CN102904527B - 一种电压转换频率线性度补偿的lc振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种电压转换频率线性度补偿的LC振荡器，负阻结构LC振荡器的可变电容C为电压转换频率线性度补偿电容C-Varactor，通过对压控振荡器电压转换频率线性度的补偿，使压控振荡器有效的电压控制范围为整个电压调节范围，拓宽了有效电压调节频率的范围，从而在不增大电压转换频率增益的前提下，可获得更宽的频率调节范围；同时在保证频率调节范围的前提下，使转换增益可优化设计得更小，由可变电容两端电压变化而引起相位噪声的恶化显著减小。本发明LC振荡器不增加电路的复杂性，获得更宽的频率调节范围，更宽的有效电压控制范围，以及在同等频率调节范围下，获得更好的相位噪声性能。

Description

一种电压转换频率线性度补偿的LC振荡器

技术领域

本发明属于射频无线通信和集成电路技术领域，涉及高频率、低相位噪声、宽调节范围的压控振荡器，尤其涉及一种电压转换频率线性度补偿的LC振荡器。

背景技术

随着民用无线通信的飞速发展，手机基本上是每个成年人都有一部；而随着时代的进步，GPS、北斗等卫星导航定位也以成为人们生活中的一部分；工作、生活的便捷、多样性也使人们逐渐摆脱有线网络和地点的限制，利用无线局域网(WLAN)、蓝牙(Bluetooth)通讯上网，也会在闲暇的时候随时随地的打开移动数字电视(CMMB)，收看感兴趣的电视节目。能实现多模式、多标准的接收机或收发机，在市场中越来越受欢迎，而从成本、面积、体积上讲，单射频芯片成为最佳解决方案，而单射频芯片的“心脏”是压控振荡器。为了兼容多模式、多标准，压控振荡器的频率调节范围必须覆盖这些频段和频点，而考虑到工艺和温度偏差，实际设计的调节范围一般达到了所需求调节范围的2倍或以上。而由于集成的可变电容，其电压与电容的线性关系只在某一段区域，更加剧了宽频带压控振荡器的设计难度。

在已有的技术方案中，一种是采用极大的电压转换频率增益来实现，这种宽频带压控振荡器，相位噪声性能差，控制电压的一个极小波动，都会引起一个较大的频率变化；另外一种是采用离散调谐且相邻子波段会有调谐频率重叠的多子波段调谐来实现，这种方法结构复杂，且没有克服其有效的电压调节范围和线性的调节范围只是某一段区域。第三种是对可变电容的电压转换频率进行线性度补偿，使其调节范围更大。

在现有的技术中，申请号：200510023303.6，名称为“采用阶跃电容的压控振荡器调谐曲线的确定方法”的发明专利，其可变电容采用阶跃电容实现，所提方法中存在缺陷：(1)每次电路设计都需杂而精确的计算，(2)电压-转换频率的曲线，只是局部线性，不是从电压零到控制电压的最大值(电源电压)全线性的。申请号：200910248043.0，名称为“一种低相位噪声宽带正交压控振荡器”的发明专利，其中，可变电容由三路并联且同时工作的电容构成，所提方法中存在缺陷：(1)使LC调谐回路的等效电容增大，振荡频率降低，有效调谐范围变小，(2)三路并联得到的等效电容计算复杂，存在几个交界点且无法保证在整个控制电压调节范围内的线性。

发明内容

本发明的目的是克服片上集成可变电容的电容值C不是一直随两端电压V线性变化的问题。本发明提出一种电压转换频率线性度补偿的LC振荡器，振荡器的频率调节是随控制电压一直线性变化，使控制电压转换频率的增益在整个控制电压的变化范围内保持基本稳定。本发明目的是通过以下技术方案实现。

一种电压转换频率线性度补偿的LC振荡器，其在于：该电压转换频率线性度补偿的LC振荡器简称LC振荡器由有源放大电路，谐振网络和电流源偏置电路组成，全部电路片内集成，或者除电感外的电路片内集成；

LC振荡器为负阻二端结构，负阻结构LC振荡器的谐振网络的可变电容C为电压转换频率线性度补偿电容C-Varactor；谐振网络两端跨接在有源放大电路两个负载端，电流源偏置电路与有源放大器串联连接。

