７】 本発明の実施形態によるデュアル・モードのＧＳＭ／ＣＤＭＡ送信機を示す図
である。

【図８】 本発明の実施形態によるデュアル・モードのＧＳＭ／ＣＤＭＡ受信機を示す図
である。

【図９】 （ａ）はａ拡散＋１ビットの場合の受信信号例を示す図であり、（ｂ）は本発
明の実施形態によるａ＋１ビットを検出するための変換されたゴールド・コード
を示す図である。

【図１０】 （ａ）はａ拡散−１ビットの場合の受信信号例を示す図であり、（ｂ）は本発
明の実施形態によるａ−１ビットを検出するための変換されたゴールド・コード
を示す図である。

【図１１】 （ａ）はａ＋１ビットを検出するために配置された受信機によって逆拡散され
たａ＋１ビットの時間に対する振幅を示すグラフであり、（ｂ），（ｃ），（ｄ
）はそれぞれ、ａ＋１ビットを検出するために配置された受信機によって逆拡散
されたａ＋１ビットの時間に対する振幅の実数値、虚数値、絶対値を示すグラフ
であり、わずか２０例の値を示すだけで、所望の信号およびノイズ間の違いが際
立って示されている。

【図１２】 インコンパチブル・コードを使用して受信機により逆拡散された信号の時間に
対する振幅を示すグラフである。

【図１３】 （ａ）はａ−１ビットを検出するために配置された受信機により逆拡散された
ａ−１ビットの時間に対する振幅を示すグラフであり、（ｂ）はａ＋１ビットを
検出するために配置された受信機により逆拡散されたａ−１ビットの時間に対す
る振幅を示すグラフである。

