CN102096079B

CN102096079B - 一种多模式多频段卫星导航接收机射频前端构成方法及其模块

Info

Publication number: CN102096079B
Application number: CN2009102587071A
Authority: CN
Inventors: 庄海孝; 马成炎; 叶甜春; 于云丰
Original assignee: HANGZHOU ZHONGKE MICROELECTRONIC CO Ltd
Current assignee: HANGZHOU ZHONGKE MICROELECTRONIC CO Ltd
Priority date: 2009-12-12
Filing date: 2009-12-12
Publication date: 2013-12-11
Anticipated expiration: 2029-12-12
Also published as: CN102096079A

Abstract

本发明公开一种可配置的多模式多频段卫星导航接收方法以及用该方法构成的射频前端模块。前端模块能接收GPS、北斗、Galileo以及GLONASS的卫星导航定位系统信号。该模块包括带Buffer和有源Balun的可配置LNA，带可配置频率合成器VCO的折叠式无源混频器，可配置的多模式滤波器，自动增益控制放大器AGC和直流偏置电路，还包括来自接收系统的多模式多频段程控编码的开关控制字。通过接收系统编程的控制字，前端模块可满足多频段和多模式工作，以单路信号输入，两路差分信号输出，射频前端电路构成简单可靠，不需复杂的时分复用控制系统和片外模块，成本低，灵活性好，改善整个接收机射频前端的噪声性能及多模式多频段信号处理能力。本发明可应用于不同时接收处理多种模式的卫星导航信号以及依据需要在不同时段接收处理所需模式的卫星导航信号的接收机。

Description

一种多模式多频段卫星导航接收机射频前端构成方法及其模块

技术领域

本发明属于无线射频通信技术领域，涉及卫星导航接收机射频前端电路，特别涉及一种多模式多频段卫星导航接收机射频前端构成方法及其模块。

背景技术

全球导航卫星系统(GNSS)可以实现全天候、全球性与高精度的连续导航与定位，近些年发展非常迅速。随着GPS系统现代化计划的实施以及俄罗斯GLONASS，欧洲Galileo和中国北斗等卫星导航与定位系统的建设与不断完善，使可用的卫星导航定位信号资源得到极大的丰富，研制多频段多系统的卫星导航接收机是一种必然的发展趋势。

当前，已经有很多种的多模多频卫星导航接收机射频前端设计方案问世。申请号200710107693.4，名称为“采用单通路射频前端实现GNSS多模并行接收的方法及装置”的发明，提出将接收到的RF射频信号进入单通路射频前端后，根据接收信号模式的个数N，将信号通路的采样周期划分为N个时间段，通过受时分复用信号控制的Mixer混频器和LPF低通滤波器将RF信号下变频至IF中频信号，切换时分复用信号，单通路射频前端每隔一个上述时间小段内接收一种模式的信号，如此周期性交替重复，实现单通路射频前端并行接收N个模式信号。该发明用一个单通路射频前端，在时分复用系统的控制下，实现GNSS多种模式(包括CAMPASS II、GPS、Galileo、GLONASS等)并行接收。该方案需要一个时分复用控制系统，增加了电路芯片的设计难度和面积。

发明CN200810113003.0公开了“一种军民两用全球卫星导航系统多模射频接收方法及装置”发明，该方法提出一种频率规划将不同的窄带信号互为镜像抑制接收机的镜像信号，对于民用窄带信号，经过镜像抑制接收机，在时分复用控制系统的控制下，周期性切换频率合成器输入射频混频器和基带混频器的本振频率及基带混频器的电流加减方式，实现窄带信号的多模并行接收；对于宽带信号，经过直接下变频接收机，选取射频混频器的本振频率与宽带GNSS中心频率一致，实现各种军用宽带方式信号的接收；该装置包括镜像抑制接收机和直接下变频接收机两部分。

发明200710069408.4公开了“多模式卫星导航接收射频前端芯片”的发明，提出一种多模式卫星导航接收前端的构架方法和用于多种卫星导航系统的多模式卫星导航接收射频前端芯片。单片集成完整多模式射频前端的低噪声放大器/混频器组、可重配置镜像抑制滤波器、宽带可变增益放大器、模数换端器、可配置频率综合器和多模式控制逻辑六个模块，可重配置的模块都可通过多模式控制逻辑管理系统实现其功能参数按需配置，使之工作性能优化，满足多模式卫星导航接收平台对射频前端的功能要求。但该多模式接收前端芯片功能的实现必须配置多个低噪声放大器/混频器以及一个多模式控制逻辑管理模块，系统电路较复杂，增加了电路芯片面积。

显而易见，已有技术的射频前端方案实现方法普遍存在电路结构复杂，技术难度高，电路规模大以及需片外支持附件，直接影响可集成性等缺陷。

发明内容

本发明的目的是为克服已有技术的不足之处，提出一种多模式多频段卫星导航接收机射频前端构成方法及其一种可以满足多频段工作、具有低噪声、高增益的射频前端电路模块，改善整个接收机射频前端的噪声性能及多模式多频段信号处理能力。

本发明提出的多模式多系统卫星导航接收机射频前端构成方法及其模块，构成简单可靠，不需要上述已有技术所用复杂的时分复用控制系统。

多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块由可配置低噪声前置放大器LNA，缓冲器Buffer，有源平衡器Balun，无源混频器，可配置频率合成器，低通/镜像抑制双模式滤波器和宽带自动增益控制放大器的子模块以及接收机系统编程输出的多模式多频段控制字信号组成，模块的可集成性好。它具有多模式多频段工作、单端输入差分输出、高增益的低噪声放大器，高线性度低噪声无源混频器，低通/镜像抑制滤波双模式滤波器，宽带自动增益控制放大器，可配置频率合成器和多模式控制逻辑模块。

接收机射频前端的第一级LNA的性能对整个接收系统的性能至关重要，整系统信噪比和灵敏度主要取决于LNA的噪声系数(NF)和增益。已有技术LNA为图2a所示的传统的CMOS差分结构低噪声放大器，一般都采用在输入管的源极接入负反馈来电感进行噪声优化。差分输入的射频信号RF_INP和RF_INN，分别通过电容C1和C2以及电感L3和L4输入到MOS管M1和M2的栅极，而MOS管M1和M2的源极分别接电感L1和L2，它们的漏极分别接MOS管M3和M4的源极，构成一个差分共源共栅(Cascode)电路结构，采用电感-源极负反馈来调整输入阻抗不会降低放大器的噪声性能，但M1和M2的栅-漏之间重叠电容会显著减小栅-漏阻抗，使噪声性能和输入匹配变差，必须增加负反馈电感值来补偿，但随之总的放大级跨导会减小，从而使放大器增益减小，进而影响整个接收机系统的噪声性能。

本发明提出的带有源换端器Balun和并联LC输入阻抗匹配结构的单端输入以及双端差分输出的电路结构，可以克服传统单端LNA和差分结构LNA存在的缺点，该单端LNA采用较小源极电感的输入阻抗匹配网络结构，能实现良好的输入匹配，通过有源Balun转换获得差分信号，进而以差分方式接入混频器工作，能有效降低混频器的共模噪声、减小本振信号到中频信号输出端的泄漏。

