JPH06204907A - デジタル無線受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、複雑で無く廉価なフィルタを使用
する自動車無線用の受信機を提供することを目的とす
る。 【構成】 無線受信機はフィルタＢＰＦと、制限増幅器
ＳＬと、受信信号レベルが予め定められたダイナミック
範囲内である場合、予め定められたエラー値より下のビ
ットエラー率で送信されたデジタル信号を再生する復調
手段ＤＭとを具備しており、制限増幅器ＳＬは、予め定
められた値より小さい振幅を有する中間入力信号に対し
て実質的に直線的であり、予め定められた値より大きい
振幅を有する中間入力値に対して前記制限値に向かって
利得が減少する入力出力特性を有し、それらの小さいお
よび大きい中間入力信号はそれぞれダイナミック範囲内
の受信信号レベルに対応していることを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、デジタル信号から変換
されたアナログ信号で搬送波信号を角度変調することに
よって送信機において発生され、予め定められた周波数
帯域を占有する送信信号を受信して送信信号に対応した
デジタル信号を受信信号から再生し、前記周波数帯域の
外側の前記受信信号の部分を減衰させて中間入力信号を
導出するフィルタ手段と、前記中間入力信号を増幅して
増幅された振幅が制限値より小さく保持されるように結
果的な中間出力信号を生成する制限増幅器と、受信信号
レベルが予め定められたダイナミック範囲内である場
合、予め定められたエラー値より下のビットエラー率で
前記中間出力信号から前記デジタル信号を再生する復調
手段とを具備している無線受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】このようなデジタル無線受信機は、例え
ばＣhia-Ｌiang Ｌiu氏他による論文（“Noncoherent
detection of π/4-QPSK systems in a CCI-AWGN comb
ined interference environment ”，Proc.IEEE 40th V
ehicular technology conference,San Francisco CA,19
89年 5月，83乃至94頁）において既に技術的に知られて
いる。この既知の無線受信機はデジタル自動車セル通信
システムの一部分を形成する。このようなシステムは、
多数の自動車ユニットがベースステーションを介して通
信することができる時分割および周波数分割多重構造に
したがって動作する。

【０００３】送信機において使用される変調方法はシス
テムの帯域幅およびパワー要求を最適化するように注意
深く選択されなければならず、したがってπ／４シフト
差分直角位相シフトキーイング（π／４ＤＱＰＳＫ）が
利用される。この方法は、一般に角度変調と呼ばれる変
調方法のクラスに属する。このような角度変調方法の効
率を改良するために、送信機は例えばＢ．Ｓklar，Ｐre
ntice-Ｈall 氏による文献（“Digital Communication
s”，1988年， 100乃至104 頁）に詳細に記載されてい
るように、通常のデジタルアナログ変換回路に加えてア
ナログ信号にデジタル信号を変換するためにシンボル間
干渉を減少するためのパルス成形平方根ＲＲ余弦ローオ
フフィルタを含んでいる。上記の受信機の特性は、そこ
に含まれるフィルタ手段も送信機中のものに整合された
平方根ＲＲ余弦ローオフフィルタである場合、すなわち
以降説明されるように同じロールオフ係数を持つ場合、
最適化されることができる。

【０００４】上記の受信機は上記の文献のセクションII
I.3 に示されたＦＭ弁別器タイプである。すなわち、復
調手段は弁別器を含む。

【０００５】ＦＭからＡＭへの変換を実行するこのよう
な弁別器の使用時に技術的に良く知られているように、
受信信号中の振幅変化がその出力信号中に現れとそれは
復調されたＦＭ信号と適切に識別されることができな
い。このような振幅変化はＡＭ干渉の結果および／また
は変調方法の基本特性であることができる。例えば、上
記のπ／４−ＤＱＰＳＫ変調方法は可変エンベロープ信
号を生成し、直線変調方法と呼ばれている。しかしなが
ら、このような変調を介して得られた送信信号中の情報
はその位相からのみ検索されることが可能であり、弁別
器タイプの受信機は弁別器に供給された信号が一定のエ
ンベロープ信号であることを十分注意すれば、原理的に
この変調方法と共に使用されることができる。

【０００６】したがって、既知の受信機において上記の
制限増幅器は、弁別器を含む復調手段に供給された信号
から上述の振幅変化を取り除くために使用されるハード
リミタである。上記のものはそれらの振幅が制限値に制
限されるように信号を増幅し、所望の一定のエンベロー
プ信号を生成することによってハードリミタによって実
現されることができる。