【図１４】 （ａ），（ｂ）は種々の変換方法により、受信信号の逆拡散された第１パルス
の時間に対する振幅を示すグラフであり、（ｃ），（ｄ）は種々の変換方法によ
り、受信信号の逆拡散された第２パルスの時間に対する振幅を示すグラフである
。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 ９８０１３０６．３ (32)優先日 平成10年１月21日(1998．1．21) (33)優先権主張国 イギリス（ＧＢ） (31)優先権主張番号 ９８０１３０８．９ (32)優先日 平成10年１月21日(1998．1．21) (33)優先権主張国 イギリス（ＧＢ） (31)優先権主張番号 ９８０４６００．６ (32)優先日 平成10年３月５日(1998．3．5) (33)優先権主張国 イギリス（ＧＢ） (31)優先権主張番号 ９８０５１２６．１ (32)優先日 平成10年３月11日(1998．3．11) (33)優先権主張国 イギリス（ＧＢ） (31)優先権主張番号 ９８０５２３４．３ (32)優先日 平成10年３月12日(1998．3．12) (33)優先権主張国 イギリス（ＧＢ） (31)優先権主張番号 ９８０５５０４．９ (32)優先日 平成10年３月13日(1998．3．13) (33)優先権主張国 イギリス（ＧＢ） (31)優先権主張番号 ９８１４３００．１ (32)優先日 平成10年７月１日(1998．7．1) (33)優先権主張国 イギリス（ＧＢ） (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ， ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，Ｌ Ｔ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ， ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，Ｕ Ａ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims (42)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 コードによって拡散され、非線形変調方式に従って変調され
   たデータ信号を逆拡散する方法であって、該方法は、 前記コードを連続したフェーザ位置に変換するステップと、 前記受信拡散信号を前記変換されたコードと相関付けるステップとを含むこと
   を特徴とする方法。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の方法において、Ｎ個の振幅変調されたパル
   スの重畳を使って作られたデータ信号を逆拡散し、前記変換および相関付けステ
   ップがＭ個のパルスに対して実行されることを特徴とする方法。
3. 【請求項３】 コードによって拡散され、非線形変調方式に従って変調され
   たデータを復調する方法であって、 請求項１または請求項２に記載の方法に従って、前記データ信号が正であると
   仮定して前記受信信号を逆拡散するステップと、 請求項１または請求項２に記載の方法に従って、前記データ信号が負であると
   仮定して前記受信信号を逆拡散するステップと、 前記相関付けられた信号を比較して前記受信データ信号の符号を決定するステ
   ップとを含むことを特徴とする方法。
4. 【請求項４】 スペクトル拡散電気通信システムにおいてデータ信号を送信
   および受信する方法であって、該方法は、 送信するデータ信号をコードによって拡散するステップと、 非線形変調方式を使って前記拡散された信号を変調するステップと、 前記変調された信号を送信するステップと、 前記変調された信号を受信するステップと、 前記コードを連続したフェーザ位置に変換するステップと、 前記受信信号を前記変換されたコードと相関付けるステップとを含むことを特
   徴とする方法。
5. 【請求項５】 請求項４に記載の方法において、 前記データ信号が正であると仮定して前記変換および相関付けステップを実行
   するステップと、 前記データ信号が負であると仮定して前記変換および相関付けステップを実行
   するステップと、 前記相関付けられた信号を比較して前記受信データ信号の符号を決定するステ
   ップとを含むことを特徴とする方法。
6. 【請求項６】 請求項４または請求項５に記載の方法において、送信する信
   号を整形するステップをさらに含むことを特徴とする方法。
7. 【請求項７】 請求項６に記載の方法において、前記信号を整形する前記ス
   テップが、Ｎ個の振幅変調されたパルスの重畳を使って前記信号を作るステップ
   を含み、前記変換および相関付けステップがＭ個のパルスに対して実行されるこ
   とを特徴とする方法。
8. 【請求項８】 請求項２、請求項２に依存する時の請求項３、または請求項
   ６に記載の方法において、Ｎ＝Ｍ＝２であることを特徴とする方法。
9. 【請求項９】 請求項２、請求項２に依存する時の請求項３、または請求項
   ６に記載の方法において、Ｎ＞Ｍであることを特徴とする方法。
10. 【請求項１０】 請求項９に記載の方法において、Ｎ＝４およびＭ＝２であ
    ることを特徴とする方法。
11. 【請求項１１】 請求項２、請求項２に依存する時の請求項３、請求項７、
    請求項８、請求項９または請求項１０に記載の方法において、前記パルスがパル
    ス関数を有し、その周波数と振幅との間の関係が、 所望のコスト・パラメータを定義するステップと、 前記所望のコスト・パラメータに依存してある範囲の周波数において前記パル
    ス関数の前記振幅を定義するステップとによって決定されることを特徴とする方
    法。
12. 【請求項１２】 コードによって拡散され、非線形変調方式に従って変調さ
    れたデータ信号を逆拡散するためのデスプレッダであって、 連続したフェーザ位置に変換された前記コードを提供するための手段と、 前記拡散された信号を前記変換されたコードと相関付けるための相関器とを含
    むことを特徴とするデスプレッダ。
13. 【請求項１３】 Ｎ個のパルスの重畳を使って作られたデータ信号を逆拡散
    するための、請求項１２に記載のデスプレッダであって、Ｍ個のパルスに対する
    変換されたコード提供手段と相関器とを含むことを特徴とするデスプレッダ。
14. 【請求項１４】 コードによって拡散され、非線形変調方式に従って変調さ
    れたデータ信号を復調するための復調器であって、その受信機が、 前記データ信号が正であると仮定して前記受信信号を逆拡散するための、請求
    項９または請求項１０に記載の第１のデスプレッダと、 前記受信信号が負であると仮定して前記受信信号を逆拡散するための、請求項
    ９または請求項１０に記載の第２のデスプレッダと、 前記第１および第２のデスプレッダによって前記相関付けられた信号出力を比
    較して前記受信信号の符号を決定するための比較器とを含むことを特徴とする復
    調器。
15. 【請求項１５】 請求項９または請求項１０に記載のデスプレッダ、または
