CN1964183B - 振荡器和使用了它的信息设备、压控振荡器和使用了它的信息设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于频率转换增益的变动少的振荡器的LC谐振电路、使用了该LC谐振电路的振荡器、以及信息设备。振荡器的LC谐振电路，包括电感器(L1)、具有第1微调电容和第1电容组的并联电容、以及具有第2微调电容和第2电容组的串联电容。振荡器的频率转换增益，为基于随着第1电容组的电容值变大而降低的第1微调电容的频率转换增益，与基于随着第2电容组的电容值变大而增大的第2微调电容的频率转换增益之和。

Description

振荡器和使用了它的信息设备、压控振荡器和使用了它的信息设备

技术领域

<第1技术的技术领域> 

本发明涉及谐振电路、使用了该谐振电路的振荡器、以及使用了该振荡器的信息设备，尤其涉及使用基于电感器(inductor)和电容的谐振动作的LC谐振电路，作为使用了该LC谐振电路的振荡器的、由电压控制振荡频率的压控振荡器，以及包括使用了该压控振荡器的无线通信装置、信息通信装置、和存储装置等在内的信息设备。 

<第2技术的技术领域> 

本发明涉及适用于用来在低电流下宽频带中获得低相位噪声特性的压控振荡器的结构，和使用了这种结构的信息设备的有效技术。 

背景技术

<第1技术的背景技术> 

在无线通信装置、存储装置等信息设备中，振荡频率可变的振荡器是不可或缺的电路。随着信息设备的进步，最近已经在使用振荡频率达到GHz左右的振荡器。在使用包括电感器L和电容C的LC谐振器来构成振荡器的情况下，在象这样的高频中，电感器、电容的值变小，因此，能够容易地和晶体管一起集成化地形成在半导体衬底上。在这种情况下，作为电感器，使用将细的线路形成四角形、圆形或螺旋形的结构等；作为电容，使用pn结电容(二极管电容)、MOS(MetalOxide Transitor)晶体管的栅极-源极·漏极间电容(以下称作“MOS”电容)、在半导体器件中的金属层间形成的MIM(Metal lnsulatorMetal)电容等。关于MOS电容的结构和动作，例如在非专利文献1中进行了公开。 

频率的可变，一般通过使施加于二极管电容、MOS电容的控制电压发生变化，或者切换多个MIM电容的连接等来进行，而为了获得较大的频率可变范围，还进一步使电感(inductance)发生变化。 

在专利文献1中，公开了一种使用了LC谐振电路的压控振荡器，该LC谐振电路包括作为可变电容电路组的第1可变电容电路和第2可变电容电路的并联电路，其中，该第1可变电容电路具有电容值根据频率控制信号的电压值而连续发生变化的电容元件；该第2可变电容电路与开关电路串联连接，具有电容值根据频率控制信号的电压值而连续发生变化的电容元件，该LC谐振电路能够通过对由电容选择信号所控制的上述开关进行接通断开来调整可变电容谐振。按照专利文献1，能够调整固定电容成分与可变电容成分的关系，因此，能够抑制在振荡器的高振荡频带和低振荡频带下的频率转换增益(KV)的变动。 

<第2技术的背景技术> 

例如，在无线通信装置、存储装置等信息设备中，振荡频率可变的振荡器是不可或缺的电路。随着信息设备的进步，最近已经在使用振荡频率达到GHz左右的振荡器。在使用包括电感器L和电容C的LC谐振器来构成振荡器的情况下，在象这样的高频中，电感器、电容的值变小，因此，能够容易地和晶体管一起集成化地形成在半导体衬底上。在这种情况下，作为电感器，使用将细的线路形成四角形、圆形或螺旋形的结构等；作为电容，使用pn结电容(二极管电容)、MOS(Metal Oxide Transitor)晶体管的的栅极-源极·漏极间电容(以下称作“MOS”电容)、在半导体器件中的金属层间形成的MIM(Metallnsulator Metal)电容等。 