述的LC振荡器，其在于所述负阻结构的LC振荡器由负阻放大器、正反馈LC调谐回路和电流源偏置电路组成；其中：

负阻放大器由二部分组成，负阻放大器的一个源极端连接电流源偏置电路的Vt端，负阻放大器的另一个源极连接电源；

LC调谐回路由并联连接的电感L和可变电容C组成，LC调谐回路接在负阻放大器两端；可变电容C为电压转换频率线性度补偿电容(C-Varactor)实现。

所述的LC振荡器，其在于所述负阻放大器为互补的场效应管交叉耦合结构电路，负阻放大器11由两个互补的场效应交叉对管MP1和MN1、MP2和MN2构成；MP1和MN1的栅-栅极相连接VP端，MP1和MN1的漏-漏极相连接VN端；MP2和MN2的栅-栅极相连接VN端，MP2和MN2的漏-漏极相连接VP端，MP1和MP2的源极相连接电源VDD，MN1、MN2的源极接电流源MPc 13的漏极，MP1、MN1的栅极、漏极与MP2、MN2的漏极、栅极分别交叉相接，MP1和MN1漏极的VN端，MP2和MN2漏极的VP端对应并接LC调谐回路12的两端。

所述的LC振荡器，其在于所述负阻放大器为场效应管交叉耦合结构电路，负阻放大器14由两个场效应交叉对管MN3、MN4构成；MN3和MN4的源-源极相连接电流源偏置电路电流镜MPc 13的漏极，MPc 13的源极接地；MN3漏极的VN端和MN4漏极的VP端对应连接由带中心抽头差分对称电感L和电压转换频率线性度补偿电容(C-Varactor)并联调谐回路12的两端，带中心抽头差分对称电感L的中心抽头接电源VDD。

所述的LC振荡器，其在于所述负阻放大器为场效应管交叉耦合结构电路，负阻放大器15由两个场效应交叉对管MP3、MP4构成；MP3和MP4的源极并接电源VDD，MP3漏极的VN端和MP4漏极的VP端对应连接由带中心抽头差分对称电感L和电压转换频率线性度补偿电容(C-Varactor)并联调谐回路12的两端，带中心抽头差分对称电感L的中心抽头接电流源偏置电路电流镜MPc 13的漏极，MPc 13的源极接地。

所述的LC振荡器，其在于所述的LC调谐回路的电感L为片上的平面电感或为片外的螺旋电感，该电感为差分对称电感结构；所述的LC调谐回路的可变电容C为电压转换频率线性度补偿电容C-Varactor，采用电容C与电压V线性度曲线良好的累积型AMOS电容。差分对称电感可以获得更高的品质因数Q值，并提高了差分振荡器的对称性，改善了相位噪声，累计型AMOS电容相比于其它可变电容，其电容C与电压V变化曲线，线性度范围更宽，使线性度补偿电容C-Varactor更易于实现。

所述的LC振荡器，其在于所述的电流源偏置电路为电流镜偏置电流结构，电流镜包括镜像电流管和参考电流源管，镜像电流管由NMOS的MPc管构成，MPc管源极接地，栅极接参考电流源管形成的参考电压Vb，MPc管漏极接负阻放大器的场效应交叉对管的源极并接端或者接带中心抽头差分电感的中心抽头。采用电流镜，可以提高振荡器对电源噪声的抑制能力，且防止由于电源电压的波动，而导致对振荡频率的牵引，因为衬底耦合的作用，来自地的噪声比电源的噪声对振荡器的影响更大，电流镜采用NMOS管实现，而电源的噪声可以通过增加对地的滤波电容滤除。

所述的LC振荡器，其在于所述的电压转换频率线性度补偿电容C-Varactor为累积型AMOS电容实现，由两组互补开关管、互补开关管控制的两组累积型AMOS、4位模数转换器ADC及控制逻辑单元和开关信号生成器构成；其中

两组互补开关管中的每组互补开关管包括二个控制开关管和一对互补开关管，每一对互补开关管一侧的漏极和源极并联，并连接两组互补开关管控制的累积型AMOS中的一对AMOS管的栅极，而每一对互补开关管的另一侧的源极和漏极并联并连接振荡器的控制电压Vctrl端。

