CN103187927B - 一种双模宽带压控振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种双模宽带压控振荡器，包括：分别工作于高频段和低频段的两个压控振荡器；每个压控振荡器包括：连接在压控振荡器两个输出端之间的电感；两个可变电容，每个可变电容的一端连接控制电压，另一端由隔直电容和电阻连接在偏置电压上；交叉耦合的NMOS对和PMOS对组成负阻电路；一个由数字控制字控制的开关可变电容阵列，用于控制每条调谐曲线的调谐范围；一个由数字控制字控制的开关电容阵列，开关电容阵列和开关可变电容阵列中电容的最大值共同决定每条调谐曲线的起始点；一个由数字控制字和控制电压共同控制的开关尾电流源阵列，用于产生尾电流，该尾电流与压控振荡器的输出摆幅成正比。该振荡器输出摆幅稳定，调谐范围较宽。

Description

一种双模宽带压控振荡器

技术领域

本发明涉及射频集成电路技术领域，特别涉及一种双模宽带压控振荡器。

背景技术

随着无线通信技术的发展，越来越多的通信标准要求接收机能够覆盖更宽的频率范围，这无疑对压控振荡器的设计提出了更高的挑战。调谐范围、功耗、相位噪声和调谐增益是接收机中压控振荡器的基本指标。

对于宽带压控振荡器来说，一个设计难点就是调谐增益要低。一个理想的压控振荡器其输出频率ω_out和控制电压V_TUNE的关系可以表示为：

ω_out＝ω₀+K_VCOV_TUNE(1)

其中，ω₀为中心频率，K_VCO为调谐增益。

控制电压V_TUNE不可避免地会受到频率综合器前级噪声的影响，因此为了降低压控振荡器的噪声，调谐增益K_VCO不能太大，否则控制线上的噪声会被放大到输出端，影响接收到信号的质量。

对于宽带压控振荡器来说，另一个设计难点是在宽的调谐范围内输出摆幅要维持稳定。

压控振荡器的谐振腔在振荡时其等效的并联电阻可以表示为：

$R_T\left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{Out}}\right)=Q\·{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{Out}}\·L=\frac{{({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{Out}}\·L)}^2}{r_s}---\left(2\right)$

从上式可以看出，该等效的并联电阻与谐振频率ω_Out的平方成正比。而该等效的并联电阻R_T和尾电流I的乘积R_T·I决定了压控振荡器的输出摆幅。

因此压控振荡器的输出摆幅对谐振频率有很强的依赖关系。而压控振荡器的振荡幅度是设计时的一个重要指标，如果尾电流一定，输出摆幅就会随着谐振频率的升高而增大。

在满足起振条件的情况下，压控振荡器的输出摆幅太大会进入电压限制区，不但会影响相位噪声还会浪费电流。因此需要对压控振荡器的尾电流进行控制，当谐振频率升高时，使其尾电流适当降低，保证输出摆幅的稳定，同时也降低功耗。

如果压控振荡器的基准电流由内部电路提供时，不可避免地会有MOS管的闪烁噪声和热噪声；当该基准电流被尾电流源管放大时，噪声电流也会被放大，从而恶化相位噪声，从仿真可知尾电流噪声对相位噪声的恶化达到20dB以上。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种双模宽带压控振荡器，其输出摆幅稳定，调谐增益低，调谐范围较宽。

本发明提供一种双模宽带压控振荡器，包括：分别工作于高频段和低频段的两个压控振荡器；每一个压控振荡器均包括：

连接在压控振荡器的两个输出端之间的电感；

两个可变电容，每个可变电容的一端连接控制电压，另一端由隔直电容和电阻连接在偏置电压上；

交叉耦合的NMOS对和PMOS对组成的负阻电路；

一个由数字控制字控制的开关可变电容阵列，用于控制每条调谐曲线的调谐范围；

一个由数字控制字控制的开关电容阵列，所述开关电容阵列和开关可变电容阵列中的电容的最大值共同决定了所述每条调谐曲线的起始点；

一个由数字控制字和控制电压共同控制的开关尾电流源阵列，用于产生尾电流，该尾电流与压控振荡器的输出摆幅成正比；使不同调谐曲线上提供的尾电流可调，使不同调谐曲线上不同频率提供的尾电流也可调。