混频器为下变频混频器，它连接LNA输出端，将LNA输出的射频信号通过与本振信号相乘变换为中频信号。混频器的线性是一个重要性能指标，零中频接收机的下变频混频器采用有源混频器来代替无源混频器，以提高模块的增益，随着电源电压的降低，这类传统的混频器拓扑结构已不能满足要求，二级效应及衬底串扰更加显著，进而影响混频器的线性度。本发明提出一种下变频混频器为超宽带的低压、高线性度、高变频增益的直接下变频混频器，该混频器采用折叠式无源结构以及自偏置反相器的优化措施，并采用标准的CMOS工艺实现，是一种优化的吉尔伯特混频器，能有效提高混频器的线性度、高变频增益和低功耗性能。

本发明提出的多模式多系统卫星导航接收机射频前端构成方法，包括以下步骤：

(1)多模式多频段卫星导航接收机射频前端简称多模式多频段射频前端的射频输入信号包括已有的各型卫星导航定位系统的信号。

(2)多模式多频段射频前端采用参数可配置的模块结构，能工作于多种模式和多个频段，至少包括低中频模式和零中频模式，能接收不同导航系统的信号或接收同一个导航系统内不同频段的信号。

(3)多模式多频段射频前端模块至少包括可配置的低噪声放大器、可配置的频率合成器、混频器、多模式滤波器和自动增益控制放大器。

(4)多模式多频段射频前端的参数配置由若干子模块分工实现：

a.采用可配置的多频段低噪声放大器，通过程控配置选择所需的模式和频段参数，实现多模式多频段射频输入信号的接收和低噪声放大。利用具有选频功能的多频段低噪声放大器对导航卫星射频信号进行放大，通过调节低噪声前置放大器LNA输出端匹配网络的开关控制字，使LNA的工作范围覆盖当今所有卫星导航系统射频信号，并通过有源换端器将单路输入射频信号换端成两路差分输出信号。

b.采用可配置的频率合成器VCO，通过程控配置产生所需的本地载波，通过混频器与步骤a输出的所需模式和频段参数的射频信号进行混频放大，得到相应所需的中频信号。

c.采用多模式滤波器，通过程控配置选择多模式滤波器工作在相应的滤波模式；两路差分中频信号采用零中频模式和低中频模式可配置的低通/镜像抑制双模式结构滤波器；多模式滤波器选择相应的镜像抑制滤波模式或低通滤波模式数字滤波。当接收机系统工作在低中频模式时，控制开关将滤波器的工作模式切换到抑制镜像信号的复数滤波器模式；当接收机系统工作在零中频模式时，控制开关将滤波器切回到低通滤波模式。

(5)程控配置由接收机系统通过编程给相应模块输入开关控制字，控制一组控制开关实现配置选择。

(6)使多频段低噪声放大器的参数配置和频率合成器VCO的本地载波配置协同满足选择接收特定的卫星导航信号的前端处理条件；开关控制字的设置由接收机系统通过编程得到并送到一组外部引脚上的数字编码信号值来确定。

(7)协同多频段低噪声放大器的参数配置和多模式滤波器的滤波模式配置来满足选择接收特定的卫星导航信号的前端处理条件。

(8)多模式多频段射频前端为单端信号输入，采用有源Balun实现差分信号输出，将LNA放大的两路差分输出信号信号与可配置本地载波进行混频，得到所需的两路差分中频信号，以便有效降低混频器的共模噪声和减小本地振荡器到混频器输出的泄漏。

两路差分中频信号由宽带的AGC自动增益放大器放大，得到所需的两路差分的前端输出信号。

采用本发明所述方法构成的多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，构成简单可靠，不需复杂的时分复用控制系统和片外模块，具有良好的可集成性。该前端模块包括可配置的低噪声放大器LNA、缓冲器Buffer、有源换端器Balun、折叠式混频器、可配置的频率合成器VCO、可配置的多模式滤波器、自动增益控制放大器AGC以及偏置电路，各个电路都为子模块结构；其中

可程控配置的多频段低噪声放大器为单端输入和单端输出电路结构，通过程控配置选择接收指定的卫星导航信号；

连接可配置的低噪声放大器LNA输出端的缓冲器Buffer为一个直流电平转换器；

连接缓冲器Buffer输出端的有源换端器Balun为共源极放大器和共栅极放大器构成的换端器，实现单端信号输入转换为I和Q两端差分信号输出，I和Q两端差分输出信号的相位相反、幅度相等；

连接有源换端器Balun的I和Q两差分输出端的混频器为折叠式无源混频器；

可程控配置的频率合成器VCO连接混频器的夲振输入端，VCO通过程控配置为混频器提供相应的本地振荡信号；

连接混频器的I和Q两路差分输出端的可配置的多模式滤波器为可程控配置的数字滤波器；通过程控配置于相应的工作模式，实现对I和Q两路差分信号的低通滤波或镜像抑制滤波；

连接可配置的多模式滤波器输出端的自动增益控制放大器AGC，实现对数字滤波器输出的I和Q两路差分信号的增益控制，送出I和Q两路差分前端输出信号；

偏置电路为子模块提供直流偏置，建立静态工作点。

所述的多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，其在于所述可配置的低噪声放大器LNA由输入匹配电路、主放大器、输出匹配电路、直流偏置电路和程控配置控制开关组构成；输入匹配电路、输出匹配电路和程控配置控制开关组构成低噪声放大器的一个编程可控的频段和模式选择电路；输入匹配电路输入端连接射频信号RF-IN，它的输出端连接主放大器输入端，主放大器输出端和电源VDD之间接入输出匹配电路，直流偏置电路输出接在主放大器输入端；程控配置控制开关组连接输出匹配电路的控制端；其中

输入匹配电路为输入谐振网络，采用一个LC并联网络电路结构，该结构以小的电容或电感值来获得等效的大的电容或电感值，以便减低大电感的实现难度，实现宽频带输入匹配，同时改善噪声性能；

输出匹配网络为一个可编程配置的多种取值的LC网络，通过配置输出匹配网络的电容取值实现谐振频点和Q值可调；

直流偏置电路为电流镜像电路，基准电流经过一定比例的镜像为电路提供所需的静态工作电流；

程控配置控制开关组为一组栅极接数字控制信号的MOS管，通过系统编程对数字控制信号进行编码来按位控制输出匹配网络中相应MOS管的关断和导通，实现电容网络取值的调节。

所述的多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，其在于所述可配置的低噪声放大器LNA的输出匹配网络由一个编程可控的多种取值的电容修调阵列和电感构成的输出谐振网络；电容修调阵列包括一组控制开关和一组电容，通过编程控制调节电容修调阵列的电容取值，实现谐振频点和Q值的可调，使得输出匹配网络按照接收机系统编程的控制字谐振在接收机系统所需的相应信号频率点，提高低噪声放大器LNA的增益，降低系统级联噪声。

所述的多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，其还在于所述输出谐振网络的编程可控的多种取值的电容修调阵列为一个编程可控的N种取值的电容修调阵列，N取值范围为3～15；N取值为3或4的电容修调阵列，通过编程控制获得三种或四种修调电容值，用于克服工艺偏差带来的影响；5≤N≤15取值的电容修调阵列，用于克服工艺偏差带来的影响，同时能在开关控制字调节的多个频段上进行调整，通过编程控制获得五种或十五种修调电容值，能在多个频段上精细修调。

所述的多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，其在于所述缓冲器Buffer为一个源极跟随电路结构，源极跟随器中起跟随功能的MOS管的栅极连接前级主放大器的输出端，源极接电流源，源极和电流源的串联接点为Buffer的输出端，同时，Buffer还完成直流电平转换，LNA的输出通过Buffer输出到有源Balun，不仅为下一级有源Balun提供合适的偏置电压，还可以提高LNA的反向隔离度。