【０００７】送信機におけるデジタル信号のアナログ信
号への変換の効果は、この非直線制限増幅器に続く回路
によって受信機において補償されることはできない。こ
の変換の補償ができないとビットエラー率が増加する。
特に、シンボル間干渉の減少は、送信機の累乗された余
弦フィルタに整合された平方根累乗された余弦ロールオ
フフィルタが受信機中で使用された場合にのみ達成され
ることができる。したがって、既知の受信機において必
要な整合フィルタ処理すなわち平方根累乗された余弦フ
ィルタ処理は信号が制限増幅器に達する前にフィルタ手
段によって実行される。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ＦＭ弁別器は典型的に
かなり高い周波数で動作するため、制限増幅器およびフ
ィルタ手段もまたこれらのかなり高い周波数で動作しな
ければならない。さらに、非直線的である制限増幅器の
ためにこのフィルタ手段は上記から確認できるように特
定のインパルス応答特性を持つ整合されたフィルタでな
ければならないのみならず、変調間生成物によって発生
させられた重大な歪みを取除くために述べられた予め定
められた周波数帯域の外側の全ての周波数を減衰しなけ
ればならないため非常に選択的でなければならない。

【０００９】低い信号対雑音比ＳＮＲに対してさえ予め
定められたエラー値より下のビットエラー率を得るため
にほぼ最適な受信機特性を要求する自動車通信システム
に適合する弁別器タイプの受信機構造であるためには、
かなり高い周波数を中心とした非常に臨界的なバンドパ
スフィルタが必要とされる。 100ＫＨｚ乃至数ＭＨｚの
範囲の高周波選択フィルタ処理は水晶、セラミック、Ｌ
Ｃフィルタ等によってのみ実行されることができる。上
記のタイプの市販のフィルタは特定の中心周波数で特定
の選択度を生じるが、そうでなければ全く不特定の位相
および振幅応答を有する。このようなフィルタに対して
特定のインパルス応答特性を定めることは、高価で複雑
な、かさばったフィルタでなければ高い信頼性で設計さ
れることができない。

【００１０】本発明の目的は上記の既知のタイプである
が、複雑でなく安価なフィルタ手段を使用した無線受信
機を提供することである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明によると、この目
的は、制限増幅器が予め定められた値より小さい振幅を
有する中間入力信号に対して実質的に直線的であり、前
記予め定められた値より大きい振幅を有する中間入力値
に対して前記制限値に向かって利得が減少する入力出力
特性を有し、前記小さいおよび大きい中間入力信号はそ
れぞれ前記ダイナミック範囲内の受信信号レベルに対応
している前記のような構成の無線受信機によって達成さ
れる。

【００１２】このようにして、受信機はデジタル自動車
システムに対して定められたダイナミック範囲の内側に
位置した受信信号に対する２つの極端な動作状態を有す
る。低いＳＮＲを有し、小さい中間入力信号を生成する
受信信号に対して、受信機はその信号が復調手段まで実
質的に直線的に処理されるために実質的に直線的であ
る。従来技術の受信機において実行されることと対照的
に、上記の整合されたフィルタ処理が復調手段におい
て、すなわち制限増幅器の後で行なわれた場合、受信機
はほぼ最適な特性を有するため、この低いＳＮＲ信号に
対するビットエラー率は特定のエラー値より下のままで
ある。このような復調手段は、例えばデジタル信号を再
構成するデジタル信号プロセッサを含んでいる。このよ
うなプロセッサは、それに制限されるものではないが弁
別器方式を含む多数の復調方式を実行することができる
ことに留意すべきである。

【００１３】他方において、高いＳＮＲを持ち、大きい
中間入力信号を生じさせる受信信号に関して、制限増幅
器は上記の“ハードリミタ”に等しい。上記の整合され
たフィルタ処理は復調手段において実行され、整合され
たフィルタ処理が制限増幅器の前に実行されないため受
信機はやや最適に動作する。高いＳＮＲの受信信号に対
するこのようなやや最適な動作は、ビットエラー率がＳ
ＮＲの増加に対して自然に減少する傾向があるためダイ
ナミック範囲に関する制限と矛盾しない。

【００１４】本発明は、この点において増加するＳＮＲ
に対して動作の信頼性を高めることが不要であるという
洞察に基づいて理解されることができる。事実、特定さ
れたエラー値は、高いＳＮＲを持つ受信信号に対して品
質の改良が小さく不要であるように伝送プロトコールに
おいて使用されるエラー補正コードが後者のエラー値の
存在時に十分な伝送品質を提供するように定められる。
したがってこの受信機において、ビットエラー率の不必
要な改良を行わないことによって受信機の複雑さを減少
させることができる。

【００１５】上記の説明から、この受信機において制限
増幅器に先行したフィルタ手段は、相互変調生成物によ
る歪みを避けるために従来技術の受信機と同じ選択性で
なければならないことは明らかである。しかしながら、
例えば上記に論じられたように平方根累乗された余弦フ
ィルタが制限増幅器の後に位置されるように、特定のイ
ンパルス応答特性を有する必要はない。

【００１６】この受信機の別の利点は、ここで得られた
改良が低いＳＮＲを持つ受信信号に対してのみ有効であ
るため、整合されたフィルタ処理と同じチャンネル等化
が例えばデジタル信号プロセッサに設けられたような復
調手段において実行可能なことである。この理由から、
本発明は受信機における整合フィルタ処理を必要とする
上記の変調方式だけでなく、チャンネル等化が十分に低
いビットエラー率に達することを必要とされる場合に事
実上任意の変調スキムに対して有効である。