优选地，所述开关可变电容阵列中的每个基本单元包括：两对互补开关管、两个可变电容、两个PMOS管；

其中，两对互补开关管中的第一对互补开关管包括第一NMOS管和第一PMOS管；第二对互补开关管包括第二NMOS管和第二PMOS管；第一NMOS管和第二NMOS管的栅极连接在一起并连接数字控制字；第一NMOS管和第一PMOS管的源极连接在一起连接所述控制电压；第一NMOS管和第一PMOS管的漏极连接在一起连接第一可变电容的第一端；第二NMOS管和第二PMOS管的源极连接在一起连接所述控制电压，第二NMOS管和第二PMOS管的漏极连接在一起连接第二可变电容的第一端；第一PMOS管和第二PMOS管的栅极连接在一起连接所述数字控制字的互补信号；

所述两个PMOS管分别为第三PMOS管和第四PMOS管；第三PMOS管的栅极连接所述数字控制字，第三PMOS管的漏极连接所述第一可变电容的第一端；第三PMOS管的源极与第四PMOS管的源极连接在一起连接电源VDD；第四PMOS管的栅极连接所述数字控制字，第四PMOS管的漏极连接所述第二可变电容的第一端；

所述第一可变电容和第二可变电容的容值相同；

所述第一可变电容的第二端和第二可变电容的第二端分别作为开关电容阵列中的每个基本单元的两个输出端，该两个输出端分别连接压控振荡器的两个输出端。

优选地，所述开关电容阵列中的每个基本单元包括：第一开关电容、第二开关电容、第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管、第五PMOS管和第六PMOS管；

第五NMOS管的栅极连接数字控制字，第五NMOS管的源极连接第一开关电容的第一端，第五NMOS管的漏极连接第二开关电容的第一端；

第三NMOS管的栅极和第四NMOS管的栅极连接在一起连接所述数字控制字；第三NMOS管的源极和第四NMOS管的源极连接在一起连接GND；

第三NMOS管的漏极连接第五NMOS管的源极，第四NMOS管的漏极连接第五NMOS管的漏极；

第五PMOS管的栅极和第六PMOS管的栅极连接在一起连接所述数字控制字；第五PMOS管的源极和第六PMOS管的源极连接在一起连接电源VDD；第五PMOS管的漏极连接所述第五NMOS管的源极，第六PMOS管的漏极连接所述第五NMOS管的漏极；

所述第一开关电容和第二开关电容的容值相同；

所述第一开关电容的第二端和第二开关电容的第二端分别作为开关电容阵列中的每个基本单元的两个输出端；该两个输出端分别连接压控振荡器的两个输出端。

优选地，所述开关尾电流源阵列包括：第一尾电流产生模块和第二尾电流产生模块；

其中，第一尾电流产生模块包括一个PMOS管，该PMOS管的栅极和漏极均连接带隙基准电流，源极连接电源VDD；第一尾电流产生模块还包括X-1个第一基本单元；其中，X为压控振荡器的调谐曲线的条数；

X-1个第一基本单元中的每个第一基本单元具有三个端子，其中第一个端子均连接电源VDD，第二个端子连接在一起作为第一尾电流的输出端；第三个端子均连接带隙基准电流；

X-1个第一基本单元中的每个基本单元均包括三个PMOS管，分别为第七PMOS管、第八PMOS管和第九PMOS管；其中，第七PMOS管和第九PMOS管的源极连接在一起作为第一基本单元的第一个端子；第九PMOS管的漏极作为第一基本单元的第二个端子；第八PMOS管的源极连接第九PMOS管的栅极，第八PMOS管的漏极作为第一基本单元的第三个端子；第七PMOS管的栅极连接数字控制字，第八NMOS管的栅极连接该数字控制字的互补信号；

第二尾电流产生模块包括X-1个第二基本单元，X-1个第二基本单元中的每个单元具有三个端子，其中第一个端子均连接电源VDD，第二个端子连接在一起作为第二尾电流的输出端；第三个端子均连接所述控制电压；

X-1个第二基本单元中的每个第二基本单元均包括三个PMOS管，分别为第十PMOS管、第十一PMOS管和第十二PMOS管；其中，第十PMOS管和第十一PMOS管的源极连接在一起作为第二基本单元的第一个端子；第十二PMOS管的漏极作为第二基本单元的第二个端子；第十一PMOS管的源极连接第十二PMOS管的栅极，第十一PMOS管的漏极作为第二基本单元的第三个端子；第十PMOS管的栅极连接数字控制字，第十一PMOS管的栅极连接该数字控制字的互补信号；