所述的多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，其在于所述有源换端器Balun由缓存器、共源极放大器和共栅放大器组成，LNA输出的放大信号接在缓存器输入端的栅极，缓存器输出端的源极连接共源极放大器的漏极和共栅放大器的输入端，采用共栅放大管同相放大和共源极放大管反向放大的结构，将单端信号转换为双端差分信号；有源换端器将接收到的单端信号经过缓冲后分别送到一个共源放大器和共栅放大器，两者增益相同极性相反，产生的两个差分输出信号的幅度相同而相位相反，这种结构的Balun使差分信号的相位误差和幅度误差较小，能有效抑制输出到后级电路的共模噪声。

所述的多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，其在于所述折叠式混频器为折叠式无源混频器，由跨导级、开关级、负载电路和直流偏置电路组成；射频信号RFout-P和RFout-N接入跨导级的两个输入端，跨导级的两个输出端各自连接一个开关级，夲振信号LOIN和LOIP分别接入两个开关级，开关级各自连接负载电路，一开关级的两个负载端输出射频信号VOIN和VOIP，另一开关级的两个负载端输出射频信号VOQN和VOQP；该折叠式无源混频器的信号预放大和信号混频分步完成，独立优化，既提高射频前端的线性度，又减小电路的闪烁噪声。

所述的多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，其在于所述跨导级为自偏置CMOS反相器结构，跨导级包括自偏置CMOS反相器和负载电阻；自偏置CMOS反相器用带有反馈电阻的CMOS反向器构成，负载电阻为由两个PMOS管组成的等效LC网络，两个PMOS管代替了传统折叠式结构中的LC谐振网络，能有效减少芯片的电路面积，同时能提高跨导级等的效跨导值。

所述的多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，其在于所述可配置的多模式滤波器为低通/复数滤波双模式多状态滤波器，由2路六阶巴特沃斯结构滤波器、一路六节低通/复数滤波通道耦合回转器构成；在2路六阶巴特沃斯结构滤波器之间接一路六节低通/复数滤波通道耦合回转器，六节低通/复数滤波通道耦合回转器的各节与2路六阶巴特沃斯结构滤波的各阶输出端一一对应连接，每节低通/复数滤波通道耦合回转器有两个控制开关，受控于开关控制字，用于低通滤波器与复数滤波器两模式的切换；巴特沃斯滤波器链路上的每个跨导单元和低通/复数滤波通道耦合回转器上的每个跨导单元都是由不同跨导值的多个跨导器组成；每个跨导单元中的跨导器工作是多选一模式，在同一时刻只有被选的一个跨导器工作。跨导器的选择是程控实现，根据需要通过SPI接口输入不同的二进制码控制字，选择相应的一个跨导器工作，来调节低通滤波模式下的滤波器带宽以及复数滤波模式下复数滤波器的中心频点和带宽，有效处理零中频模式下不同带宽的信号和低中频模式各种中频条件下不同带宽的信号。

LNA输入端的LC网络可满足双频段工作，输出端的谐振网络采用开关控制字来调整Q值以及谐振频率，以适应多频段工作要求，采用源极跟随器Buffer作为LNA的输出缓冲来提高LNA的反向隔离度和级间匹配能力，LNA的输出信号经过有源Balun换端获得I和Q两路差分输出的射频信号，输入到下一级的I和Q两路混频器，混频器将射频信号与由开关控制字来配置频率合成器VCO产生的本地载波信号进行混频，产生的中频信号经过由开关控制字来配置的低通/镜像抑制双模滤波器滤波后，进入宽带的AGC放大得到稳定的I和Q两路前端输出信号。

本发明是一种新的适用于多频段多模式的导航卫星信号的可编程配置的射频前端模块，模块电路具有通用和统一的特征，通过接收机系统设置开关控制字实现接收不同频率、带宽的导航卫星信号。整体电路结构简单、成本低、灵活性高，有利于多模卫星导航接收机的设计配置。本发明的射频前端模块可应用于在不同时段接收处理多种模式的卫星导航信号的卫星导航信号的接收机。

本发明的实质性效果：

(1)多模式多系统卫星导航接收机射频前端的实现方法及模块电路简单可靠，不需要复杂的时分复用控制系统和镜像抑制电路。输入阻抗匹配采用并联LC网络，实现了双频段匹配同时减小了电感值，降低了电感的实现难度。本发明无需配置多个低噪声放大器/混频器以及片外支持附件多模式控制逻辑模块，具有可集成性好的显著优点。

(2)LNA输出电路采用开关控制字调节的电感电容可调谐振网络和电容修调网络，实现双频段多频点谐振，通过调节电容修调网络的电容值达到双频段上多个频点的工作要求。

(3)共源共栅结构的有源Balun可以获得幅度和相位都良好匹配的一对差分信号，对于下一级的差分结构混频器，可有效降低了共模噪声。

(4)折叠式无源混频器实现了高线性度和低噪声的兼顾，改善了整个接收机射频前端的噪声性能和线性度。

(5)混频器的跨导级用自偏置结构反相器代替单个跨导管，既满足了低电源电压的工作要求又能提高混频器的转换增益。

(6)适用于不同时接收处理多种模式的卫星导航信号以及依据需要在不同时段接收处理所需模式的卫星导航信号的接收机。

附图说明

图1a为本发明实施例1的多模式多频段卫星导航接收机射频前端电路构成框图。

图1b为本发明实施例2的多模式多频段卫星导航接收机射频前端电路构成框图。

图2a为已有技术的差分结构的LNA电路结构示意图。

图2b为已有技术的单端结构的LNA电路结构示意图。

图3a为本发明实施例2的带Buffer、Balun的LNA电路构成框图。

图3b为本发明实施例2的带Buffer、Balun的LNA实例1的电路结构示意图。

图3c为本发明实施例3的带Buffer、Balun并带有电容修调网络的LNA实例2的电路结构示意图。

图3d为本发明实施例LNA的输入匹配电路结构示意图。

图3e为本发明实施例LNA的改进的输入匹配电路结构示意图。

图4a为本发明的N＝3可编程的电容修调网络实施例1的电路结构示意图。

图4b为本发明的N＝13可编程的电容修调网络实施例2的电路结构示意图。

图4c为本发明的N＝15可编程的电容修调网络实施例3电路结构示意图。

图5a为本发明实施例的无源折叠式混频器电路构成框图。

图5b为本发明无源折叠式混频器实施例的跨导级电路结构示意图。

图5c为本发明实施例的无源折叠式混频器电路结构示意图。

图6为本发明实施实例可配置的频率合成器构成框图。

图7为本发明实施实例的可配置的两模式滤波器电路示意框图。

图8为本发明实施例的自动增益控制放大器AGC构成框图。

具体实施方式

下面结合本发明实施例以及附图对用一种多模式多频段卫星导航接收机射频前端(简称多模式多频段射频前端)构成方法构成的多模式多频段射频前端模块的技术方案作进一步的详细说明。