【００１７】既知のリミタ弁別器受信機の欠点のため
に、これは一般にデジタル自動車通信システムにおいて
使用されない。事実上、この分野における従来技術のほ
とんどの受信機は完全な直線動作をシミュレートする。
しかしながら、受信機の構成ブロックのダイナミック範
囲が受信機に対して定められたダイナミック範囲より必
然的に小さいため、この動作は自動利得制御（ＡＧＣ）
ループの使用を必要とする。しかしながら、無線チャン
ネルのランダムフェイディングおよびデータが送信され
る時分割多重構造のために受信信号レベルの非常に速い
変化が存在する可能性が高いため、このようなＡＧＣブ
ロックは非常に複雑になる傾向がある。

【００１８】この既知のＡＧＣ受信機に関して、この受
信機は複雑なＡＧＣ回路を付加せずに受信信号レベルの
このような速い変化と適合するように良好に構成されて
いる。これは、上記のような高いＳＮＲにより最適に復
調された受信信号に対する注意が不要であり、しかも依
然として復調手段自身の許容できない飽和を取除くため
である。

【００１９】以上、提案された受信機は、リミタ弁別器
受信機の利点すなわち振幅変化に対する容易な適合性お
よび簡単な構成とＡＧＣ受信機の利点すなわち直線構造
およびベースバンドデジタル処理の可能性を結合する。

【００２０】本発明の動作特性の特徴は、この復調手段
が中間信号をベースバンドに変換する周波数変換手段を
含んでいることである。

【００２１】このような自動車通信システムにおいて使
用される角度変調は直角変調がその帯域幅効率のために
この分野において特に良好に適合するため、一般にこの
直角変調タイプである。受信機は一般に２つの直交する
波形を分離して復調するように構成される。これらの波
形が分離された瞬間、分離した信号を独立的に制限する
ことが復号信号の制限とは異なった結果を生じさせるた
め、本発明において必要な制限動作がかなり困難にな
る。したがって、この分離は復調手段中に２つの適切な
周波数変換器を含むことによって制限増幅器の後で実行
されるのが最良である。

【００２２】上記のために、制限増幅器は受信信号がそ
の直交する信号においてまだ分割されていないＭＨｚ範
囲の中間周波数で動作しなければならず、制限増幅器に
おける増幅後に受信信号だけがベースバンドに変換され
る。

【００２３】本発明の重要な観点は、この制限増幅器が
制限値がダイナミック範囲内で最大受信信号レベルに対
して発生された出力信号レベルに等しい対数線形増幅器
であることである。

【００２４】制限増幅器のこのような動作は、例えばＳ
Ｌ531 回路のような対数線形増幅器がＧＥＣ プレッセ
イセミコンダクタ社から市販されており、この増幅器が
典型的にＭＨｚ範囲の中間周波数の動作に適しており、
またそれらの利得特性がこの無線受信機に良好に適する
ため特に有効である。事実、対数線形増幅器は対数関数
の漸近線的特性のために自然なしきい値効果を有する。
上記の予め定められた値であるこのしきい値より上にお
いて、その入力信号は実質的に上述された制限値に限定
され、しきい値のかなり下では利得は実質的に直線的で
かなり高い。

【００２５】本発明の重要な特性は、この復調手段が制
限値に対応したアナログデジタル変換器に供給される入
力信号以上の飽和レベルを有するアナログデジタル変換
器を含み、また小さい信号に対応した受信信号がエラー
値より実質的に低いビットエラー率で復調されるように
この入出力特性の実質的な直線部分に対応した一定利得
が選択されることである。

【００２６】上記のように、この受信機中の復調手段は
アナログデジタル変換器を含み、デジタル信号の整合フ
ィルタ処理、チャンネル等化および再構成がデジタル信
号プロセッサにおいて実行される。この処理ステップは
デジタル技術を完全に利用して実行されることができ
る。このタイプの復調手段を備えた受信機において、こ
のアナログデジタル変換器は受信機のダイナミック範囲
に関して重要なブロックである。

【００２７】本発明の上記の特性のために、制限増幅器
は変換器のダイナミック範囲が小さい信号の直線的な復
調を行うために最適に使用されることができ、一方で変
換器の限定されたダイナミック範囲において大きい信号
に対して飽和しないように選択される。事実、エラー値
より実質的に低いビットエラー率への要求は復調が完全
に直線的であることを必要とする受信信号レベルを定め
る。エラー特性、電力消費および面積に基づいた変換器
の選択は、制限増幅器の制限値より幾分大きくなければ
ならないこの変換器に対する飽和レベルを生じさせる。
最後に、特定の制限増幅器、例えば上記の対数線形増幅
器を選択する時に、その入出力特性に関してこのように
して得られた範囲は、アナログデジタル変換器の入力で
良好な分解能を提供するために上記の制限値において増
幅器の実質的に直線の部分で信号を最大に増幅する特性
を選択するために使用されることができる。