所述第一尾电流与第二尾电流之和为所述开关尾电流源阵列产生的尾电流。

优选地，还包括一对互补控制信号，分别用于控制带隙基准电流在同一时间只对所述两个压控振荡器中的一个提供偏置电流。

优选地，还包括滤波电容，用于对所述带隙基准电流进行滤波，该滤波电容连接于所述第一尾电流产生模块中的第三端子和地之间。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明提供的双模宽带压控振荡器，使用两个分别工作在高频段和低频段的压控振荡器来覆盖一个很宽的频率调节范围，采用多位数字控制字和一个控制电压共同控制压控振荡器的尾电流源不仅使不同的调谐曲线上提供的尾电流可调，而且使同一曲线不同的频率上提供的尾电流也可调，由于该尾电流与压控振荡器的输出幅度成正比，通过对尾电流适当的调节可以保证在不同的频率上压控振荡器的输出幅度近似相等。本发明提供的压控振荡器输出摆幅稳定，调谐增益低，调谐范围较宽。

附图说明

图1是本发明实施例提供的双模宽带压控振荡器示意图；

图2a是现有技术中二进制开关电容阵列的压控振荡器的频率调谐曲线的示意图；

图2b是提供的压控振荡器的频率调谐曲线的示意图

图3是本发明提供的开关可变电容阵列中一个基本单元的结构图；

图4是本发明提供的开关电容阵列中一个基本单元的结构图；

图5是本发明提供的偏置电流和数字控制字决定电流大小的开关尾电流源阵列的结构图；

图6是本发明提供的由控制电压VTUNE和数字控制字决定电流大小的开关尾电流源阵列的结构图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

参见图1，该图为本发明提供的双模宽带压控振荡器示意图。

本实施例提供的双模宽带压控振荡器，包括：分别工作于高频段和低频段的两个压控振荡器，分别为低频段压控振荡器10和高频段压控振荡器20；每一个压控振荡器均包括：

连接在压控振荡器的两个输出端之间的电感；如图1所示低频段压控振荡器10中的第一电感L1，高频段压控振荡器20中的第二电感L2。

两个可变电容，每个可变电容的一端连接控制电压，另一端由隔直电容和电阻连接在偏置电压上；低频段压控振荡器10中的两个可变电容C_VAR1和C_VAR2，高频段压控振荡器20中的两个可变电容C_VAR3和C_VAR4。

交叉耦合的NMOS对和PMOS对组成的负阻电路；如图1所示，低频段压控振荡器10中的NMOS对为N1和N2，PMOS对为P1和P2；高频段压控振荡器20中的NMOS对为N3和N4，PMOS对为P3和P4。

一个由数字控制字控制的开关可变电容阵列，如图为300a和300b，用于控制每条调谐曲线的调谐范围；

一个由数字控制字控制的开关电容阵列，如图为200a和200b，当数字控制信号确定，即对于确定的一条频率调谐曲线，所述开关电容阵列和开关可变电容阵列中的等效电容的最大值共同决定了所述每条调谐曲线的起始点；

一个由数字控制字和控制电压共同控制的开关尾电流源阵列，如图为100a和100b，用于产生尾电流，该尾电流与压控振荡器的输出幅度成正比；使不同调谐曲线上提供的尾电流可调，使不同调谐曲线上不同频率提供的尾电流也可调。

本发明提供的双模宽带压控振荡器，使用两个分别工作在高频段和低频段的压控振荡器来覆盖一个很宽的频率调节范围，采用多位数字控制字和一个控制电压共同控制压控振荡器的尾电流源不仅使不同的调谐曲线上提供的尾电流可调，而且使同一曲线不同的频率上提供的尾电流也可调，由于该尾电流与压控振荡器的输出幅度成正比，通过对尾电流适当的调节可以保证在不同的频率上压控振荡器的输出幅度近似相等。本发明提供的压控振荡器输出摆幅稳定，调谐增益低，调谐范围较宽。

参见图2a，该图为现有技术中二进制开关电容阵列的压控振荡器的频率调谐曲线的示意图。

现有技术提供的这种二进制开关电容阵列的缺点是曲线间距不均匀，压控振荡器的调谐增益K_VCO变化大，并且调整曲线间距比较困难。

参见图2b，该图为本发明提供的压控振荡器的频率调谐曲线的示意图。本发明通过将开关位数提高，使开关电容和开关可变电容的比例变为非二进制，增加了设计的自由度，更易于曲线间距的控制，可以使曲线间距均匀，K_VCO变化较小，如图2b所示。