4位模数转换器(ADC)的输入端接振荡器的控制电压Vctrl端，将输入的控制电压Vctrl转换为4位的二进制码，4位模数转换器的输出端接控制逻辑单元输入端。

控制逻辑单元输入接4位模数转换器(ADC)输出的4位的二进制码，控制逻辑单元经过逻辑判断和处理，输出开关信号SW，SW经开关信号形成器形成两路开关信号SWP和SWN，控制逻辑单元的参考端连接设置参考电压Vt1，根据控制电压Vctrl，切换两组互补的累积型AMOS交替工作。

所述的LC振荡器，其在于所述开关互补控制的累积型AMOS为3.3V累积型AMOS；

两组3.3V累积型AMOS5、AMOS6的栅极相连并连接振荡器的控制电压端Vctrl，AMOS51、AMOS6的源极分别接金属MIM电容C5、C6的一端，同时偏置电压Vb通过偏置电阻RB5、RB6对应连接AMOS5、AMOS6的源极，C5、C6的另一端分别接调谐回路的两端VP和VN。

所述的LC振荡器，其在于所述开关互补控制的累积型AMOS为3.3V累积型AMOS；

3.3V累积型AMOS7、AMOS8的栅极相连并连接偏置电压Vb，AMOS7、AMOS8的源极分别接金属MIM电容C7、C8的一端，同时振荡器的控制电压端Vctrl通过电阻RB7、RB8对应连接AMOS7、AMOS8的源极，C7、C8的另一端分别接调谐回路的两端VP和VN。

本发明的实质性效果为：

1、在整个振荡器控制电压的调节范围内，线性度补偿的可变电容C的电容值会随控制电压Vctrl的电压线性变化，直接的效果是振荡器的振荡频率会随控制电压Vctrl的电压而线性变化。

2、在同等的电压转换频率增益下，在控制电压范围内，可获得更宽的频率调节范围，电压-转换频率的曲线，从电压零到控制电压的最大值(电源电压)全线性的。

3、在同等的频率调节范围下，电压转换频率增益可优化设计得更小，使可变电容两端电压变化而引起的频率变化显著减小，而且由可变电容两端噪声电压变化而引起的相位噪声得到有效改善，因此在同等调节范围内，可获得更低的相位噪声。

4、在振荡器的控制电压Vctrl变化范围内，电压转换频率增益基本恒定，使反馈环路特性更稳定；环路带宽也只随振荡频率ω一个变量变化，通过对电荷泵电流的调节，更易实现在整个频率调节范围内，环路带宽的一致性。

附图说明

图1a是本发明第一实施例电压转换频率线性度补偿的LC振荡器电路图；

图1b是本发明第二实施例电压转换频率线性度补偿的LC振荡器电路图；

图1c是本发明第三实施例电压转换频率线性度补偿的LC振荡器电路图；图1a中11-包括11-1和11-2的有源放大电路；图1b中14-包括14-1和14-2的有源放大电路；图1c中15-包括15-1和15-2的有源放大电路；图1a～1c中：12-谐振回路，13-电流源偏置电路，VN和VP-有源放大电路的两个输出端，Vctrl-控制电压，Vb-偏置电压。

图2是本发明实施例中可变电容累积型AMOS归一化的电容值与可变电容两端电压V的变化曲线图简称C-V变化曲线图；

图2中：C_MAX-最大电容值，C_MIN-最小电容值，Vt-C-V曲线为线性关系的分界点，V_DD-电源电压值。

图3a是本发明实施例可变电容C-Varactor的第一组累积型AMOS的C-V变化曲线图；

图3b是本发明实施例可变电容C-Varactor的第二组累积型AMOS的C-V变化曲线图；

图3c是本发明实施例可变电容C-Varactor的两组累积型AMOS组合起来工作的C-V变化曲线图；

图3d是本发明电压转换频率线性度补偿振荡器实施例可变电容C-Varactor的两组累积型AMOS组合起来工作的的F-V变化曲线图；图3a～3d中：C_MAX-最大电容值，C_MIN-最小电容值，V_DD-电源电压值，Vt1-设定的切换电压。