本发明实施例1的多模式多频段射频前端电路构成框图如图1a所示，它包括可配置低噪声前置放大器LNA11、缓冲器Buffer12、有源单转双换端器Balun13、两个混频器14和16、可配置频率合成器15、可配置多模式滤波器17以及宽带自动增益控制放大器AGC 18。连接关系：接收射频信号RFIN接入可配置低噪声前置放大器LNA11的输入端，低噪声前置放大器LNA11、缓冲器Buffer12、有源换端器Balun13依次单端连接，有源换端器Balun13的两个差分输出端，分别连接混频器14和16的输入端，可配置频率合成器15输出的差分夲振信号“I”和“Q”连接对应混频器14和16的夲振信号输入端，混频器14输出的差分射频信号“I”和混频器16输出的差分射频信号“Q”分别连接对应的可配置滤波器17的输入端，可配置滤波器17的差分射频信号“I”和“Q”输出端分别连接自动增益控制放大器AGC18的差分输入端，自动增益控制放大器AGC18的差分输出“I”和“Q”端，将多模式多频段射频前端模块输出的前端射频输出信号RFOUT送到后续的电路模块。

本发明实施例2的多模式多频段射频前端电路构成框图如图1b所示，本发明实施例2的可配置低噪声前置放大器LNA11的电路结构为带可配置LNA 111、缓冲器Buffer 112和有源换端器Balun 113的子模块。已有技术的传统射频低噪声放大器LNA有差分两端输入差分两端输出LNA，其原理电路如图2a所示，以及单端输入单端输出LNA，其原理电路如图2b所示。而本发明多频段射频低噪声放大器LNA子模块11为单端输入、两端差分输出的可配置低噪声放大器LNA。与本发明实施例1相比，在实施例2中，Buffer和有源Balun集成到LNA中，形成一个整体。以便更好地在全局上优化LNA，LNA的输出谐振网络可以充分考虑到Buffer输入阻抗的影响，使输出谐振网络更精确。还可充分考虑到有源Balun的增益和噪声对整体LNA电路线性度以及噪声系数的影响，合理优化LNA核心电路的增益和噪声系数。

图3a示出带可配置LNA 111、缓冲器Buffer 112和有源换端器Balun113的可配置低噪声前置放大器LNA11电路结构框图。它由依次串联连接的可配置LNA 111、缓冲器Buffer 112、有源换端器Balun 113组成。其中可配置LNA 111包括输入匹配电路1111、主放大器1112、输出匹配电路1113、直流偏置电路1114和程控配置开关组1115，输入匹配电路1111连接射频信号接收端RF_IN，主放大器1112输入端连接输入匹配电路1111输出端，主放大器1112输出端与电源VDD之间连接一输出匹配电路1113，程控配置开关组1115为输出匹配电路1113中的控制开关组，控制开关组受控于系统程控配置的开关控制字。主放大器电路1112用于低噪声放大射频输入信号RF_IN，输入匹配电路1111用于使输入主放大器电路射频信号的反射能量尽可能小，输出匹配电路1113用于提高主放大器电路输出端与下一级电路的输入端的级间匹配特性同时也提高主放大电路的增益，直流偏置电路1114为主放大器电路提供直流偏置。输入的射频信号RF_IN经输入匹配电路1111加到主放大器1112，信号经主放大器放大和输出匹配电路1113匹配，单路输出信号加到缓冲器Buffer 112，经缓冲后的单路输出信号加到有源换端器Balun113，经换端为I和Q两路输出信号。

经依据系统程控配置控制字，选择所需接收卫星的射频信号，将信号放大经Buffer电平转换和有源换端器Balun，由Balun转换获得两端差分信号，两差分信号接入到相应的I路混频器和Q路混频器的信号端。选择的输入信号经低噪声放大后输入到缓冲器Buffer，在缓冲器完成直流电平转换后进入有源换端器Balun，实现由单端信号向差分信号的转换。可配置频率合成器输出端连接混频器的本振端，输入到混频器的差分信号与本振信号VCO进行混频获得中频信号；两路混频器的I信号和Q信号的输出端连接可配置的多模式滤波器的I和Q输入端，可配置的镜像抑制滤波器的I和Q输出端连接自动增益控制放大器AGC的I和Q输入端，AGC的I和Q输出端送出I和Q两路前端输出中频信号。

本发明的多频段射频低噪声放大器LNA实施例1的电路结构图参见图3b。图3b给出本发明实施例2带有缓冲器Buffer和有源换端器Balun的低噪声放大器LNA的电路原理图，可配置LNA输入端以单端连接卫星导航接收机的射频信号接收天线端RF_IN，单端输入的射频信号RF_IN，通过由电容C1和电感L1的并联谐振网络以及与并联谐振网络串联的隔直流电容C4组成的输入匹配电路，输入到主放大器M1的栅极，M1的栅极与地之间还连有电阻R5和电容C6串联电路，串联接点连接直流偏置电路输出端VB3，主放大器M2的栅极连接由电阻R1和电容C7串联组成的直流偏置电路的串接点，主放大器M2的漏极连接输出匹配电路的一端，输出匹配电路的另一端接到电源VDD上，输出匹配电路为电容C2和电感L2以及串联有开关管M9的电容C3的并联谐振网络组成，开关管M9的栅极连接一个开关控制字Vctr。Buffer缓冲器由电阻R6以及两个串联连接的源极跟随器M3和M4组成的直流电平转换器，串联连接的源极跟随器M3和M4接在电源VDD与地之间，一跟随器M3的栅极连接主放大器的输出端，另一跟随器M4的栅极经电阻R6连接直流偏置电路输出VB3，串联接点为输出端RFout。Balun有源换端器由由缓存器M5、共栅放大器M6和共源极放大器M7组成，Buffer缓冲器的输出信号RFout连接缓存器M5的栅极，M5的源极经电阻R3连接M7的漏极，直流偏置电路提供的偏置电压VB2经电阻R4连接M7的栅极，M7的源极接地，M6的栅极连接偏置电压VB1，M6的漏极通过负载电阻R2接到电源VDD上。

图3c为本发明实施例2的带Buffer、Balun并带有电容修调网络的LNA实例2的电路结构示意图。LNA的实例2与实例1相比，输出匹配网路多带了一个电容修调网络。电容修调网络为四端网路，它与电容C2和电感L2谐振网络为并联连接。

主放大器电路由共源共栅结构的MOS管M1、M2、电感L2以及电容C2和C3以及开关管M9组成。射频信号输入经过输入匹配电路送到MOS管M1的栅极，M1的漏极连接MOS管M2的源极，MOS管M2栅极经过由电阻R1和电容C7串联构成的一个低通滤波接到电源VDD上，MOS管M2漏极连接输出匹配电路。

输出匹配电路采用一个开关振荡器实现选频。开关振荡器由电容C2、C3、电感L2和开关管M9以及电容修调网络组成，电容修调网络用于克服工艺偏差造成的影响，控制字作为控制电压Vctr来控制M9的开和关。开关振荡器的阻抗等效为并联RLC电路。当改变Vctr时，电容和电阻都会发生变化。当Vctr为高电平时(1.8V)，开关管M9关断，其沟道电阻断开与电容C1串联，提高LNA输出网络的品质因子，开关振荡器的电容为低电容值，回路在1575.42MHz附近振荡，在此频段获得所需的高增益；当Vctr为低电平时(0V)，开关管M9开通时，其沟道电阻与电容C1串联，降低LNA输出网络的品质因子，开关振荡器的电容为高电容值，回路在1226MHz附近振荡，在此频段附近获得所需的高增益。M9的取值对LNA在两个频段里的增益性能影响很大。为了减少这个对增益的影响，可以增大M9的宽度。但是，这会增大M9的寄生电容，从而降低LNA在1226MHz的增益。所以，M9的宽度要选择好，以平衡M9开通和关断时LNA的增益。最后，M9的宽度取120μm。