【００２８】本発明の別の特徴は、この復調手段がアナ
ログ信号にデジタル信号を変換するように送信機中に設
けられた変換手段に整合された整合変換手段を含み、こ
の両変換手段の組合せはこの復調手段中の信号対雑音比
を最適化し、変換手段はそれぞれ予め定められたロール
オフ係数を持つ平方根累乗された余弦ロールオフフィル
タを含み、角度変調はπ／４シフトされた差分直角位相
シフトキーイングであることである。

【００２９】上記の変調方式はＥＴＳＩのＲＥＳ０６に
よって提供されるデジタル自動車通信システムに対する
将来的な標準方式の一部分であり、一般にＴＥＴＲＡ
（Trans European TRunked RAdio）と呼ばれることに留
意しなければならない。この受信機は整合フィルタ処理
がこの受信機のビットエラー率特性にとって重要である
ため特にこの変調方式に良く適合する。

【００３０】本発明の別の特徴は、角度変調がガウス最
小シフトキーイングであることである。この変調方法
は、公共自動車通信システム用の全欧州標準方式になる
グループスペシャルモービル社によって提供された自動
車通信用の良く知られたＧＳＭ標準方式で選択される。
この受信機はまた低いＳＮＲの受信信号に対する最適な
特性が変調方式において使用される正弦曲線シンボル加
重に関連した整合した変換およびチャンネル等化を必要
とするため、この適用に非常に良く適合する。上記に論
じられたように、この受信機は非常に簡単な受信機構造
により上記の要求を達成する。以下の実施例の説明およ
び本発明による受信機を概略的に示した添付図面を参照
することにより、本発明の上記およびその他の目的およ
び特性がさらに明らかになり、本発明自身が最も良く理
解されるであろう。

【００３１】

【実施例】この受信機は、例えば上記のＴＥＴＲＡシス
テムのようなデジタル自動車通信システムの一部分を形
成する。説明を明瞭にするために、この受信機によって
復調される信号を生成する送信機（示されていない）に
おいて実行される変調を簡単に説明する。

【００３２】送信機は、予め定められた周波数帯域、す
なわち 440乃至470 ＭＨｚの範囲における25ｋＨｚの周
波数帯域を占有し、この周波数帯域で送信されるべきデ
ジタル信号に対応する送信信号を発生する。送信信号
は、この特定の無線チャンネルでの伝送に適合させられ
るように生成される。これは、例えば上記のＣhia-Ｌia
ng Ｌiu氏の論文に詳細に示されているπ／４シフトさ
れたＤＱＰＳＫとして知られている変調方法によってこ
のシステムにおいて実行される。この方法によると、送
信機は前述のデジタル信号中の偶数および非偶数位置に
配置されたビットをそれぞれ含んでいる２つのビット流
をデジタルシステムから獲得する。両ビット流は、同じ
周波数を有するが、互いに関して90°シフトされた正弦
波搬送波を変調するために使用される同位相Ｉおよび直
角位相Ｑのビット流において差動的にエンコードされ
る。

【００３３】しかしながら、上記のＩおよびＱビット流
が正弦波搬送波を変調するために送信機において使用さ
れる前に、ＴＥＴＲＡシステムにおいてそれらはスペク
トル形状が無線伝送に良好に適合させられたアナログ信
号の各部分に変換されることを特徴とする。このような
変換は通常のデジタルアナログ変換に加えて、ロールオ
フ係数0.35を持つ平方根累乗された余弦ロールオフフィ
ルタによりそれらをフィルタ処理することによって結果
的なパルスをスペクトル形成する。このようなフィルタ
処理の目的は、Ｂ．Ｓklar氏による文献の上記の参照部
分において詳細に示されたようにシンボル間干渉を減少
することである。このような干渉の減少は特に無線伝送
媒体に適合するように送信信号のスペクトルを成形し、
受信機において送信機中のものと整合された、すなわち
同じロールオフ係数を有する平方根累乗された余弦フィ
ルタが受信信号をフィルタ処理するために使用された場
合にのみ効果的であることができる。

【００３４】送信機中の変調は上記の正弦波搬送波の各
々とこのようにして得られたアナログ信号部分を乗算
し、これらの乗算結果をアンテナを介して送信すること
によって完結される。正弦波搬送波の周波数は、送信信
号が所望の周波数帯域を占有するように選択される。

【００３５】このシステムにおいて、上記の送信信号の
伝送媒体の不完全さにより歪められた形態である受信信
号からデジタル信号を再構成する時の受信機に対する最
小特性もまた定められる。この再構成は、例えば-113乃
至-15 ｄＢｍのダイナミック範囲内の受信信号に対して
予め定められたエラー値より下のビットエラー率を有す
るように定められることができる。この特定されたエラ
ー値は、デジタル信号中に含まれたエラー補正コードが
通信システムにおいて与えられる伝送品質を得るのに十
分な程度にこのようなエラーを補正することができるよ
うなものである。上記から、定められたエラー値よりか
なり低いビットエラー率が伝送品質の所望のまたは注目
すべき改良をもたらさないことは明らかである。

【００３６】本発明は上記に示された通信システムを参
照してさらに説明されるが、それは他の変調方法を使用
する他のシステムに対して等しく良好に適合することに
留意すべきである。このような異なるデジタル自動車通
信システムの重要な実施例はＧＳＭによって標準化さ
れ、一般にそれで知られているシステムである。