图4是本发明电压转换频率线性度补偿可变电容C-Varactor第一实施例的电路图。

图4中：41和42-两组互补开关控制的累积型AMOS，434位模数转换器(ADC)，44-控制逻辑单元，45-开关信号生成器，46和47-两组互补控制开关，VP和VN-连接谐振回路电感L的两个输出端，Vctrl-控制电压，Vb1和Vb2-偏置电压，Vt1-设定的参考电压。

图5a是本发明电压转换频率线性度补偿可变电容C-Varactor第二实施例的电路图。

图5b是本发明电压转换频率线性度补偿可变电容C-Varactor第三实施例的电路图

具体实施方式

结合实施例并参照附图对本发明的具体实现方式进行详细阐述，对本发明的技术方案作进一步说明。

本发明第一实施例的一种电压转换频率线性度补偿的LC振荡器如图1a所示，采用负阻CMOS的LC振荡器，它包括负阻放大器11、LC调谐回路12和电流源偏置电路13，负阻放大器11由互补交叉耦合场效应对管11-1和11-2构成。PMOS交叉对管MP1、MP2的源极并联连接电源V_DD，MP1的栅极与MP2的漏极相连，MP1的漏极与MP2的栅极相连；NMOS交叉对管MN1、MN2的源极并联连接电流源偏置电路13的Vt端，MN1的栅极与MN2的漏极相连，MN1的漏极与MN2的栅极相连；MP1的漏极和MN1的漏极并联相接于VN端，MP2的漏极和MN2的漏极并联相接于VP端。负阻放大器11产生负阻构成反馈环路，以抵消LC调谐回路中由于LC引入的损耗阻抗，维持振荡的持续进行。负阻放大器11增益恒定，反馈环路特性稳定，环路带宽也只随振荡频率一个变量变化，易于通过对电流源偏置电路13电荷泵电流的调节，实现在整个频率调节范围内环路带宽的一致性。LC调谐回路的差分对称电感L与电压转换频率线性度补偿电容(C-Varactor)并联连接，LC调谐回路的两端接两个互补交叉对管的漏极。控制电压Vctrl端接在可变电容的栅极控制端，通过控制电压Vctrl控制电压转换频率线性度补偿电容(C-Varactor)的大小，实现频率的调谐。电流源偏置电路13的镜像电流管由NMOS的MPc管构成，漏极接负阻放大器的互补交叉耦合场效应对管MN1和MN2的源极，MN1和MN2的源极电压为Vt，MPc源极接地，栅极接参考电源Vb。电流源偏置电路13为振荡器提供稳定的偏置电流，在整个振荡器控制电压的调节范围内，线性度补偿的可变电容C的电容值会随控制电压Vctrl的电压线性变化，本发明振荡器的振荡频率会随控制电压Vctrl的电压而线性变化。

本发明第二实施例的一种电压转换频率线性度补偿的LC振荡器如图1b所示，与图1a的第一实施例结构基本相似，连接关系只作简述。包括14-1和14-2二部分的负阻放大器14由两个场效应交叉对管MN3、MN4构成，其中MN3漏极的VN端和MN4漏极的VP端对应连接带中心抽头差分对称电感L的两端，电感L的中心抽头接电源V_DD，MN3和源极并联接电流源偏置电路13电流镜MPc的漏极，MN3的栅极与MN4的漏极相连MN3的漏极与MN4的栅极相接，带中心抽头差分对称电感L与电压转换频率线性度补偿电容(C-Varactor)的两端并联连接在MN3和MN4的栅极之间，构成负反馈回路。电压转换频率线性度补偿电容(C-Varactor)的控制端连接Vctrl，在振荡器的控制电压Vctrl变化范围内，电压转换频率增益基本恒定，使反馈环路特性更稳定；环路带宽也只随振荡频率一个变量变化，通过对电荷泵电流的调节，更易实现在整个频率调节范围内，环路带宽的一致性。

本发明第三实施例的一种电压转换频率线性度补偿的LC振荡器如图1c所示，图1c与图1a的第一实施例结构基本相似，连接关系只作简述。包括15-1和15-2二部分的负阻放大器15由两个场效应交叉对管MP3、MP4构成，其中MP3和MP4的源极并联接电源V_DD，MP3和MP4的栅极对应连接带中心抽头差分对称电感L的两端，电感的中心抽头接电流源偏置电路13电流镜MPc的漏极，3电流镜MPc的源极接地。MP3的栅极与MP4的漏极相接，MP3的漏极与MP4的栅极相接，电压转换频率线性度补偿电容(C-Varactor)的两端连接在MP3的栅极和MP4的栅极之间。