图3b和3c中的直流偏置电路由共源共栅结构的MOS管M10～M12以及二极管方式连接的M15～M17、隔离电阻R5～R6和滤波电容C6组成，其中M10～M12为PMOS管，其连接关系为：外部基准电流源DC提供的恒定电流输入到以二极管方式共栅漏极连接的PMOS管M10，同时为M10～M12提供栅极电压，经过电流镜阵列镜像获得两组电流。其中一组通过隔离电阻R5和R6向LNA的输入跨导管M1和源极跟随器中的M4输送偏置电流。另一组镜像电流流过二极管方式连接的MOS管M15、M17获得两个偏置电压VB1和VB2，为有源Balun的M5和M7提供静态工作电压VB1和VB2。LNA的M1直流偏置是通过镜像电流来提供，镜像电流是通过基准电流源DC产生，电流值稳定，所以LNA的静态工作电流能保持稳定，就避免了电阻分压产生的偏置电压受电源波动而出现偏差，而且可以抑制地弹效应对电路造成的影响，提高了电路的稳定性。

Buffer缓存器由MOS管M3、M4组成，参见图3b和图3c。MOS管M3的栅极连接主放大器电路输出端即M2漏极，M3的漏极接在电源VDD上，MOS管M4的栅极连接直流偏置电路提供的偏置电压VB3，M4的源极接地，MOS管M3的源极连接M4的漏极为Buffer的输出端RFout。采用Buffer完成直流电平转换，LNA的输出通过Buffer输出到有源Balun，为下一级有源Balun提供合适的偏置电压，还可提高LNA的反向隔离度，从而提高电路的稳定性。

本发明实施实例提出的有源换端器Balun电路结构原理图如图3b和图3c中所示。这是一种单端转双端的CMOS有源Balun电路结构，利用共源极放大电路输出信号与输入信号相位相反，共栅极放大电路输出信号与输入信号同相的原理，再通过适当调节电路增益，实现由单端信号向两端差分信号的转换，得到相位相反、幅度相同的差分输出信号。图3c中的有源Balun由MOS差分对管M5～M7，C8～C10以及R2～R4构成，M5为缓冲级，M6为共栅极放大器，M7为共源极放大器。由缓冲器Buffer输出的LNA放大后的RFout信号接到M5的栅极，输入的RFout信号经M5缓冲后，分别送给共栅极放大器M6和共源极放大器M7，两放大器增益的极性相反，通过MOS放大器M6和M7两管子的尺寸控制，使两放大器的增益相同，得到两输出信号幅度相同、相位相差180度的差分信号。LNA低噪声放大后的射频信号经Buffer缓存器接入到由有源Balun，产生幅度相同、相位相差180度的一对差分信号，通过差分对管M6～M7换端为两个差分输出端RFOUT_P和RFOUT_N。

目前最常见的LNA电路输入匹配部分结构是源极电感负反馈，该结构有利于获得高增益和低噪声系数，但缺陷是需要提供一个大感值的栅极电感，在片上集成大感值的螺旋电感较困难，而且不利于电路集成的小型化，大值栅极电感的寄生阻抗较大，会产生较大噪声。本发明实施例2 LNA的输入匹配网络如图3d所示，它是基于并联LC结构的宽带输入阻抗匹配网络，用一个小电感值的并联LC网络替代大电感值的栅极电感并省略源极负反馈电感L_S，进一步降低噪声系数和简化电路。在输入匹配网络的输入端使用如图3d所示的L₁和C₁并联的结构，假设电感为一感抗L₁和一寄生电阻R₁串联，通过求解使输入阻抗为50欧姆的电阻优化方程，可实现在两个频段的输入阻抗匹配。该输入匹配网络等效阻抗为：Z＝jωL₀₁+R₀₁其中，ω为低噪声放大器的中心工作频率，

ω_{01} = \frac{1}{\sqrt{L_{1} C_{1}}}

L_{01} \approx \frac{L_{1}}{1 - ω^{2} L_{1} C_{1}} = \frac{L_{1}}{1 - {(ω / ω_{01})}^{2}}

R_{01} \approx \frac{R_{1}}{{(1 - ω^{2} L_{1} C_{1})}^{2}} = \frac{R_{1}}{{[1 - {(ω / ω_{01})}^{2}]}^{2}}

LC并联网络中电感L₁的寄生阻抗R₁能等效为一个较大的阻抗R₀₁，以满足输入端的50Ω阻抗匹配要求。减小源极负反馈电感L_S有利于降低噪声系数，并提高电路结构的增益和集成度。改进后的输入匹配结构如图3e所示，其输入阻抗为：

Z_{in} = \frac{L_{1} s}{1 + L_{1} C_{1} s^{2}} + s L_{s} + \frac{1}{s C_{gs}} + R_{01} + \frac{g_{m} L_{s}}{C_{gs}}

式中C_gs为射频输入跨导管栅源极间电容。由于电阻R₀₁只是由R₁等效而来，因此，其产生的热噪声比相同阻抗值的实际物理电阻产生的热噪声小。在对阻抗匹配优化时，要求输入阻抗为50欧姆，这时的输入阻抗即源阻抗为一个50欧姆的电阻。即有下列方程：

\{\begin{matrix} \frac{L_{1} s}{1 + L_{1} C_{1} s^{2}} + s L_{s} + \frac{1}{s C_{gs}} = 0 \\ R_{01} + \frac{g_{m} L_{s}}{C_{gs}} = 50 \end{matrix}

设a＝L₁(C_t+C₁)+C_t(L_s+L_g)，b＝L₁C₁C_t(L_s+L_g)，解此方程得到两个解：

ω_{1} = \sqrt{\frac{b - \sqrt{b^{2} - 4 a}}{2 a}}

和

ω_{2} = \sqrt{\frac{b + \sqrt{b^{2} - 4 a}}{2 a}}

获得两个特定的频点，在这两个频点上均实现输入阻抗匹配。通过优化调整a和b的值，就可调节得到所需要的两个频点值，在这两个频率上的输入阻抗匹配，实现双频段工作。

本发明实施例2中带有有源Balun和有源换端器Balun并带有电容修调网络的CMOS射频低噪声放大器的实例2，如图3c所示，其中输出匹配电路带有电容修调网络。电容修调网络由多个电容和多个开关管组成，用于通过程控对输出匹配电路C2电容值作工艺性修调。本发明实施实例中的电容修调网络至少包括有二电容和二开关、四电容和四开关以及四电容和六开关网络结构，为使视图简洁明了，将开关管采用开关示意。如图4a、图4b和图4c所示。电容修调网络的开关编程状态和电容修调值参见图4a、图4b和图4c所对应的电容修调网络状态表：表1、表2和表3。

图4a为N＝3可编程的修调网络实施例的电路结构示意图，所示的是二电容C10、C11以及二开关管K1、K2组成的有三个修调状态的电容修调网络，受K1和K2二位程控开关管通断控制，获得三种修调电容值，参见表1。修调状态1的控制字值为2，修调电容值为C11，修调状态2的控制字值为1，修调电容值为C10，修调状态3的控制字值为0，修调电容值为C10与C11的串联值，通过程控选择不同的控制字值，得到不同的修调电容值，用于克服工艺偏差带来的影响。