频率的可变，一般通过使施加于二极管电容、MOS电容的控制电压发生变化，或者切换多个MIM电容的连接等来进行。在近年的无线通信系统用的RF-IC(Radio Frequency-Integrated Circuit)中，要求支持2种以上标准的多模式适应性、多频带适应性。这些标准通常使用了不同的载波频率，因此，对于供给载波的振荡器，要求具有宽频 率可变范围。为了实现宽频率可变范围，例如，使用非专利文献2所公开的采用了电容组的振荡器、非专利文献2所公开的用开关切换电感的振荡器等。 

进而，对于在无线通信系统用RFIC中使用的振荡器，不仅要求宽频率可变范围，而且，为了获得良好的EVM(Error VectorMagnitude)特性而要求低相位噪声特性，在面向移动通信时由于要求低功率工作，因此还需要使其在低电流下工作。为了在低电流下获得低相位噪声特性，就需要增大由谐振电路和负电导生成电路构成的振荡器的负电导生成电路的增益，例如，使用非专利文献3所公开的CMOS振荡器、BiPMOS振荡器等。 

【专利文献1】日本特开2004-15387号公报 

【非专利文献1】2000年牛津大学出版社(Oxford UniversityPress)发行，Sima·Dimitrijev著“半导体器件基础(understandingsemiconductor devices)”第58页～第66页。 

【非专利文献2】Zhenbiao Li and Kenneth K.O，“Alow-phase-noiseand low-power multiband COMS voltage-controlled oscillator，”IEEEJournal of Solid-State Circuits，Vol.40(6)，pp.1 296-1302，June，2005. 

【非专利文献3】Nobuyuki Itoh，Shin-ichiro Ishizuka，and KazuhiroKatoh，“Integrated LC-tunde VCO in BiCMOS process，”Proceedings ofthe 27th European Solid-State Circuits Conference，2001，pp.329-332 

发明内容

<第1技术的发明所要解决的课题> 

以下，参照附图说明使用了LC谐振器的以往的振荡器的例子和课题。 

图45是表示一般的差动LC谐振式压控振荡器的一例的电路图。差动LC谐振式压控振荡器，包括LC谐振电路10和负电导生成电路1。LC谐振器10，包括电感器L11、L12；作为使振荡频率连续地发生变化的微调电容的电容值可变的二极管电容CV1、CV2；具有作为 使振荡频率台阶状地发生变化的补偿电容(trimming capacitor)使用的MOS电容CM111～CM11N、CM121～CM12N的电容组CM；以及由未图示的布线等引起的寄生电容。另外，在图45中，MOS电容的栅极被输入到端子VB2的固定的偏压所偏置，其源极·漏极由赋予给端子VTRM11～VTRM1N的控制电压所控制。 

这种差动LC谐振式压控振荡器的振荡频率f_OSC，由LC谐振电路的谐振频率fRES确定，使用电感器L11、L12的电感L；二极管电容CV1、CV2的可变电容值C_V；MOS电容CM111～CM11N、CM121～CM12N的补偿用的电容值C_M；以及布线寄生电容的电容值C_P，表示为以下的算式(1)。 

$f_{\mathrm{osc}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L(C_V+C_M+C_P)}}---\left(1\right)$

振荡频率f_OSC频率的控制，通过由施加于频率控制端子VCONT的控制电压V_CONT，控制可变电容CV的电容值C_V来进行。电容组CM是为了使频率梯段地发生变化的目的而使用的电容，构成电容组CM的MOS电容CM111～CM11N、CM121～CM12N的每一个，可以根据赋予端子VTRM11～VTRM1N的控制电压，取大的电容值和小的电容值这2个值。通过使用N个这种补偿用的电容，能够使频率的设定成为2^N个的状态。而且，补偿电容CM111～CM11N、CM121～CM12N具有较大的电容变化率，能够实现通常仅靠电容变化率小的二极管无法获得的频率可变范围。 