同时，本发明为了扩展调谐范围，还采用了工作在高频段和低频段的两个压控振荡器，其中实线代表低频段压控振荡器的频率调谐曲线，虚线代表高频段压控振荡器的频率调谐曲线。其工作由一对互补控制信号PDL和PDH控制，这样两个压控振荡器交替工作。当PDL为低电平时，低频段的压控振荡器工作；当PDH为低电平时，高频段的压控振荡器工作。通过设计使两个压控振荡器的调谐曲线有一定的交叠范围，从而保证整个压控振荡器能在一个更宽的频率范围内连续调节。

参见图3，该图为本发明提供的开关可变电容阵列中一个基本单元的结构图。

本发明实施例提供的开关可变电容阵列中的每个基本单元包括：两对互补开关管、两个可变电容、两个PMOS管；

其中，两对互补开关管中的第一对互补开关管包括第一NMOS管M_N1和第一PMOS管M_P1；第二对互补开关管包括第二NMOS管M_N2和第二PMOS管M_P2；第一NMOS管M_N1和第二NMOS管M_N2的栅极连接在一起并连接数字控制字S；第一NMOS管M_N1和第一PMOS管M_P1的源极连接在一起连接所述控制电压VTUNE；第一NMOS管M_N1和第一PMOS管M_P1的漏极连接在一起连接第一可变电容C_v1的第一端；第二NMOS管M_N2和第二PMOS管的源极连接在一起连接所述控制电压VTUNE，第二NMOS管M_N2和第二PMOS管M_P2的漏极连接在一起连接第二可变电容C_v2的第一端；第一PMOS管M_P1和第二PMOS管M_P2的栅极连接在一起连接所述数字控制字S的互补信号S_b；

所述两个PMOS管分别为第三PMOS管M_P3和第四PMOS管M_P4；第三PMOS管M_P3的栅极连接所述数字控制字S，第三PMOS管M_P3的漏极连接所述第一可变电容C_v1的第一端；第三PMOS管M_P3的源极与第四PMOS管M_P4的源极连接在一起连接电源VDD；第四PMOS管M_P4的栅极连接所述数字控制字S，第四PMOS管M_P4的漏极连接所述第二可变电容C_v2的第一端；

所述第一可变电容C_v1和第二可变电容C_v2的容值相同；

所述第一可变电容C_v1的第二端和第二可变电容C_v2的第二端分别作为开关电容阵列中的每个基本单元的两个输出端，该两个输出端分别连接压控振荡器的两个输出端。

其中VTUNE为控制电压，S_b为S经过一个反相器的输出，即S_b为S的互补信号。

当S为高电平时，S_b为低电平，互补开关M_N1(M_N2)和M_P1(M_P2)打开，控制电压VTUNE控制可变电容(C_v1和C_v2)改变接入谐振腔的等效电容来调节输出频率。

当S为低电平时，S_b为高电平，互补开关M_N1(M_N2)和M_P1(M_P2)关断，M_P3和M_P4打开，可变电容(C_v1和C_v2)被偏置在VDD，即可变电容(C_v1和C_v2)被固定在最小值。

参见图4，该图为本发明提供的开关电容阵列中一个基本单元的结构图。

所述开关电容阵列中的每个基本单元包括：第一开关电容C_a1、第二开关电容C_a2、第三NMOS管M_N3、第四NMOS管M_N4、第五NMOS管M_N5、第五PMOS管M_P5和第六PMOS管M_P6；

第五NMOS管M_N5的栅极连接数字控制字，第五NMOS管M_N5的源极连接第一开关电容C_a1的第一端，第五NMOS管M_N5的漏极连接第二开关电容C_a2的第一端；

第三NMOS管M_N3的栅极和第四NMOS管M_N4的栅极连接在一起连接所述数字控制字S；第三NMOS管M_N3的源极和第四NMOS管M_N4的源极连接在一起连接GND；