从三个实施例构成描述可知，LC振荡器的振荡频率调节主要是通过调节可变电容的电容值实现，而LC振荡器电压转换频率的线性度是由电压转换的可变电容的线性度来实现。片内集成的可变电容也可采用变容二极管或漏源极短接MOS管实现，鉴于累积型MOS管可变电容AMOS的线性范围更宽，故本发明实施例采用累积型AMOS组构成可变电容。

图2给出累积型AMOS管的归一化电容值与可变电容两端电压的变化曲线。如图2所示，电容值进行了归一化，最大电容用C_MAX表示，最小电容用C_MIN表示，累积型AMOS管可变电容的线性范围较宽，但AMOS的电容值只有在可变电容两端电压[-Vt，Vt]范围内呈线性变化。控制电压Vctrl的变化范围为[Δ，V_DD-A]，Δ值是由实际电流源偏置电路的电荷泵MPc管的饱和压降决定。若作理想化设定Δ＝0，则控制电压Vctrl的变化范围为[0，V_DD]。然而，实际的可变电容有效线性范围会小于[-Vt，Vt]，在理想值的0.5～1内变化，控制电压有效的调节范围会大大变小。

本发明的目的是解决上述问题，使可变电容的电容值在整个控制电压调节范围内都具有良好的线性变化度，使振荡器在整个控制电压调节范围内的频率都随控制电压调节呈线性变化的。本发明实施例采用电压转换频率线性度补偿是基于电压转换电容的线性度补偿实现，从图3a～图3d给出累积型AMOS管的归一化电容值与可变电容两端电压的变化曲线可见，采用两组累积型AMOS，将其中一组累积型AMOS的源极接偏置电压Vb1，使控制电压Vctrl在[0，Vt1]时，对应于AMOS的Vgs为[-Vt，Vt]，即Vctrl在[0，Vt1]内，电容是随电压线性变化的，对于这组AMOS的电容C与两端电压V的曲线如图3a所示，将另一组AMOS的源极接偏置电压Vb2，使控制电压Vctrl在[Vt1，V_DD]时，对应于AMOS的Vgs为[-Vt，Vt]，即Vctrl在[Vt1，V_DD]内，电容是随电压线性变化的，对于这组AMOS的电容C与两端电压V的曲线如图3b所示。通过对控制电压Vctrl的检测和控制逻辑对控制开关的控制，Vctrl在[0，Vt1]区间，使第一组AMOS可变电容开通工作，同时使第二组AMOS可变电容关闭，在这个区间内，归一化电容值是随电压线性变化。通过对控制电压Vctrl的检测和控制逻辑对控制开关的控制，当Vctrl＞Vt1时，第一组AMOS可变电容关闭，切换到第二组AMOS可变电容开通工作，使Vctrl在[Vt1，V_DD]区间内，归一化电容值是随电压线性变化的。通过两组串联连接AMOS可变电容构成电压线性度补偿的可变电容(C-Varactor)，使可变电容(C-Varactor)在控制电压Vctrl的[0，V_DD]调节范围内的归一化电容值都是随电压线性变化，如图3c所示。

图3d给出本发明实施例采用基于电压转换电容的线性度补偿实现电压转换频率线性度补偿的振荡器的归一化频率-C-Varactor两端电压变化曲线。如图3d所示，Vctrl在[0，V_DD]全范围内对应的控制电压对归一化频率的调节的线性度极佳。在同等的电压转换频率增益下，在控制电压范围内，可获得更宽的频率调节范围，电压-转换频率的曲线，从电压零到控制电压的最大值(电源电压)全线性的。