作为构成电容组CM的补偿电容C_M，如上述那样，除了通过控制MOS晶体管的栅极-源极·漏极间电容的栅极-源极·漏极间电压，来控制耗尽层的厚度而切换电容值的MOS电容之外，还可以举出用开关来切换在半导体器件中的金属层间形成的MIM电容等固定电容的开关(switching)MIM电容。MOS电容通常在累积(accumulation)状态下使用，能够通过栅极与源极·漏极间电压的高低来选择大、小2个值的电容值。 

但是，在使用了包括MOS电容等的电容组的宽频带VCO中，作为对使微调电容发生变化而获得的频率变化量的控制电压V_CONT的比 率的频率转换增益(KV)，根据电容组的电容值而发生变化。KV的变动招致PLL的环路增益的变动，因此，导致产生PLL锁被解除的问题。为了补偿由KV的变动造成的PLL环路增益的变动，采用了使作为PLL的构成要素之一的电荷泵电路的增益发生变化的技术，而为了使电荷泵的增益发生大的变化，消耗电流就变大，因此存在界限。为此，需要尽可能抑制KV的变动的技术。 

以下，对该内容进行详细说明。 

首先，图45的VCO的KV，可以通过对LC谐振电路的谐振频率V_CONT的微分系数表示，可以用以下的算式(2)表示。 

$K_V=\frac{{\mathrm{df}}_{\mathrm{RES}}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{CONT}}}-\frac{1}{{4\mathrm{\&pi;L}}^{1/2}}\text{\&CenterDot;}\frac{1}{{\left(C_{\mathrm{TOTAL}}\right)}^{3/2}}\text{\&CenterDot;}\frac{{\mathrm{dC}}_{\mathrm{TOTAL}}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{CONT}}}+\frac{1}{4\mathrm{\&pi;}{L}^{3/2}}\&CenterDot;\frac{1}{{\left(C_{\mathrm{TOTAL}}\right)}^{1/2}}\&CenterDot;\frac{\mathrm{dL}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{CONT}}}---\left(2\right)$

此处，C_TOTAL为谐振电路的总电容，在图45的振荡器中C_TOTAL＝C_V+C_M+C_P，dL/dV_cont＝0，因此，算式(2)可以用以下的算式(3)表示。 

$K_V=\frac{1}{4\mathrm{\&pi;}\sqrt{L}}\&CenterDot;\frac{1}{{(C_V+C_M+C_P)}^{3/2}}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{dC}}_V}{\mathrm{dV}}---\left(3\right)$

在使C_M变化时，算式(3)的分母的大小发生变化，因此，KV发生变动。 

例如，在WCDMA用RFIC中使用的频率合成器，为了应对多频带，就需要3.2GHz～4.3GHz的宽频率范围。此时，振荡器也需要同样的频率范围，LC谐振电路10中电容的电容值(C_P+C_V+C_M)的最大值，需要进行变化直至达到最小值的2倍以上。为此，即便算式(2)的分母的最大值成为最小值的2.7倍，dCV/dV_CONT不取决于V_CONT 而成为恒定，KV也在1∶2.7的范围内变动。实际上，在将二极管用作微调电容时，KV依据V_CONT而变动，因此，将导致KV发生更大的变动。 

这样，按照图45的结构虽然能够实现宽频率可变范围，却存在KV变动的问题。即，如果能够提供适应工作频率在数GHz下进行工 作的多个应用程序、多个通信方式的振荡器，就能够降低半导体芯片的成本。这种振荡器需要宽频率可变范围。通过将包括电容组和微调电容的如图45的LC谐振电路10这样结构的谐振电路用于振荡器，能够获得宽频率可变范围。但是，KV取决于电容组的电容值，因此随着电容组的电容值的变化而发生变动。为此，图45所示的以往的振荡器，存在对V_CONT的振荡频率的变化率KV随着电容组的电容值的增大而降低这样的问题。 