第三NMOS管M_N3的漏极连接第五NMOS管M_N5的源极，第四NMOS管M_N4的漏极连接第五NMOS管M_N5的漏极；

第五PMOS管M_P5的栅极和第六PMOS管M_P6的栅极连接在一起连接所述数字控制字；第五PMOS管M_P5的源极和第六PMOS管M_P6的源极连接在一起连接电源VDD；第五PMOS管M_P5的漏极连接所述第五NMOS管M_N5的源极，第六PMOS管M_P6的漏极连接所述第五NMOS管M_N5的漏极；

所述第一开关电容C_a1和第二开关电容C_a2的容值相同；

所述第一开关电容C_a1的第二端和第二开关电容C_a2的第二端分别作为开关电容阵列中的每个基本单元的两个输出端；该两个输出端分别连接压控振荡器的两个输出端。

当S为高电平时，M_N1打开，开关电容(C_a1和C_a2)接入RLC谐振回路，M_N2，M_N3为开关电容(C_a1和C_a2)提供一个固定的偏置，此时的等效电容记为C_a，on；当S为低电平时，M_N1闭合，开关电容(C_a1和C_a2)与开关管M_N3的寄生电容C_d，并联之后的等效电容C_a，off接入谐振回路。

下面具体介绍开关电容阵列和开关可变电容阵列调节压控振荡器的输出频率的工作原理。

假设开关电容阵列中开关电容的大小比例为α₁C_a∶α₂C_a∶α₃C_a∶…∶α_x-1C_a，开关可变电容阵列中可变电容的大小比例为β₁C_v∶β₂C_v∶β₃C_v∶…∶β_x-1C_v，C_vconst代表谐振回路中不受开关控制的可变电容，C_p代表谐振回路中的固定电容。C_i，min表示第i(i＝1，2，...x)条曲线上VTUNE＝VDD时接入谐振回路的总电容，C_i，max表示第i条调谐曲线上VTUNE＝0时接入谐振回路的总电容，可以自上而下写出各调谐条曲线在VTUNE＝VDD和VTUNE＝0时接入谐振回路的总电容如下：

C_1，min＝C_p+(α₁+α₂+…+a_x-1)C_a，off+C_vconst，min+(β₁+β₂+…+β_x-1)C_v，min

C_1，max＝C_p+(α₁+α₂+…+α_x-1)C_a，off+C_vconst，max+(β₁+β₂+…+β_x-1)C_v，min

C_2，min＝C_p+(α₁+α₂+…+α_x-2)C_a，off+a_x-1C_a，on+C_vconst，min+(β₁+β₂+…+β_x-1)C_v，min

C_2，max＝C_p+(α₁+α₂+…+α_x-2)C_a，off+α_x-1C_a，on+C_vconst，max+(β₁+β₂+…+β_x-2)C_v，min

+β_x-1C_v，max

C_3，min＝C_p+(α₁+α₂+…+α_x-3)C_a，off+(α_x-2+α_x-1)C_a，on+C_vconst，min

+(β₁+β₂+…+β_x-1)C_v，min

C_3，max＝C_p+(α₁+α₂+…+α_x-3)C_a，off+(α_x-2+α_x-1)C_a，on+C_vconst，max+(β₁+β₂+…+β_x-3)C_v，min

+(β_x-2+β_x-1)C_v，max

依次类推：

C_x，min＝C_p+(α₁+α₂+…+α_x-1)C_a，on+C_vconst，min+(β₁+β₂+β₃+β₄+β₅+β₆+β₇)C_v，min

C_x，max＝C_p+(α₁+α₂+…+α_x-1)C_a，on+C_vconst，max+(β₁+β₂+…+β_x-1)C_v，max

可以得到：

C_2，min-C_1，min＝α_x-1(C_a，on-C_a，off)

C_2，max-C_1，max＝α_x-1(C_a，on-C_a，off)+β_x-1(C_v，max-C_v，min)

C_3，min-C_2，min＝α_x-2(C_a，on-C_a，off)

C_3，max-C_1，max＝α_x-2(C_a，on-C_a，off)+β_x-2(C_v，max-C_v，min)

C_x，min-C_x-1，min＝α₁(C_a，on-C_a，off)

C_x，max-C_x-1，max＝α₁(C_a，on-C_a，off)+β₁(C_v，max-C_v，min)

由于因此控制电压VTUNE改变接入谐振腔电容的大小可以改变输出频率。

同时从以上公式推导可以看出，相邻调谐曲线之间的间距的大小，主要由相应的比例值α_i和β_i决定。调谐增益K_VCO的大小，主要由相应的β_i决定。因此，通过调节相应的α_i和β_i，就可以方便地控制各条调谐曲线的间距和K_VCO的大小。