图4给出本发明电压转换频率线性度补偿可变电容C-Varactor实施例的电路图。如图4所示，线性度补偿的可变电容C-Varactor由两组互补开关控制的累积型AMOS，4位模数转换器ADC，控制逻辑单元及其开关信号生成器，以及两组互补控制开关构成。一组互补开关管包括MN5、MP5、MN6、MN7，另一组互补开关管包括MN8、MP6、MN9、MN10，开关控制管MN5的漏极和MP5的源极并联并连接两组互补开关管控制的累积型AMOS中一组AMOS1和AMOS2的栅极并联端，MN5的源极和MP5的漏极并联并连接振荡器的控制电压Vctrl端，MP5的栅极接开关信号SWN，MN5的栅极接开关信号SWP。AMOS1、AMOS2的源极对应连接金属MIM电容C1、C2的一端，同时偏置电压Vb1通过偏置电阻RB1、RB2对应连接AMOS1、AMOS2的源极，电容C1、C2的另一端对应连接开关管MN6、MN7的源极，MN6、MN7的漏极对应连接VP端、VN端，MN6和MN7的栅极并联接开关信号SWP；开关控制管MN8的源极和MP6的漏极并联并连接另一组AMOS3、AMOS4的栅极并联端，MP6的源极和MN8的漏极并接相连振荡器的控制电压Vctrl端，MP6的栅极接开关信号SWP，MN8的栅极接开关信号SWN；AMOS3、AMOS4的源极分别接金属MIM电容C3、C4的一端，同时偏置电压Vb2通过偏置电阻RB3、RB4对应连接AMOS3、AMOS4的源极，电容C3、C4的另一端对应连接开关管MN9、MN10的源极，MN9、MN10的漏极对应连接VP端、VN端，MN9和MN10的栅极并联接开关信号SWN。

4位模数转换器ADC的输入接振荡器的控制电压Vctrl端，将输入的控制电压转换为4位的二进制码。4位模数转换器(ADC)的输出端4位的二进制码送到控制逻辑单元。

控制逻辑单元的输入端接受4位的二进制码值，控制逻辑单元通过检测判断输入的数字二进制码值，通过判断控制电压Vctrl对应的二进制码与设定值Vt1对应的二进制码的大小关系，输出开关控制信号SW到开关信号生成器。开关信号生成器由反相器I0、反相器I1和跟随器I2组成，SW经开关信号生成器形成两路相位相反的开关信号SWP和SWN，SWP和SWN对应送到两组互补控制开关管。通过开关信号SWP和SWN，控制一组累积型AMOS1和AMOS2以及另一组累积型AMOS3和AMOS4的工作。控制逻辑单元根据控制电压Vctrl的设定值Vt1，切换两组累积型AMOS4交替工作，控制电压Vctrl在[0，Vt1]内，一组累积型AMOS1和AMOS2工作，另一组累积型AMOS3和AMOS4关闭，控制电压Vctrl在[Vt1，V_DD]内，一组累积型AMOS1和AMOS2关闭，另一组累积型AMOS3和AMOS4工作，两组互补开关管控制的累积型AMOS交替通断，在控制电压Vctrl[0，Vt1]内，使可变电容C-Varactor实现电压转换频率线性度补偿。

4位模数转换器将控制电压Vctrl转化为4bit的二进制码，控制逻辑单元会对4bit的二进制码进行判决，当Vctrl对应的二进制码小于设定值Vt1对应的二进制码值时，控制逻辑单元输出控制信号SW高电平，开关信号生成器输出的SWP为高电平，SWN为低电平，开关管MN6和MN7导通，同时MN5和MP5也导通，接通控制电压Vctrl，使AMOS1和AMOS2的源极偏置在Vb1工作，并接入调谐回路的VP和VN两端。而开关管MN9和MN10关闭，同时MN8和MP6也关闭，AMOS3和AMOS4不接入调谐回路的VP和VN两端。当Vctrl对应的二进制码大于设定值Vt1对应的二进制码值时，控制逻辑输出低电平，MN6、MN7关闭，同时MN5、MP5也关闭，AMOS1、AMOS2不接入调谐回路的VP和VN两端；同时MN9和MN10导通，同时MN8、MP6也导通，接通控制电压Vctrl，使AMOS3、AMOS4源极偏置在Vb2工作，保证控制电压Vctrl在[0，V_DD]内，可变电容都是线性变化的。图4是一种通用的实施例的原理图，适用于各种不同最小沟长的工艺尺寸，只是随工艺的尺寸和电源电压值，合理的选取Vb1和Vb2两组偏置电压值和用于控制两组AMOS交替工作的参考电压值Vt1。