其原因是随着电容组的电容值C_M变大，微调电容C_V占总电容C_TOTAL的比率降低，对控制电压V_CONT的总电容的变化率减少。 

图46表示在这种LC谐振式压控振荡器中，当构成电容组的补偿电容的数为2(N＝2)时，振荡频率f_OCS的控制特性。在控制电压V_CONT的可变范围(V1-V2)中，能够通过补偿电容的最大电容值C_Mmax、最小电容值C_Mmini，来实现频率可变范围ΔFc。如根据该特性图可以明确的那样，在控制电压V_CONT的可变范围中，在想要实现较大范围的要求频率可变范围ΔFc时，所需要的补偿电容的最小值C_Mmini与最大值C_Mmax的比变大。 

图47表示了控制电压V_CONT与频率转换增益(KV)的关系的一例。在控制电压V_CONT的可变范围(V1-V2)中，相对于补偿电容的最大电容值C_Mmax、最小电容值C_Mmini，频率转换增益(KV)变动了ΔKVc。如根据该KV特性可以明确的那样，在补偿电容的最小值C_M1 与最大值C_M2的比变大时，频率转换增益(KV)的变动变大。 

图48表示在图45所示的振荡器中，LC谐振式压控振荡器(LC-VCO)的总电容值的比率，与谐振电路的总电容(＝电容组的电容+微调电容)的关系。使用了电容组的宽频带化，电容组的总电容值随选择频带的不同而不同，因此，微调电容对总电容值的比率也发生变化。为此，基于微调电容的电容值变化的变化率也根据选择频带的不同而不同。在图48中，比较频率为最大/最小时的电容值。例如，微调电容的电容值占频率最小时的总电容C_TOTAL的10％，变化率为10％V。此时频率最小时的电容值变化率变成1％/V。而在频率最大 时，电容组的电容值变成最小，因此，在电容组的电容值变成了最大时的33％时，微调电容的电容值对总电容值的比率为25％，电容值变化率为2.5％/V。 

为此，在图45所示的振荡器中，KV随着频率变高而增大，PLL环路增益发生变动。结果是发生PLL的锁被解除的问题。 

接着，专利文献1的振荡器的可变电容电路组，包括第1可变电容电路与第2可变电容电路的并联电路，第2可变电容电路的结构为，将开关电路分别与频率微调用的多个电容元件、例如MOS电容进行串联连接。在该振荡器中，通过由开关电路选择多个MOS电容中的任一者来调整微调电容，抑制了KV变动。但是，由于将MOS晶体管用于微调电容的调整，因此MOS晶体管的源极-漏极间沟道电阻串联连接在MOS电容上。为此，由沟道电阻造成的功率的损耗变大，即谐振电路的品质因数(Q)降低，因此，振荡器的相位噪声恶化。 

本发明的目的在于，提供一种能够实现频率转换增益(KV)的变动少，并且相位噪声的恶化少的振荡器的LC谐振电路、或者使用了该LC谐振电路的振荡器、或者信息设备。 

为实现上述目的，本发明提供一种振荡器，其特征在于，包括第1并联电容电源电压端子和第2并联电容电源电压端子；第1串联电容电源电压端子和第2串联电容电源电压端子；电感器，连接在上述第1并联电容电源电压端子与上述第2并联电容电源电压端子之间；并联电容，由第1电容组和第1微调电容在上述第1并联电容电源电压端子与上述第2并联电容电源电压端子之间相互并联连接而成，其中，上述第1电容组包括电容值根据第1控制信号组而大小变化、进行了并联连接的可变电容，上述第1微调电容的电容值根据第2控制信号而发生变化；以及串联电容，由第2电容组和第2微调电容在上述第1串联电容电源电压端子与上述第2串联电容电源电压端子之间相互串联连接而成，其中，上述第2电容组包括电容值根据第3控制信号组而大小变化、进行了并联连接的可变电容，上述第2微调电容的电容值根据上述第2控制信号而发生变化，上述第3控制信 号组与上述第1控制信号组相同，上述第1电容组的电容值和上述第2电容组的电容值根据上述第1控制信号和上述第3控制信号同时发生变化。 