下面讨论本发明为了稳定压控振荡器的输出摆幅采取的措施。

压控振荡器的谐振腔在振荡时其等效的并联电阻可以表示为：

$R_T\left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{Out}}\right)=Q\·{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{Out}}\·L=\frac{{({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{Out}}\·L)}^2}{r_s}---\left(2\right)$

从上式可以看出，该等效的并联电阻与谐振频率ω_Out的平方成正比。而该等效的并联电阻R_T和尾电流I的乘积R_T·I决定了压控振荡器的输出摆幅。

因此压控振荡器的输出摆幅对谐振频率有很强的依赖关系。而压控振荡器的输出摆幅是设计时的一个重要指标，如果尾电流一定，输出摆幅就会随着谐振频率的升高而增大。

在满足起振条件的情况下，压控振荡器的输出摆幅太大会进入电压限制区，不但会影响相位噪声还会浪费电流。因此需要对压控振荡器的尾电流通过开关进行控制。本发明为了控制压控振荡器的输出摆幅，同时采用了图5和图6所示的两种开关尾电流源阵列。

图5所示的第一尾电流产生模块产生第一尾电流，图6所示的第二尾电流产生模块产生第二尾电流。

下面结合图5和图6分别介绍本发明同时采用的两个开关尾电流源阵列。

参见图5，该图为本发明提供的偏置电流和数字控制字决定电流大小的开关尾电流源阵列的结构图。

第一尾电流产生模块包括一个PMOS管M_P，该PMOS管M_P的栅极和漏极均连接带隙基准电流，源极连接电源VDD；第一尾电流产生模块还包括X-1个第一基本单元；其中，X为压控振荡器的调谐曲线的条数；

如图5所示的虚框内为一个第一基本单元。

X-1个第一基本单元中的每个第一基本单元具有三个端子，其中第一个端子均连接电源VDD，第二个端子连接在一起作为第一尾电流I_OUT1的输出端；第三个端子均连接带隙基准电流I_REF；

X-1个第一基本单元中的每个第一基本单元均包括三个PMOS管，以X-1个基本单元中的一个为例进行介绍。如图5所示：三个PMOS管分别为第七PMOS管M_P7、第八PMOS管M_P8和第九PMOS管M_P9；其中，第七PMOS管M_P7和第九PMOS管M_P9的源极连接在一起作为第一基本单元的第一个端子；第九PMOS管M_P9的漏极作为第一基本单元的第二个端子；第八PMOS管M_P8的源极连接第九PMOS管M_P9的栅极，第八PMOS管M_P8的漏极作为第一基本单元的第三个端子；第七PMOS管M_P7的栅极连接数字控制字S₁，第八NMOS管M_P8的栅极连接该数字控制字的互补信号S₁B。

同理，其他第一基本单元的数字控制字依次为S₂、......、S_X-1；数字控制字的互补信号依次为S₂B、......、S_X-1B。

当数字控制字S_i(i＝1，2，3，...，X-1)控制调谐曲线由上至下进行选择时，谐振频率逐渐变低，因此由公式(2)可知其等效的并联电阻R_T变小，等效的并联电阻R_T和尾电流I的乘积R_T·I决定了压控振荡器的输出摆幅。通过增大尾电流I便可以补偿R_T的减小。数字控制字S_i(i＝1，2，3，...，X-1)为开关信号。

如图5所示，尾电流随着数字控制字的打开逐渐升高，因此通过调整每个第一基本单元中M_P9的相对大小，可以保证输出振幅的稳定。

这种方法在谐振频率较高时，能够降低功耗，在谐振频率较低时能够保证压控振荡器的起振。

另外，带隙基准电流I_REF对开关尾电流源提供的基准电流中包含了闪烁噪声和热噪声，这一噪声通过有源电流镜进行放大，会极大地恶化压控振荡器的相位噪声。因此，为了抑制基准电流中噪声的影响，该开关尾电流源阵列采用一个片外电容CM对基准电流进行滤波，从而优化了压控振荡器的相位噪声。

参见图6，该图为本发明提供的由控制电压VTUNE和数字控制字决定电流大小的开关尾电流源阵列的结构图。

第二尾电流产生模块包括X-1个第二基本单元，X-1个第二基本单元中的每个第二基本单元具有三个端子，其中第一个端子均连接电源VDD，第二个端子连接在一起作为第二尾电流I_OUT2的输出端；第三个端子均连接所述控制电压VTUNE；