本发明电压转换频率线性度补偿可变电容C-Varactor第二实施例的电路图如图5a所示，电压转换频率线性度补偿可变电容C-Varactor第三实施例的电路图如图5b所示。两个实施例的C-Varactor的实现更为简单，采用电源1.8V的0.18um CMOS工艺。由于3.3V的AMOS，其电容随电压变化的线性区间为[-Vt，Vt]，Vt等于1V，如果将3.3V的AMOS的源极偏置电压Vb设置在0.9V，则在控制电压的调节范围[0，1.8]内，线性度补偿的可变电容(C-Varactor)的电容值都呈线性变化。

图5a所示的C-Varactor，3.3V的AMOS5和AMOS6的栅极相连，接振荡器的控制电压端Vctrl，AMOS5和AMOS6的源极分别接金属MIM电容C5、C6的一端，同时偏置电压Vb通过偏置电阻RB5、RB6加至AMOS5、AMOS6的源极，C5、C6的另一端分别接调谐回路的两端VP和VN。

图5b所示的C-Varactor，3.3V的AMOS7和AMOS8的栅极相连，接偏置电压Vb，AMOS7和AMOS8的源极分别接金属MIM电容C7、C8的一端，同时振荡器的控制电压端Vctrl通过电阻RB7、RB8加至AMOS7、AMOS8的源极，C7、C8的另一端分别接调谐回路的两端VP和VN。

电压转换频率线性度补偿的振荡器在整个控制电压的调节范围内，线性度补偿的可变电容C的电容值会随控制电压Vctrl的电压线性变化，直接的效果是振荡器的振荡频率会随控制电压Vctrl的电压而线性变化。

电压转换频率线性度补偿的振荡器在同等的电压转换频率增益和控制电压范围内，可获得更宽的频率调节范围，从电压-频率的转换曲线可知，从电压零到控制电压的最大值V_DD全范围内获得最佳的线性度。

电压转换频率线性度补偿的振荡器在同等的频率调节范围下，振荡器的电压转换频率增益可优化设计得更合理，使可变电容两端电压变化而引起的频率变化显著减小，而且由可变电容两端噪声电压变化而引起的相位噪声得到有效改善，因此在同等调节范围内，获得更低的相位噪声。

在振荡器的控制电压Vctrl变化范围内，电压转换频率增益基本恒定，使反馈环路特性更稳定，环路带宽也只随振荡频率一个变量变化，通过对电荷泵电流的调节，更易实现在整个频率调节范围内，环路带宽的一致性。

本发明的保护范围，并非局限于本发明描述的实施例。只要各种变化在所附权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的实例均在保护之列。

Claims (8)

1.一种电压转换频率线性度补偿的LC振荡器，其特征在于：该电压转换频率线性度补偿的LC振荡器简称LC振荡器，由有源放大电路，谐振网络和电流源偏置电路组成，全部电路片内集成，或者除电感外的电路片内集成；

LC振荡器为负阻二端结构，负阻结构LC振荡器的谐振网络的可变电容C为电压转换频率线性度补偿电容C-Varactor，通过两组串联连接的累积型AMOS电容构成电压转换频率线性度补偿的可变电容C-Varactor，一组累积型AMOS的源极接偏置电压Vb1，使控制电压Vctrl在[0, Vt1]内，Vt1为设定的参考电压，电容值随电压线性变化，另一组AMOS的源极接偏置电压Vb2，使控制电压Vctrl在[ Vt1，VDD]内，电容值随电压线性变化，根据控制电压Vctrl，切换两组串联连接的累积型AMOS交替工作，两组串联连接的累积型AMOS电容构成的可变电容C-Varactor在控制电压Vctrl的[0,VDD]调节范围内的归一化电容值都是随电压线性变化；谐振网络两端跨接在有源放大电路两个负载端，电流源偏置电路与有源放大电路串联连接。