另外，本发明还提供一种信息设备，包括：振荡器；低噪声放大器，对由天线接收到的接收信号进行放大；调制器，对发送的基带信号进行调制，输出相互正交的2个信号；正交调制器，使用上述调制器输出的正交的2个信号和上述振荡器输出的局部振荡信号，输出正交调制信号；功率放大器，对上述正交调制信号进行放大；以及开关，在接收时将来自上述天线的上述接收信号提供给上述低噪声放大器，在发送时将上述功率放大器输出的上述正交调制信号提供给上述天线，所述信息设备的特征在于，上述振荡器包括：第1并联电容电源电压端子和第2并联电容电源电压端子；第1串联电容电源电压端子和第2串联电容电源电压端子；连接在上述第1并联电容电源电压端子与上述第2并联电容电源电压端子之间的电感器；并联电容，由第1电容组和第1微调电容在上述第1并联电容电源电压端子与上述第2并联电容电源电压端子之间相互并联连接而成，其中，上述第1电容组包括电容值根据第1控制信号组而大小变化、进行了并联连接的可变电容；上述第1微调电容的电容值根据第2控制信号而发生变化；以及串联电容，由第2电容组和第2微调电容在上述第1串联电容电源电压端子与上述第2串联电容电源电压端子之间相互串联连接而成，其中，上述第2电容组包括电容值根据第3控制信号组而大小变化、进行了并联连接的可变电容；上述第2微调电容的电容值根据上述第2控制信号而发生变化，上述第3控制信号组与上述第1控制信号组相同，上述第1电容组的电容值和上述第2电容组的电容值根据上述第1控制信号和上述第3控制信号同时发生变化。 

<第2技术的发明所要解决的课题> 

但是，在振荡频率达到GHz左右的振荡器中，虽然能够将电感器和电容连同晶体管一起集成化在半导体衬底上，但却难以提高品质因数，使谐振频率在宽频带中变化，难以实现低相位噪声化和宽频带化。以下以使用了LC谐振器的振荡器为对象说明本发明的课题。 

图80是表示使用了电容组的一般的宽频带的差动LC谐振式压控振荡器的一例的电路图。谐振电路20，为电感器L1、L2；电容组CB1、CB2；以及振荡频率微调用的电容CV1、CV2的并联电路。在电感器L1与L2的接点施加第1电压。在图80中，由NMOS晶体管NM1和NM2构成负电导生成电路。一般而言，能够想到与双极结型晶体管(BJT：Bipolar Junction Transistor)相比，以MOS晶体管形成负电导生成电路10，相位噪声特性更为优异。但是，集成电路上的MOS晶体管，由于加工离差造成的特性的变动大，而且在高温下跨 导(gm)降低，因此，为了提高成品率，需要通过大的偏流。为此，存在难以实现低电流工作这样的问题。 

为了使用MOS晶体管实现低电流工作，能够想到如图81那样的振荡器的电路结构。在图81中，负电导生成电路10使用NMOS晶体管和PMOS晶体管两者，谐振电路20与图80的结构相同，而电感器L1与L2的接点是断开的。这种结构与只使用了NMOS晶体管的图80的结构相比，通过一并使用PMOS，不仅能够提高负电导，而且为了交流电流在箭头i1的路径中通电，能够使谐振电路20的阻抗达到2倍，因此，能够增大振荡振幅，并能够实现低电流工作。进而，为了能够在低电流下工作，能够想到通过使用了与MOS晶体管相比特性变动小、gm大的BJT的负电导生成电路来实现低电流工作的方法。 