【００３７】図面に示された受信機は、概略的に示され
たアンテナを介してその信号を受信する。受信機は通常
一般に中間信号と呼ばれる受信信号のフィルタ処理さ
れ、増幅され、周波数変換された形態を得るために無線
周波数範囲の周波数で受信された信号を予め処理するよ
うに構成された無線周波数部分ＲＦからなる。この実施
例において、予め定められた周波数帯域の外側にある全
ての信号はこの部分ＲＦによって実質的に減衰され、し
たがって中間信号中に含まれない。したがって、中間信
号は10.7ＭＨｚの中間周波数にシフトされた上記の予め
定められた周波数帯域を占有する受信信号だけからな
る。中間信号は、復調手段ＤＭによって都合良く処理さ
れるように制限増幅器またはソフトリミタＳＬによって
本発明にしたがってさらに処理される。この復調手段Ｄ
Ｍはベースバンド周波数に出力信号をさらに変換し、送
信機中で導出されたアナログ信号の再構成された形態を
生成し、そこから送信機中で形成されたＩおよびＱビッ
ト流を回復する。このようにして復調手段ＤＭによって
回復されることができるデジタル信号が例えば音声信号
である場合、それは通信システムの自動車端末において
ラウドスピーカＬＳを駆動するために使用されることが
できる。

【００３８】受信機の無線周波数部分ＲＦは図面におい
て概略的に示されている。それは最初に受信信号のＳＮ
Ｒが受信機の構成ブロックの雑音の影響のためにできる
だけ劣化を小さくするための低雑音増幅器ＬＮＡを含
む。部分ＲＦはさらにＬＮＡに結合され、上記の予め定
められた周波数帯域の外側の信号を全て実質的に減衰す
るバンドパスフィルタＢＰＦを含む。最後に、部分ＲＦ
はこの予め定められた周波数に対して受信信号の周波数
スペクトルを下方にシフトするために予め定められた周
波数を有する局部発振器の信号とフィルタ処理された信
号を乗算するミキサ手段ＭＭを含む。

【００３９】上記のような無線周波数ＲＦは、いくつか
のミキサ、増幅器およびバンドパスフィルタが所望の中
間信号を生成するために縦列接続された一般的なケース
を概略的に表わしているに過ぎないことに留意しなけれ
ばならない。事実、以下説明するようにこのようなフィ
ルタの設計を複雑にしないために、いくつかのバンドパ
スフィルタの組合せ効果によって要求されるフィルタの
選択性を得ることがさらに好ましい。一般に、第１のフ
ィルタは上記の 440ＭＨｚ乃至 470ＭＨｚの周波数帯域
を選択し、一方でミキサ手段の後の少なくとも１つの別
のフィルタは25ｋＨｚの所望の予め定められた周波数帯
域を選択する。さらに、多くの良く知られた受信機の無
線周波数部分はより低い周波数に受信信号を順次変換す
るために多重中間周波数を使用する。この受信機に適し
た無線周波数部分を設計するために行われなければなら
ない妥協は完全に当業者の能力の範囲内であるため、詳
細に説明しない。

【００４０】制限増幅器またはソフトリミタＳＬは10.7
ＭＨｚの中間周波数で動作し、対数的な入力出力特性を
有しており、それはまた対数線形増幅器と呼ばれる。上
記に定められた特性は、予め定められた値より小さい振
幅を有する小さい入力信号に対して実質的に直線的であ
り、一方上記の予め定められた値より大きい振幅を有す
る大きい入力値に対して制限値に減少する利得を有す
る。この制限値は、上記のダイナミック範囲内の最大の
受信信号レベルに対応した増幅器の特定の動作点におけ
る出力信号レベルである。

【００４１】このような増幅器は、ＧＥＣ プレッセイ
セミコンダクタ社製のＳＬ531 のような市販の対数線形
増幅器から構成されることができる。この増幅器のデー
タシートから、増幅器の対数特性はそのうちの一方だけ
がエミッタ抵抗により直線化される２つのバイポーラ差
動対の出力を合計することによって得られることができ
る。非直線化された差動対は入力信号の双曲線タンジェ
ントである出力特性を有し、一方直線化された対は問題
とする全ての入力信号に対して一定の利得を有する。こ
れらの２つの特性の合計は、曲線の開始スロープに対し
て限定されたパラメータおよび特定された動作点におけ
る利得により上記に説明された特性を生成する。しかし
ながら、当業者はこのような市販の増幅器を適切に縦続
接続することによって所望の開始スロープおよび特定さ
れた動作点における所望の利得を持つ制限増幅器を構成
することができることに留意すべきである。したがっ
て、以下においてこのような構成を詳細に説明しない
が、制限増幅器はこのようにしてこの受信機の特定の要
求に適合するように設計されることができると考えられ
る。