表1

状态	K1	K2	控制字值	修调电容值
					1	1	0	2	C11
2	0	1	1	C10
					3	0	0	0	C10-C11串联

图4b为N＝13可编程的修调网络实施例的电路结构示意图，所示的是四电容C10、C11、C12、C13以及四开关管K1、K2、K3、K4组成的十三个修调状态的电容修调网络，受K1～K4四位程控的开关管通断控制，获得十三种修调电容值，参见表2。通过程控选择不同的修调电容值，用于克服工艺偏差带来的影响，同时在多个频段上精细修调，提高信号接收性能。

表2

状态	K1	K2	K3	K4	控制字值	修调电容值
							1	0	1	1	1	7	C10
2	1	0	1	1	11	C11
							3	1	1	0	1	13	C12
4	1	1	1	0	14	C13
							5	0	0	1	1	3	C10//C11
6	0	1	1	0	6	C10//C13
							7	1	0	0	1	9	C12//C11
8	1	1	0	0	12	C12//C13
							9	0	0	0	1	1	(C10-C12串)//C11
10	0	1	0	0	4	(C10-C12串)//C13
							11	0	0	1	0	2	(C11-C13串)//C10
12	1	0	0	0	8	(C11-C13串)//C12
							13	0	0	0	0	0	(C10-C12串)//(C11-C13串)

图4c为N＝15可编程的修调网络实施例的电路结构示意图，所示的是四电容C10、C11、C12、C13以及六开关管K1、K2、K3、K4、K5、K6组成的有十五个修调状态的电容修调网络，受K1～K6六位程控的开关管通断控制，可获得十五种修调电容值。通过程控选择不同的修调电容值，用于克服工艺偏差带来的影响，同时在多个频段上精细修调，提高信号接收性能。

表3

状态	K1	K2	K3	K4	K5	K6	控制字值	修调电容值
									1	0	0	1	0	1	0	10	C10
2	0	0	0	1	0	1	5	C11
									3	1	0	1	0	0	0	40	C12
4	0	1	0	1	0	0	20	C13
									5	0	0	1	0	0	0	8	C10-C12串
6	0	0	0	1	0	0	4	C11-C13串
									7	0	0	1	1	0	1	13	(C10-C12串)//C11
8	0	1	1	1	0	0	28	(C10-C12串)//C13
									9	0	0	1	1	1	0	14	(C11-C13串)//C10
10	1	0	1	1	0	0	44	(C11-C13串)//C12
									11	0	0	1	1	1	1	15	C10//C11
12	0	1	1	1	1	0	30	C10//C13
									13	1	0	1	1	0	1	45	C12//C11
14	1	1	1	1	0	0	60	C12//C13
									15	0	0	1	1	0	0	12	(C10-C12串)//(C11-C13

图5a给出本发明实施实例的无源折叠式混频器电路构成框图。传统的RFIC混频器电路通常是采用堆叠式结构的吉尔伯特混频器，由于每个MOS管工作都需要一定的开启电压，堆叠式结构对电源电压要求比较高，难以做到低压供电和低功耗工作。随着器件尺寸的缩小，电源供电低压越小，这种堆叠式有源器件结构难以满足工作要求。图5a所示本发明实施实例提出的无源折叠式混频器电路包括混频器跨导级141、本振信号控制开关级142和143、直流偏电路144以及负载电路145和146。射频信号RFout-P和RFout-N接入跨导级141的两个输入端，跨导级141的两个输出端各自连接开关级142和143，夲振信号LOIN和LOIP接入开关级142，夲振信号LOQN和LOQP接入开关级143，开关级142和143各自连接负载电路145和146，开关级142的两个负载端输出射频信号VOIN和VOIP，开关级143的两个负载端输出射频信号VOQN和VOQP。直流偏电路144提供的直流偏置对跨导级141和开关级142、143分开提供偏置电流。该种结构是一种无源混频器，开关级中的开关管无静态工作电流，减小对电源电压的要求，开关管的热噪声和1/f噪声几乎为零。跨导级的跨导管静态工作电流相对较大，跨导管相应的热噪声越小，同时线性度越好，大大改善混频器的噪声性能以及线性度，提高系统的灵敏度。

图5b给出无源折叠式混频器实施例跨导级构成的框图。跨导级141由核心电路CMOS反向器1413以及隔直电容组1411，反馈电阻组1414和负载电路1412构成。CMOS反向器1413为自偏置的两个共漏极PMOS管和NMOS管对的并联结构，它有相位相反的两个差分输入端和两个差分输出端，两个差分的射频信号PFout_P和PFout_N各经由一个隔直电容，输入到CMOS反向器1413的两个差分输入端的PMOS管栅极和NMOS管栅极，CMOS反向器1413的两个差分输出端连接相应的开关级，在CMOS反向器1413的两个输出端-输入端对之间接各接有一个反馈电阻，保证CMOS反向器1413的输入端和输出端的直流偏置点相同。能适用于低压混频器，射频信号仍然通过电容交流耦合，总的跨导值仍为PMOS管和NMOS管跨导值之和。PMOS管的栅极通过一个大电阻自偏置与A点等电位，实现PMOS管自偏置。而且最小电源电压有所降低，并且直流偏置电路更加简单，电路更加稳定和易于调整。

本发明实施实例的无源折叠式混频器电路结构示意图如图5c所示。该折叠式无源混频器包括跨导级、开关级、负载电路和直流偏电路四个部分，跨导级是由M8～M11、R5～R6、电容C1a～C4a构成的一个自偏置CMOS反相器。从低噪声放大器输出的射频信号RFout_P和RFout_N经过电容C1a、C3a、C2a与C4a输入到M8、M10、M9与M10的栅极，M8的漏极接M10的漏极，M9的漏极接M12的漏极，M10和M11漏极经由隔直电容C18和C19连接到开关级。

一个开关级由M12～M15以及R7和C10、R8和C11负载电路组成，另一个开关级由M16～M19以及R9和C12、R10和C13负载电路组成，从跨导级输出的一路信号经由电容C18连接到开关级的晶体管M12和M13、M16和M17的源极，跨导级输出的另一路信号经由C19连接到开关级的晶体管M14和M15、M18和M19的源极。M12和M15的栅极经C14连接I路本振信号LOIP，M13和M14的栅极经C15连接I路本振信号LOIN，M16和M19的栅极经C16连接Q路本振信号LOQP，M17和M18的栅极经C17连接I路本振信号LOQN。M12、M14的漏极接到R7和C10构成的负载电路上产生输出信号VOIP，M13、M15的漏极接到R8和C11构成的负载电路上产生输出信号VOIN，M16、M18的漏极接到R9和C12构成的负载电路上产生输出信号VOQP，M17、M19的漏极接到R10和C13构成的负载电路上产生输出信号VOQN。

直流偏置电路由M20～M25以及隔离电阻R13～R18组成和滤波电容C20～C21组成。外部基准电流源DC提供的恒定电流输入到以二极管方式共栅漏极连接的PMOS管M20，同时为M20～M22提供栅极电压，经过电流镜阵列镜像获得两组电流。其中一组通过隔离电阻R13和R14和滤波电容C20向跨导级的M8和M9提供偏置电流。另一组则流过二极管方式连接的MOS管M23、M24获得偏置电压经由隔离电阻R15～R18和滤波电容C21向开关级中M12～M19的栅极提供偏置电压。参见示意图5c，从MOS管M23漏极引出的电压信号分别通过四个高阻值电阻R15～R18，得到电压值相同，但相互独立的四路偏置电压，为混频器的四对开关管提供偏置。