    請求項１１に記載の復調器を含むことを特徴とする通信装置のための受信機。
16. 【請求項１６】 通信装置のためのトランシーバであって、 コードによってデータ信号を拡散するためのスプレッダと、前記拡散された信
    号を変調するための非線形変調器と、前記変調された拡散信号を送信するための
    手段とを備えている送信機と、 請求項１５に記載の受信機とを含むことを特徴とするトランシーバ。
17. 【請求項１７】 通信システムにおいて動作することができる通信装置であ
    って、請求項１６に記載のトランシーバを含むことを特徴とする通信装置。
18. 【請求項１８】 請求項１６または請求項１７に記載の装置において、前記
    送信機が送信する前記信号を整形するための信号整形器を含むことを特徴とする
    装置。
19. 【請求項１９】 請求項１８に記載の装置において、前記信号整形器が、Ｎ
    個の振幅変調されたパルスの重畳を使って前記信号を作り、前記デスプレッダが
    Ｍ個のパルスに対するコード変換手段と相関器とを含むことを特徴とする装置。
20. 【請求項２０】 請求項１３または請求項１３に依存する時の請求項１４乃
    至１８、または請求項１９の何れかに記載の装置において、Ｎ＝Ｍ＝２であるこ
    とを特徴とする装置。
21. 【請求項２１】 請求項１３または請求項１３に依存する時の請求項１４乃
    至１８、または請求項１９の何れかに記載の装置において、Ｎ＞Ｍであることを
    特徴とする装置。
22. 【請求項２２】 請求項２１に記載の装置において、Ｎ＝４およびＭ＝２で
    あることを特徴とする装置。
23. 【請求項２３】 請求項１９乃至２２の何れかに記載の装置において、前記
    パルスが１つのパルス関数を有し、その周波数と振幅との間の関係が、 所望のコスト・パラメータを定義するステップと、 前記所望のコスト・パラメータに依存してある範囲の周波数において前記パル
    ス関数の前記振幅を定義するステップとによって決定されることを特徴とする装
    置。
24. 【請求項２４】 スペクトル拡散電気通信システムにおいて第１のモードで
    動作することができ、非線形方式を使っている電気通信システムにおいて第２の
    モードで動作することができるデュアル・モード受信機であって、 第１のモードの動作において前記非線形変調方式に従って受信信号を復調し、
    連続したフェーザ位置に変換されたコードを提供するための手段を備えているデ
    スプレッダと、前記受信信号を前記変換されたコードと相関付けるための相関器
    とを含む第１の復調器と、 前記第２のモードの動作において前記非線形変調方式に従って受信信号を復調
    するための復調器を含んでいる第２の受信機手段とを備えていることを特徴とす
    る受信機。
25. 【請求項２５】 請求項２４に記載の装置において、前記第１の復調器は、 前記データ信号が正であると仮定して前記受信信号を逆拡散するための第１の
    デスプレッダと、 前記データ信号が負であると仮定して前記受信信号を逆拡散するための第２の
    デスプレッダと、 前記第１および第２のデスプレッダによって出力され相関付けられた信号出力
    を比較して前記受信データ信号の符号を決定するための比較器とを含むことを特
    徴とする装置。
26. 【請求項２６】 スペクトル拡散電気通信システムにおいて第１のモードで
    動作することができ、非線形変調方式を使用する電気通信システムにおいて第２
    のモードで動作することができるデュアル・モード送信機であって、前記装置は
    、前記第１および第２のモードの動作の両方において前記非線形変調方式に従っ
    てキャリヤ信号でデータ信号を変調するための変調器と、前記第１のモードにお
    いて変調に先立って前記データ信号を拡散するための手段とを含むことを特徴と
    する送信機。
27. 【請求項２７】 請求項２４または請求項２５に記載の受信機と、請求項２
    ６に記載の送信機とを含むことを特徴とするデュアル・モード通信装置。
28. 【請求項２８】 請求項２６または請求項２７に記載の装置において、送信
    する信号を整形するための信号整形器を含むことを特徴とする装置。
29. 【請求項２９】 請求項２８に記載の装置において、前記信号整形器は、Ｎ
    個の振幅変調されたパルスの重畳を使って前記信号を作り、前記デスプレッダが
    Ｍ個のパルスに対するコード変換手段と相関器とを含むことを特徴とする装置。
30. 【請求項３０】 請求項２９に記載の装置において、Ｎ＝Ｍ＝２であること
    を特徴とする装置。
31. 【請求項３１】 請求項２９に記載の装置において、Ｎ＞Ｍであることを特
    徴とする装置。
32. 【請求項３２】 請求項３１に記載の装置において、Ｎ＝４およびＭ＝２で
    あることを特徴とする装置。
33. 【請求項３３】 請求項２９乃至３２の何れかに記載の装置において、前記
    パルスがパルス関数を有し、その周波数と振幅との間の関係が、 所望のコスト・パラメータを定義するステップと、 前記所望のコスト・パラメータに依存してある範囲の周波数において前記パル
    ス関数の前記振幅を定義するステップとによって決定されることを特徴とする装
    置。
34. 【請求項３４】 請求項２４、請求項２５、請求項２７乃至３３の何れかに
    記載の装置において、ＣＤＭＡシステムにおいて前記第１のモードで動作するこ
    とができることを特徴とする装置。
35. 【請求項３５】 請求項２４、請求項２５、請求項２７乃至３４の何れかに
    記載の装置において、位相変調を使用するシステムにおいて前記第２のモードで
    動作することができることを特徴とする装置。
36. 【請求項３６】 請求項２４、請求項２５、請求項２７乃至３５の何れかに
    記載の装置において、ＴＤＭＡシステムにおいて前記第２のモードで動作するこ
    とができることを特徴とする装置。
37. 【請求項３７】 添付図面のうちの図８および／または図９を参照して実質
    的にここで前に説明された信号を逆拡散することを特徴とする方法。
38. 【請求項３８】 添付図面のうちの図３および図６乃至図１３の何れか一つ
    または任意の組合せを参照して、あるいはそれらを参照せずに、図２、図４、図
    ５（ａ）または図５（ｂ）の何れか一つまたは任意の組合せを参照して実質的に
    ここで前に説明されたデスプレッダおよび／または復調器。
39. 【請求項３９】 請求項３８に記載のデスプレッダおよび／または復調器を
    備えることを特徴とする受信機。
40. 【請求項４０】 請求項３９に記載の受信機を備えることを特徴とするトラ
    ンシーバ。
41. 【請求項４１】 添付図面のうちの図６を参照して、実質的にここで前に説
    明されたデュアル・モード送信機。
42. 【請求項４２】 図４、図５（ａ）および図５（ｂ）のうちの何れか一つま
    たは任意の組合せを参照するか、あるいはそれらを参照せずに、前記添付図面の
    うちの図７を参照して実質的にここで前に説明されたデュアル・モード受信機。