【００４２】図面において復調手段ＤＭもまた概略的に
表されており、例えばＡＧＣループの内蔵により完全に
直線的である受信機に適した任意の復調手段であること
ができる。図中には復調手段ＤＭの本質的な特徴部分だ
け、すなわち上記の整合された平方根累乗された余弦フ
ィルタ処理および任意の結果的なチャンネル等化フィル
タに適応した後における、制限増幅器ＳＬおよび実際の
復調選択を行うデジタル信号プロセッサＤＳＰに結合さ
れたアナログデジタル変換器ＡＤＣが簡単に示されてい
る。復調手段ＤＭはまた制限増幅器ＳＬの出力信号をベ
ースバンド周波数にシフトするだけでなく、ＩおよびＱ
信号を分離するためにも使用される周波数変換手段（示
されていない）を含んでいる。このような手段は当業者
に良く知られているため、詳細は説明しない。上記のよ
うな制限増幅器ＳＬがベースバンド周波数で動作するよ
うに設計されていないことから、この実施例中の制限増
幅器ＳＬの後のどの場合にもこのような周波数変換手段
が必要になる。さらに、直角変調を使用したこの通信シ
ステムにおけるベースバンド信号への周波数変換は、Ｉ
およびＱ信号の分離と共に最も良く適応し、このような
分離後に制限動作がさらに複雑になる。事実、分離され
たＩおよびＱ信号の制限は複合信号の制限と全く異なっ
た結果を生じさせることが容易に確認できる。

【００４３】以下、図面を参照して受信機の動作を詳細
に説明する。低いＳＮＲを持つ受信信号すなわち定めら
れたダイナミック範囲の下部の信号に対して、制限増幅
器ＳＬへの入力信号は予め定められた値またはしきい値
より小さく、したがって実質的に直線的に増幅される。
このような信号は復調手段ＤＭにより直線的に処理され
るため、整合された平方根累乗された余弦ロールオフフ
ィルタによる上記の整合フィルタ処理は復調手段ＤＭに
おいて行われることができる。このようにして、受信機
は低いビットエラー率を結果的に生じさせるこれらの信
号に対してほぼ最適に動作する。

【００４４】この整合されたフィルタ処理はまた小さく
電力が効率的なデジタル技術を使用してデジタル信号プ
ロセッサＤＳＰにおいて有効に実行されることができる
ことに留意しなければならない。さらに、伝送媒体中で
与えられた受信信号の可変的な歪みを補償するチャンネ
ル等化フィルタをデジタル信号プロセッサＤＳＰに含む
ことによってこれらの低いＳＮＲ受信信号に対して受信
機の特性を改良することが可能である。このような等化
は、一般に上記のＢ．Ｓklar氏の文献の 104乃至106 頁
に示されたタイプである。このチャンネル等化は、ほと
んどの自動車デジタル通信システムにおいて予め定めら
れた位置の送信信号に含まれた予め定められたトレイニ
ングシーケンスに基づいている。

【００４５】しかしながら、このようなほぼ最適な動作
は、特別な方法を取ることなく特定されたダイナミック
範囲内にある全ての受信信号に対して維持されることが
できないことは明らかである。事実、制限増幅器ＳＬが
ダイナミック範囲全体に対して線形増幅器である場合、
アナログデジタル変換器ＡＤＣはそのダイナミック範囲
が定められたダイナミック範囲全体に等しくされた場合
に禁止的な大きいダイナミック範囲となるため、ダイナ
ミック範囲内のある受信信号レベルに対して飽和するよ
うにスタートする。一般に述べると、全ての構成ブロッ
クが定められたダイナミック範囲を等化するダイナミッ
ク範囲を有する受信機を設計することは現在の技術では
不可能である。上記の問題に対する共通の解決方法は、
復調手段ＤＭに送られた信号が復調手段ＤＭのダイナミ
ック範囲内にあることを保証する自動利得制御またはＡ
ＧＣループを含むことである。

【００４６】しかしながら、ビットエラー率はＳＮＲの
増加と共に自然に減少する傾向があるため、高いＳＮＲ
の受信信号、すなわち定められたダイナミック範囲の上
部の信号に対して受信機の特性をほぼ最適に維持する必
要はない。事実、本発明はこの信号に関して受信機の複
雑さに対する受信機特性の妥協を可能にし、一方この信
号が依然として定められたエラー値より低い値を維持し
ているという洞察に基づいている。これは、定められた
ダイナミック範囲内の最大の受信信号レベルに対応した
入力信号振幅に対して制限値が到達されるまで、これら
の大きい信号を順次非直線的に増幅する上記の制限増幅
器ＳＬによって実現される。これらの大きい信号に対し
て単にアナログデジタル変換器ＡＤＣを飽和させること
が受信機の動作に与える悪影響のために、これは許容で
きないことに留意しなければならない。