如图6所示，虚框内为一个第二基本单元。

X-1个第二基本单元中的每个第二基本单元均包括三个PMOS管，分别为第十PMOS管M_P10、第十一PMOS管M_P11和第十二PMOS管M_P12；其中，第十PMOS管M_P10和第十一PMOS管M_P11的源极连接在一起作为第二基本单元的第一个端子；第十二PMOS管M_P12的漏极作为第二基本单元的第二个端子；第十一PMOS管M_P11的源极连接第十二PMOS管M_P12的栅极，第十一PMOS管M_P11的漏极作为第二基本单元的第三个端子；第十PMOS管M_P10的栅极连接数字控制字S₁，第十一PMOS管M_P11的栅极连接该数字控制字的互补信号S₁B；

同理，其他第二基本单元的数字控制字依次为S₂、......、S_X-1；数字控制字的互补信号依次为S₂B、......、S_X-1B。

需要说明的是，X-1个第一基本单元和X-1个第二基本单元中的数字控制字和数字控制字的互补信号相同。

图5产生的第一尾电流I_OUT1与图6产生的第二尾电流I_OUT2之和为本发明提供的所述开关尾电流源阵列产生的尾电流I。

从对接入回路的总电容的推导过程可以看出，在同一条调谐曲线上，VTUNE＝0时接入谐振回路的等效电容高，VTUNE＝VDD时接入谐振回路的等效电容低，也就是说随着VTUNE的升高谐振频率逐渐变高，因此如果对同一条调谐曲线采用相同的尾电流，由于频率导致的行将电阻的变化也会导致压控振荡器的输出摆幅变化较大。因此，本发明提供的尾电流源加入了图6所示的受VTUNE控制的尾电流源阵列。如图6所示，当S_i为低时，M_2i的栅端接VDD，因此M_2i关断。当S_i为高时，M_2i的栅端接VTUNE，当|VTUNE-VDD|大于|V_THP|时，M_2i处于饱合区，流过M_2i的电流可以表示为：

$I_{\mathrm{sd},M_{2i}}=\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_p{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L}{(\mathrm{VDD}-\mathrm{VTUNE}-|V_{\mathrm{THP}}\left|\right)}^2$

从上式可以看出，随着VTUNE的增加，流过M_2i的电流减小，通过合理的设计M_2i的尺寸，就可以补偿接入谐振回路的等效并联电阻的增加，使在同一条谐振曲线上的振荡波形的振幅保持恒定。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (5)

1.一种双模宽带压控振荡器，其特征在于，包括：分别工作于高频段和低频段的两个压控振荡器；每一个压控振荡器均包括：

连接在压控振荡器的两个输出端之间的电感；

两个可变电容，每个可变电容的一端连接控制电压，另一端由隔直电容和电阻连接在偏置电压上；

交叉耦合的NMOS对和PMOS对组成的负阻电路；

一个由数字控制字控制的开关可变电容阵列，用于控制每条调谐曲线的调谐范围；

一个由数字控制字控制的开关电容阵列，所述开关电容阵列和开关可变电容阵列中的电容的最大值共同决定了所述每条调谐曲线的起始点；

一个由数字控制字和控制电压共同控制的开关尾电流源阵列，用于产生尾电流，该尾电流与压控振荡器的输出摆幅成正比；使不同调谐曲线上提供的尾电流可调，使不同调谐曲线上不同频率提供的尾电流也可调；

所述开关尾电流源阵列包括：第一尾电流产生模块和第二尾电流产生模块；

其中，第一尾电流产生模块包括一个PMOS管，该PMOS管的栅极和漏极均连接带隙基准电流，源极连接电源VDD；第一尾电流产生模块还包括X-1个第一基本单元；其中，X为压控振荡器的调谐曲线的条数；

X-1个第一基本单元中的每个第一基本单元具有三个端子，其中第一个端子均连接电源VDD，第二个端子连接在一起作为第一尾电流的输出端；第三个端子均连接带隙基准电流；

X-1个第一基本单元中的每个基本单元均包括三个PMOS管，分别为第七PMOS管、第八PMOS管和第九PMOS管；其中，第七PMOS管和第九PMOS管的源极连接在一起作为第一基本单元的第一个端子；第九PMOS管的漏极作为第一基本单元的第二个端子；第八PMOS管的源极连接第九PMOS管的栅极，第八PMOS管的漏极作为第一基本单元的第三个端子；第七PMOS管的栅极连接数字控制字，第八NMOS管的栅极连接该数字控制字的互补信号；