这种无源折叠式混频器的跨导管和开关管直流供电分开，开关晶体管无静态工作电流，减小对电源电压的要求。另外，该种结构是一种无源混频器。开关管的热噪声和1/f噪声几乎为零。跨导管静态工作电流可以很大，跨导管静态电流越大，跨导管相应的热噪声越小，同时线性度越好，大大改善混频器的噪声性能以及线性度，提高系统的灵敏度。

吉尔伯特混频器跨导级通常采用单个NMOS管，若要提高其高频增益，需要增大偏置电流或负载阻抗，这种会使负载阻抗上压降过大，降低跨导管的电压裕度，导致电路线性度和变频增益的下降。在0.18um CMOS工艺中，阈值电压v_t典型值为0.5V，单个NMOS跨导管的最小的电源电压要大于1V，不适用于低压混频器。本发明实施例的混频器的跨导级中用自偏置结构反相器代替单个跨导管。

折叠式无源混频器的动态工作过程如下所述，前级低噪声放大器输出的射频信号RFOUTP和RFOUTI输入到无源混频器的跨导级M8与M10和M9的M10的进行预放大并完成电压信号向电流信号的转换，跨导级产生的差分电流信号经由隔直电容C18和C19交流耦合到下一级开关级中M12～M19的源极，本振信号接到M12～M19的栅极控制开关管的截止和导通，工作方式如同开关一样，从而完成从M12～M19的源极输入的射频信号与本振信号相混频。R7和C10、R8和C11、R9和C12、R10和C13组成的负载电路把混频后的中频电流信号转化为中频电压信号从输出端输出。耦合电容的存在使得混频器跨导级和开关级互不影响，可以分开偏置跨导级和开关级。在保证跨导级高线性度的同时可以将开关级晶体管的偏置设置在阈值电压附近，从而既能大大提高混频器的线性度又能降低混频器的噪声。另外还可以通过增大负载电阻的阻值进一步提高混频器的转换增益。

本发明实施实例的可配置的频率合成器是基于电荷泵型锁相环的实现结构，电路构成框图如图6所示。可配置的频率合成器由依次连接的9bit参考频率分频器61、鉴频鉴相器62、电荷泵63、LPF滤波器64、压控振荡器VCO 65、CML/2接口66和CML/2接口67、8/9分频器68、9bit可预置分频器69组成，来自接收系统的参考频率接入9bit参考频率分频器61输入端，9bit可预置分频器69的输出端连接鉴频鉴相器62的输入端，CML/2接口66提供四路本振信号输出LOIN、LOIP、LOQN、LOQP。频率合成器依据接收机所要接收的导航系统卫星信号的工作频率和接收机的工作模式，通过编程调整9bit参考频率分频器61的分频比M8∶M0值和9bit可预置分频器69的分频比M8∶M0值以及8/9分频器68的工作模式控制字，输入的参考频率经9bit参考频率分频器61分频，送鉴频鉴相器62的鉴频输入端，鉴频鉴相器62的四路输出加到电荷泵63的四路输入端，电荷泵63的一路输出经低通滤波器64滤波，送到压控振荡器VCO 65形成本振信号，送CML/2接口66按所需分频比提供相应的本振信号，输入到混频器的本振信号输入端。同时，CML/2接口66输出信号经CML/2接口67输出到8/9分频器68按工作模式分频，并经9bit可预置分频器69按M8∶M0比值分频，加到鉴频鉴相器62的鉴频输入端，通过鉴频鉴相器62调节电荷泵进而控制VCO以获得可配置的本振信号满足不同卫星导航系统不同工作模式的要求。

本发明实施例的可配置的多模式滤波器电路构成框图如图7所示。实施例可配置的多模式滤波器包括低通滤波器和镜像抑制滤波器两种模式。图7实施例给出一种低通/复数滤波双模式滤波器，它由结构相同的两个通道的低通滤波器以及低通/复合滤波通道耦合回转器构成。通道的低通滤波器采用两个结构相同的三阶butterworth滤波器711和712(721和722)串联形成一个六阶butterworth滤波器。每个三阶butterworth滤波器由三个依次串联的跨导单元Gm1～Gm3构成，Gm1输出端连接Gm2的“+”端，Gm1输出端反馈连接Gm1-端，Gm2输出端连接Gm3的+端，Gm3输出端反馈连接Gm2的“-”端，同时每个跨导单元输出端与地之间接一个滤波电容，分别为C1、C2和C3。通道耦合回转器是基于复数滤波结构而设置，它包括结构相同的两个低通/复合滤波通道耦合回转器713和723。每个低通/复合滤波通道耦合回转器由一组跨导单元对7131和一组开关对7132组成。其中的跨导单元对由两个极性相反、跨导绝对值相同、输出端与输入端并联连接的跨导单元+Gmc和-Gmc构成。一组开关对7132由六个控制开关K11～K16构成，每个控制开关控制相应的跨导单元是否工作。每个控制开关受开关控制字的控制，同步开或合，实现低通/复数滤波双模式的转换。当通道耦合回转器的控制开关都断开时，I通道和Q通道相互独立构成两路低通滤波器。输入信号Vin_I和Vin_P通过对应的I通道低通滤波器和Q通道低通滤波器实现低通滤波，输出信号为Vout_I和Vout_P。当通道耦合回转器的控制开关都闭合时，I通道和Q通道通过通道耦合回转器相互耦合，构成两个通道的复数滤波器，输入信号Vin_I和Vin_P通过对应的I通道复数滤波器和Q通道复数滤波器实现复数滤波，实现镜像抑制功能，输出信号为Vout_I和Vout_P。开关管的工作状态由开关控制字决定，控制字的设置取决于接收机的工作模式和所接受的卫星信号类型。巴特沃斯滤波器链路上的每个跨导单元Gm1～Gm3以及低通/复数滤波通道耦合回转器上的每个跨导单元+Gmc和-Gmc都是由不同跨导值的多个跨导器和多选一选择器组成。每个跨导单元的跨导器工作是多选一模式，在同一时刻只有一种跨导器工作。多选一选择器由系统MCU程控来实现，多选一选择器控制端连接系统MCU的SPI接口，根据需要选择相应的一个跨导器来调节低通滤波模式下的滤波器带宽或者复数滤波模式下复数滤波器的中心频点和带宽，有效处理零中频模式下不同带宽的信号和低中频模式各种中频条件下不同带宽的信号。