【００４７】受信信号が大きくなると、それだけ上記の
制限増幅器ＳＬの増幅は非直線的になることは明らかで
ある。復調手段ＤＭの前のこの非直線的な歪みはまた、
復調手段ＤＭにおいて実行された累乗された余弦および
等化フィルタ処理が非直線素子ＳＬのためにこれらの大
きい信号に対して受信機のエラー特性を最適化しないこ
とを意味する。事実、この効果が漸次的に強くなり、そ
れ故エラー特性の最適性が漸次的に低下すると受信信号
は大きくなる。しかしながら、ビットエラー率が大きい
信号に対して自然に減少する絶対的な関係で考えると、
上記の効果は以下詳細に説明されるように非直線性の不
利な効果が補償され、定められたダイナミック範囲内の
全ての受信信号に対するビットエラー率が定められたエ
ラー値より下にあるように影響されることができる。

【００４８】上記の制限を満足させるために、制限増幅
器ＳＬの入出力特性の正しいパラメータは重要であり、
以降必然的に行われなければならない妥協の観点におい
ていくつかの詳細な値が与えられる。第１の重要な要素
は、定められたエラー値より下のこの信号レベルに対し
てビットエラー率を維持するために実質的に直線的に処
理される必要がある最高の受信信号レベルである。この
受信信号レベルは制限増幅器ＳＬの特性に対する第１の
制限をなす。事実、この特性は上記の最高の受信信号振
幅の下の受信信号の振幅に対応した全ての入力信号に対
して実質的に直線的でなければならない。このレベルよ
り上の全ての受信信号の振幅はほぼ最適な受信機特性に
より復調され、一方で上記のように定められたエラー値
の下に維持されるため、制限増幅器ＳＬの特性はアナロ
グデジタル変換器ＡＤＣの飽和を回避するように構成さ
れる。

【００４９】第２の重要な要素は、このアナログデジタ
ル変換器ＡＤＣの性質の妥協であることである。事実、
例えば10ビットのアナログデジタル変換器ＡＤＣを選択
し、アナログデジタル変換器ＡＤＣによって分解される
必要のある最小の信号を選択する時、それが飽和するア
ナログデジタル変換器ＡＤＣに対する入力信号レベルを
容易に得ることができる。このような飽和は許容不可能
であるため、この最高の入力レベルは定められたダイナ
ミック範囲内の最大の受信信号レベルに対応した入力レ
ベル以下でなければならず、したがって飽和レベルが制
限増幅器ＳＬの制限値より下であるように選択されるこ
とができる。

【００５０】制限増幅器ＳＬの特性に対する上記２つの
制限により、例えば上記の対数線形増幅器のような特定
の制限増幅器ＳＬを選択する時にこのような増幅器ＳＬ
のパラメータは上記の要求を満足するように選択される
ことができる。上記は実現可能であり、一方アナログデ
ジタル変換器ＡＤＣの分解能要求に対して不適切な負担
を与えないように制限増幅器ＳＬの実質的に直線部分に
おいて可能な限り大きい利得を提供する。事実、直線的
に処理される受信信号が増幅されると、それだけアナロ
グデジタル変換器ＡＤＣの分解能は粗くなる。

【００５１】例えばビットエラー率対ＳＮＲ曲線は直線
的に処理される最高の受信信号レベルが定められたエラ
ー値の下のビットエラー率で復調されるか否かを検査す
るためにパラメータの全ての組合せに対して計算されな
ければならないため、上記の妥協は経験的にケースバイ
ケースで解決されることができる。したがって、重要な
構成ブロックＳＬおよびＡＤＣに関する詳細は、以降上
記の明細によるデジタル自動車通信システムで動作する
ように設計された受信機に対してのみ与えられる。

【００５２】上記の妥協は、以降示されたように受信機
の重要な構成ブロックに対する明細が使用された場合、
上記に定められた範囲内で満足されることが確認でき
る。無線周波数部分ＲＦの全体的な直線利得は制限増幅
器ＳＬにより15ｄＢであり、部分ＲＦに含まれたフィル
タ手段は予め定められた周波数帯域の外側の全ての周波
数を減衰するように最初に述べられたように設計され
る。制限増幅器ＳＬの入力で測定された受信機の雑音レ
ベルは-108ｄＢｍであり、一方定められたダイナミック
範囲内の最小の受信信号レベルに対応した入力信号振幅
は -98ｄＢｍである。制限増幅器ＳＬの実質的に直線利
得はそれぞれ -45ｄＢｍおよび -35ｄＢｍの出力信号レ
ベルにおける最後に述べられた信号振幅に対して結果的
に生じ、この利得は -65ｄＢｍの入力信号振幅まで実質
的に直線のままであり、したがってこの振幅は-2ｄＢｍ
の出力レベルを生成する。この入力信号振幅は、もっと
小さい入力信号が位置されるものより下の上記の予め定
められた値またはしきい値である。制限増幅器ＳＬに関
連した制限値は０ｄＢの入力信号振幅に対して生じ、等
しい出力信号レベルは３ｄＢに対応する。上記の基準を
満足させる制限増幅器ＳＬの対数直線特性はもちろん元
のものに関して非対称的である。アナログデジタル変換
器ＡＤＣは -51ｄＢｍ乃至 4ｄＢｍにわたる55ｄＢのダ
イナミック範囲を持つ10ビット変換器であり、この値は
アナログデジタル変換器ＡＤＣの飽和レベルである。