第二尾电流产生模块包括X-1个第二基本单元，X-1个第二基本单元中的每个单元具有三个端子，其中第一个端子均连接电源VDD，第二个端子连接在一起作为第二尾电流的输出端；第三个端子均连接所述控制电压；

X-1个第二基本单元中的每个第二基本单元均包括三个PMOS管，分别为第十PMOS管、第十一PMOS管和第十二PMOS管；其中，第十PMOS管和第十一PMOS管的源极连接在一起作为第二基本单元的第一个端子；第十二PMOS管的漏极作为第二基本单元的第二个端子；第十一PMOS管的源极连接第十二PMOS管的栅极，第十一PMOS管的漏极作为第二基本单元的第三个端子；第十PMOS管的栅极连接数字控制字，第十一PMOS管的栅极连接该数字控制字的互补信号；

所述第一尾电流与第二尾电流之和为所述开关尾电流源阵列产生的尾电流。

2.根据权利要求1所述的双模宽带压控振荡器，其特征在于，所述开关可变电容阵列中的每个基本单元包括：两对互补开关管、两个可变电容、两个PMOS管；

其中，两对互补开关管中的第一对互补开关管包括第一NMOS管和第一PMOS管；第二对互补开关管包括第二NMOS管和第二PMOS管；第一NMOS管和第二NMOS管的栅极连接在一起并连接数字控制字；第一NMOS管和第一PMOS管的源极连接在一起连接所述控制电压；第一NMOS管和第一PMOS管的漏极连接在一起连接第一可变电容的第一端；第二NMOS管和第二PMOS管的源极连接在一起连接所述控制电压，第二NMOS管和第二PMOS管的漏极连接在一起连接第二可变电容的第一端；第一PMOS管和第二PMOS管的栅极连接在一起连接所述数字控制字的互补信号；

所述两个PMOS管分别为第三PMOS管和第四PMOS管；第三PMOS管的栅极连接所述数字控制字，第三PMOS管的漏极连接所述第一可变电容的第一端；第三PMOS管的源极与第四PMOS管的源极连接在一起连接电源VDD；第四PMOS管的栅极连接所述数字控制字，第四PMOS管的漏极连接所述第二可变电容的第一端；

所述第一可变电容和第二可变电容的容值相同；

所述第一可变电容的第二端和第二可变电容的第二端分别作为开关电容阵列中的每个基本单元的两个输出端，该两个输出端分别连接压控振荡器的两个输出端。

3.根据权利要求1所述的双模宽带压控振荡器，其特征在于，所述开关电容阵列中的每个基本单元包括：第一开关电容、第二开关电容、第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管、第五PMOS管和第六PMOS管；

第五NMOS管的栅极连接数字控制字，第五NMOS管的源极连接第一开关电容的第一端，第五NMOS管的漏极连接第二开关电容的第一端；

第三NMOS管的栅极和第四NMOS管的栅极连接在一起连接所述数字控制字；第三NMOS管的源极和第四NMOS管的源极连接在一起连接GND；

第三NMOS管的漏极连接第五NMOS管的源极，第四NMOS管的漏极连接第五NMOS管的漏极；

第五PMOS管的栅极和第六PMOS管的栅极连接在一起连接所述数字控制字；第五PMOS管的源极和第六PMOS管的源极连接在一起连接电源VDD；第五PMOS管的漏极连接所述第五NMOS管的源极，第六PMOS管的漏极连接所述第五NMOS管的漏极；

所述第一开关电容和第二开关电容的容值相同；

所述第一开关电容的第二端和第二开关电容的第二端分别作为开关电容阵列中的每个基本单元的两个输出端；该两个输出端分别连接压控振荡器的两个输出端。

4.根据权利要求1所述的双模宽带压控振荡器，其特征在于，还包括一对互补控制信号，分别用于控制带隙基准电流在同一时间只对所述两个压控振荡器中的一个提供偏置电流。

5.根据权利要求1所述的双模宽带压控振荡器，其特征在于，还包括滤波电容，用于对所述带隙基准电流进行滤波，该滤波电容连接于所述第一尾电流产生模块中的第三端子和地之间。