2.根据权利要求1所述的LC振荡器，其特征在于：所述负阻结构的LC振荡器由负阻放大器、正反馈LC调谐回路和电流源偏置电路组成；其中：

负阻放大器由互补交叉耦合场效应对管组成，负阻放大器的一个源极端连接电流源偏置电路的Vt端，负阻放大器的另一个源极连接电源；

LC调谐回路由并联连接的电感L和可变电容C组成，LC调谐回路的两端接在负阻放大器两输出端VP和VN；可变电容C为电压转换频率线性度补偿电容C-Varactor。

3.根据权利要求2所述的LC振荡器，其特征在于：所述负阻放大器为场效应管交叉耦合结构电路，负阻放大器（14）由两个场效应交叉对管MN1、MN2构成；MN1和MN2的源极相连接并连接至电流源偏置电路电流镜MPc（13）的漏极，MPc（13）的源极接地；MN1漏极连接至VN端，MN2漏极连接至VP端，VN端和VP端对应连接至由带中心抽头差分对称电感L和电压转换频率线性度补偿电容C-Varactor并联组成的调谐回路（12）的两端，带中心抽头差分对称电感L的中心抽头接电源VDD。

4.根据权利要求2所述的LC振荡器，其特征在于：所述负阻放大器为场效应管交叉耦合结构电路，负阻放大器（15）由两个场效应交叉对管MP1、MP2构成；MP1和MP2的源极相连并连接至电源VDD，MP1漏极连接至VN端，MP2漏极连接至VP端，VN端和VP端对应连接至由带中心抽头差分对称电感L和电压转换频率线性度补偿电容C-Varactor并联组成的调谐回路（12）的两端，带中心抽头差分对称电感L的中心抽头接电流源偏置电路电流镜MPc（13）的漏极，MPc（13）的源极接地。

5.根据权利要求2所述的LC振荡器，其特征在于：所述的LC调谐回路的电感L为片上的平面电感或为片外的螺旋电感，该电感为差分对称电感结构，带中心抽头差分电感的中心抽头接电流源偏置电路的镜像电流管MPc管的漏极或接电源VDD；差分对称电感可以获得更高的品质因数Q值，并提高了差分振荡器的对称性，改善了相位噪声。

6.根据权利要求1或2所述的LC振荡器，其特征在于：所述的电压转换频率线性度补偿电容C-Varactor为累积型AMOS电容，由两组互补开关管、互补开关管控制的两组累积型AMOS、4位模数转换器ADC及控制逻辑单元和开关信号生成器构成；其中

两组互补开关管中的每组互补开关管包括二个控制开关管和一对互补开关管，每一对互补开关管的漏极和源极相互连接，一个连接端连接至两组互补开关管控制的累积型AMOS中的一对AMOS管的栅极，另一个连接端连接至LC振荡器的控制电压Vctrl端；

 4位模数转换器ADC的输入端接LC振荡器的控制电压Vctrl端，将输入的控制电压Vctrl转换为4位的二进制码，4位模数转换器的输出端接控制逻辑单元输入端；

控制逻辑单元输入接4位模数转换器ADC输出的4位的二进制码，控制逻辑单元经过逻辑判断和处理，输出开关信号SW，SW经开关信号生成器形成两路开关信号SWP和SWN，控制逻辑单元的参考端连接设置参考电压Vt1，根据控制电压Vctrl，切换两组互补的累积型AMOS交替工作。

7.根据权利要求6所述的LC振荡器，其特征在于：所述互补开关管控制的累积型AMOS为3.3V累积型AMOS；

两组3.3V累积型AMOS5、AMOS6的栅极相连接并连接LC振荡器的控制电压端Vctrl, AMOS5、AMOS6的源极分别接金属MIM电容C5、C6的一端，同时偏置电压Vb通过偏置电阻RB5、RB6对应连接AMOS5、AMOS6的源极，C5、C6的另一端分别接调谐回路的两端VP和VN。

8.根据权利要求6所述的LC振荡器，其特征在于：所述互补开关管控制的累积型AMOS为3.3V累积型AMOS；

3.3V累积型AMOS7、AMOS8的栅极相连并连接偏置电压Vb，AMOS7、AMOS8的源极分别接金属MIM电容C7、C8的一端，同时LC振荡器的控制电压端Vctrl通过电阻RB7、RB8对应连接AMOS7、AMOS8的源极，C7、C8的另一端分别接调谐回路的两端VP和VN。