【００５３】上記のパラメータの結果としての全直線ダ
イナミック範囲の合計は、受信信号レベルの-113ｄＢｍ
乃至 -80ｄＢｍにわたっていることに留意すべきであ
る。バンドパスフィルタＢＰＦの選択性は、この受信機
の補正動作にとって重要であることにも留意しなければ
ならない。事実、復調される受信信号の一部分が受信機
の直線範囲にある場合、予め定められた周波数帯域の外
側の信号は制限増幅器ＳＬの特性の非直線部分をアドレ
スするように非常に大きく、制限増幅器ＳＬの後に有効
な信号に重畳する相互変調生成物を生じさせ、したがっ
て送信されたデジタル信号を再構成する可能性を全体的
に阻害する。したがって、バンドパスフィルタＢＰＦの
選択性は、相互変調歪みが取除かれるように予め定めら
れた周波数帯域の外側の全ての信号が減衰されるような
ものでなければならない。この受信機において、このよ
うな選択度は、市販されている良く知られた水晶フィル
タによって達成されることができる。このようなフィル
タの設計は当業者には容易であり、したがって詳細に説
明しない。この選択度が高過ぎて単一のバンドパスフィ
ルタによって達成されることができない場合、受信機の
ＲＦ部分は２つ以上のミキサしたがって２つ以上の中間
信号を含み、順次の中間信号を順次フィルタ処理するこ
とによって要求される選択性を得るように設計されるこ
とができる。

【００５４】本発明の原理は特定の装置に関して上記に
示されているが、この説明は単なる例示であり、本発明
の技術的範囲を制限するものではないことが明らかに理
解されるであろう。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による受信機の概略図。

フロントページの続き (72)発明者 ラファエル・ポール・クロード・カシエー ル ベルギー国、ビー 1070 ブリュッセル、 ブールバール・エス・デュピュイ 79

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 デジタル信号から変換されたアナログ信
   号で搬送波信号を角度変調することによって送信機にお
   いて発生され、予め定められた周波数帯域を占有する送
   信信号を受信して送信信号に対応したデジタル信号を受
   信信号から再生する無線受信機であって、前記周波数帯
   域の外側の前記受信信号の部分を減衰させて中間入力信
   号を導出するフィルタ手段と、前記中間入力信号を増幅
   して増幅された振幅が制限値より小さく保持されるよう
   に結果的な中間出力信号を生成する制限増幅器と、受信
   信号レベルが予め定められたダイナミック範囲内である
   場合、予め定められたエラー値より下のビットエラー率
   で前記中間出力信号から前記デジタル信号を再生する復
   調手段とを具備している無線受信機において、 前記制限増幅器は、予め定められた値より小さい振幅を
   有する中間入力信号に対して実質的に直線的であり、前
   記予め定められた値より大きい振幅を有する中間入力値
   に対して前記制限値に向かって利得が減少する入力出力
   特性を有し、前記小さいおよび大きい中間入力信号はそ
   れぞれ前記ダイナミック範囲内の受信信号レベルに対応
   していることを特徴とする無線受信機。
2. 【請求項２】 前記復調手段はベースバンドに前記中間
   信号を変換する周波数変換手段を含んでいることを特徴
   とする請求項１記載の無線受信機。
3. 【請求項３】 前記制限増幅器は制限値が前記ダイナミ
   ック範囲内の最大の受信信号レベルに対して発生された
   出力信号レベルに等しい対数線形増幅器であることを特
   徴とする請求項２記載の無線受信機。
4. 【請求項４】 前記復調手段は前記アナログ信号に前記
   デジタル信号を変換するように前記送信機中に設けられ
   た変換手段に整合された整合変換手段を含み、前記両変
   換手段の組合せは前記復調手段中の信号対雑音比を最適
   化することを特徴とする請求項１記載の無線受信機。
5. 【請求項５】 前記復調手段はさらに伝送チャンネルに
   よって与えられた歪みを補償するチャンネル等化手段を
   含んでいることを特徴とする請求項１記載の無線受信
   機。
6. 【請求項６】 前記変換手段はそれぞれ予め定められた
   ロールオフ係数を持つ平方根ＲＲ余弦ロールオフフィル
   タを含んでいることを特徴とする請求項１記載の無線受
   信機。
7. 【請求項７】 前記角度復調はπ／４シフトされた差動
   直角位相シフトキーイングであることを特徴とする請求
   項６記載の無線受信機。
8. 【請求項８】 前記角度変調はガウス最小シフトキーイ
   ングであることを特徴とする請求項１記載の無線受信
   機。
9. 【請求項９】 前記復調手段は前記制限値に対応したア
   ナログデジタル変換器に供給される入力信号以上の飽和
   レベルを有する前記変換器を含んでいることを特徴とす
   る請求項１乃至８のいずれか１項記載の無線受信機。
10. 【請求項１０】 前記入力出力特性の前記実質的に直線
    の部分に対応する一定の利得は、前記小さい信号に対応
    した受信信号が前記エラー値より実質的に低いビットエ
    ラー率で復調されるように選択されていることを特徴と
    する請求項９記載の無線受信機。