本发明实施实例的自动增益控制放大器AGC为电荷泵型AGC结构，电路构成框图如图8所示，本文实施例的自动增益控制放大器AGC由VGA增益可控放大器81，FGA固定增益放大器82，ADC比较器83，NOT反向器84，电荷泵85和V-I转换电路86构成。从固定增益放大器82输出的Vout+和Vout-两个信号电平输入到比较器83与参考电平Vref进行比较获得动态的比较信号Vbit0，输入到85电荷泵I1的控制端，控制电荷泵的充放电。同时，比较信号Vbit0也经NOT反向器84加到85电荷泵I2的控制端，控制电荷泵85的充放电。电荷泵85的输出端连接V-I转换电路86的输入端和充放电电容器C0的一端，C0、Vbit0和Vbit1的另一端分别接偏置电压。当Vbit0信号幅度高于某个特定值时，电荷泵85放电量大于充电量，电荷泵85输出到V-I转换电路86的电压减小，V-I转换电路86将电压信号变换为电流信号控制可控增益放大器VGA的尾电流，降低其增益，反之，则增加可控放大器的增益。当输出信号的幅度等于某个特定值时，电荷泵的充放电量才能动态平衡，输出电平稳定，从而稳定可控放大器增益，输出信号强度最终稳定到一个固定的值。该AGC结构基于电荷泵锁相环(PLL)，输入信号经可变增益放大器(VGA)和固定增益放大器放大输出后与ADC参考电压进行比较，输出信号被转化为数字信号控制电荷泵的充放电，产生控制电平反馈回VGA控制其增益，以确保当输入信号幅度变化时，输出信号保持不变。当AGC输入电压Vin变化，AGC工作失去平衡时，若Vin幅度变大，信号经过VGA放大，电荷泵放电时间大于充电时间，电荷泵处于放电状态，导致电容上的控制电压变小以使VGA增益降低，AGC再次动态平衡。如果Vin幅度变小，AGC会再次自我调整，和Vin幅度变大时一样，AGC再次动态平衡。VGA模块采用分段反馈结构来抑制直流失调，该结构既可以减小对电阻、电容取值的要求，易于实现片上集成，又能扩展AGC电路的带宽，满足在20K～60MHz范围内的工作要求。

以上所述方法和电路模块，仅对实施例作具体描述，它不是限定性解释，对于本技术领域熟练技术人员运用本发明方法对多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块实例所作的修饰、变化，皆属本发明主张的权利范围，而不限于上述的实例。

Claims

1.一种多模式多频段卫星导航接收机射频前端构成方法，包括以下步骤：

(1)多模式多频段卫星导航接收机射频前端简称多模式多频段射频前端的射频输入信号包括已有的各型卫星导航定位系统的信号；

(2)多模式多频段射频前端采用参数可配置的模块结构，能工作于多种模式和多个频段，至少包括低中频模式和零中频模式，能接收不同导航系统的信号或接收同一个导航系统内不同频段的信号；

(3)多模式多频段射频前端模块至少包括可配置的低噪声放大器、可配置的频率合成器、混频器、多模式滤波器和自动增益控制放大器；

a.采用可配置的多频段低噪声放大器，通过程控配置选择所需的模式和频段参数，实现多模式多频段射频输入信号的接收和低噪声放大；

b.采用可配置的频率合成器，通过程控配置产生所需的本地载波，通过混频器与步骤a输出的所需模式和频段参数的射频信号进行混频放大，得到相应所需的中频信号；

c.采用双模式多状态滤波器，通过程控配置选择滤波器工作在相应的滤波模式和状态；

(5)程控配置由接收机系统通过编程给相应子模块输出开关控制字，相应子模块通过控制一组控制开关实现配置选择；

(6)使多频段低噪声放大器的参数配置和频率合成器VCO的本地载波配置协同满足选择接收特定的卫星导航信号的前端处理条件；

(7)使多频段低噪声放大器的参数配置和多模式滤波器的滤波模式配置协同满足选择接收特定的卫星导航信号的前端处理条件；

(8)多模式多频段射频前端为单端信号输入，采用换端器实现两端差分信号输出，以便有效降低混频器的共模噪声和减小本地振荡器到混频器输出的泄漏。

2.一种多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，其构成包括依次连接的可配置的低噪声放大器LNA、混频器、可配置的频率合成器VCO、可配置的多模式滤波器以及自动增益控制放大器AGC，还有偏置电路，其特征在于：该模块构成还包括缓冲器Buffer和有源换端器Balun，各个电路都为子模块结构；其中

可配置的多频段低噪声放大器为多频段的单端输入和单端输出电路结构，可配置的低噪声放大器LNA的构成包括输出匹配网络，通过程控配置选择接收指定的卫星导航信号；

连接可配置的低噪声放大器LNA输出端的缓冲器Buffer为一个直流电平转换器，LNA的输出通过Buffer输出到有源Balun，不仅为下一级有源Balun提供合适的偏置电压，还可提高LNA的反向隔离度；

连接缓冲器Buffer输出端的有源换端器Balun为一个由共源极放大器和共栅极放大器构成的换端器，实现单端信号输入转换为I和Q两端差分信号输出，I和Q两端差分输出信号的相位相反、幅度相同；

连接混频器的I和Q两路差分输出端的可配置的多模式滤波器为可程控配置的数字滤波器；通过程控配置选择相应的工作模式，实现对I和Q两路差分信号的低通滤波或镜像抑制滤波；

偏置电路为各个子模块提供直流偏置，建立静态工作点。

3.根据权利要求2所述的多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，其特征在于：所述可配置的低噪声放大器LNA的输出匹配网络由一个编程可控的多种取值的电容修调阵列和电感构成的输出谐振网络；电容修调阵列包括一组控制开关和一组电容，通过编程控制调节电容修调阵列的电容取值，实现谐振频点和Q值的调整，使得输出匹配网络按照接收机系统编程的控制字谐振在接收机系统所需的相应信号频率点，提高低噪声放大器LNA的增益，降低系统级联噪声。

4.根据权利要求3所述的多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，其特征还在于：所述输出谐振网络的编程可控的多种取值的电容修调阵列为一个编程可控的N种取值的电容修调阵列，N取值范围为3～15；N取值为3或4的电容修调阵列，通过编程控制获得三种或四种修调电容值，用于克服工艺偏差带来的影响；5≤N≤15取值的电容修调阵列，用于克服工艺偏差带来的影响，同时能在开关控制字调节的多个频段上进行调整，通过编程控制获得五种或十五种修调电容值，能在多个频段上精细修调。

5.根据权利要求2所述的多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，其特征在于：所述缓冲器Buffer为一个源极跟随电路结构的直流电平转换器；源极跟随器中跟随MOS管的栅极连接前级主放大器的输出端，源极接电流源，源极和电流源的串联接点为输出端RFout，接到有源换端器Balun的输入端。

6.根据权利要求2所述的多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，其特征在于：所述有源换端器Balun由缓存器、共源极放大器和共栅放大器组成，LNA输出的放大信号接在缓存器输入端的栅极，缓存器输出端的源极连接共源极放大器的漏极和共栅放大器的输入端，采用共栅放大管同相放大和共源极放大管反向放大的结构，将单端信号转换为双端差分信号；有源换端器将接收到的单端信号经过缓冲后分别送到一个共源放大器和共栅放大器，两者增益相同极性相反，产生幅度相同而相位相反的两个差分输出信号，分送折叠式混频器的两个混频器；这种结构Balun使差分信号的相位误差和幅度误差较小，能有效抑制输出到后级电路的共模噪声。

7.根据权利要求2所述的多模式多频段卫星导航接收机射频前端模块，其特征在于：所述可配置的多模式滤波器为低通/复数滤波两模式滤波器，由2路六阶巴特沃斯结构滤波器、一路六节低通/复数滤波通道耦合回转器构成；在2路六阶巴特沃斯结构滤波器之间接一路六节低通/复数滤波通道耦合回转器，六节低通/复数滤波通道耦合回转器的各节与2路六阶巴特沃斯结构滤波的各阶输出端一一对应连接，每节低通/复数滤波通道耦合回转器有两个控制开关，受控于开关控制字，用于低通滤波器与复数滤波器两模式的切换；巴特沃斯滤波器链路上的每个跨导单元和低通/复数滤波通道耦合回转器上的每个跨导单元都是由不同跨导值的多个跨导器和多选一控制器组成，每个跨导单元中的多个跨导器工作是多选一模式，只有被选中的一个跨导器工作。