图82和图83，是使用了BJT的一般的差动LC谐振式压控振荡器。图82中负电导生成电路10仅使用了BJT，图83中则使用了PMOS晶体管和BJT。这些结构比使用了MOS晶体管的结构能够在低电流下工作。通过使用图83的结构，与图81的结构的情况同样地，与图82的结构相比可以增大振荡振幅，能够实现更进一步的低电流工作。将使用了图82和图83的电路结构的宽频带振荡器中相位噪声特性的偏流依赖性的例子，分别表示为图84、图85。特性线存在多条，振荡频率各不相同。图82、图83的宽频带振荡器这两者，都是相位噪声特性最小的偏流，越成为高频就越小。图82的宽频带振荡器，虽然在高频中以低电流获得了低相位噪声特性，但在低频中需要大的消耗电流。而图83的振荡器，与图82的宽频带振荡器相比，虽然在低频中也以低电流获得了低相位噪声特性，但在高频中相位噪声特性恶劣。即，以往的技术存在无法实现宽频带化，并且无法在所有的频带中以低电流实现低相位噪声这样的问题。 

以下分析上述问题的原因。确定使用了BJT的振荡器的相位噪声特性的因素多种多样，除了谐振电路的品质因数尤其重要之外，BJT的噪声指数和振荡振幅也是尤其重要的。在BJT的噪声指数增强时， BJT产生的噪声增大，相位噪声恶化。在使振荡振幅增大时，由于S/N比增大，相位噪声得到改善，但在增大过量时，由于偏流的噪声而使得相位噪声恶化。一般而言，能够想到振荡振幅在基极·射极间电压VBE左右(Si为900mV左右)为最佳。为了使BJT的噪声指数最小化，需要将对BJT通电的偏流最佳化。图86是射极已接地的BJT的噪声指数的集电极电流密度依赖性的一例。BJT的噪声指数在某个集电极电流密度下达到最小，因此，振荡器的偏流需要设定成噪声指数达到最小的电流值。 

接着，为了使振荡振幅最佳化，只需按照上述最佳偏流来设定谐振电路以使达到最佳的振荡振幅即可。窄频带的振荡器虽然可以使用这种方法，但是，宽频带的振荡器难以在全频带中将谐振电路的阻抗最佳化。谐振电路的阻抗ZRES，为振荡频率f、电感L与谐振电路的品质因数Q的积(2πfLQ)。即，只要振荡频率f发生变动，ZRES也与频率成比例地发生变化。进而，谐振电路的Q在全频带中也并不恒定，其随着频率变高而增加。从而阻抗的变动进一步变大。因此，在将电流设定在最佳电流附近时，振荡振幅随着振荡频率的增大而增大。频带越宽则这种现象表现得越显著，在宽频带振荡器中难以在所有的频带中都实现低相位噪声特性。即，在为了低电流工作而使用BJT制作宽频带振荡器时，存在难以获得低相位噪声特性，难以同时实现低电流、宽频带、低相位噪声特性这3个特性的问题。 

因此，本发明的目的在于，提供一种能够使用LC谐振电路，以低电流实现宽频带、低相位噪声特性的压控振荡器，和使用了该压控振荡器的信息设备。 

本发明的上述特征、其他目的、以及新的特征，可以从本说明书的描述和附图得到明确。 

<解决第1技术课题的方法> 

以下表示本发明的代表性内容的一例。 

即，本发明的谐振电路的特征在于：包括第1并联电容电源电压端子和第2并联电容电源电压端子；第1串联电容电源电压端子和第 2串联电容电源电压端子；电感器，连接在上述第1并联电容电源电压端子与上述第2并联电容电源电压端子之间；并联电容，由第1电容组和第1微调电容在上述第1并联电容电源电压端子与上述第2并联电容电源电压端子之间相互并联连接而成，其中，该第1电容组包括电容值根据第1控制信号组而大小变化、进行了并联连接的可变电容，该第1微调电容的电容值根据第2控制信号而发生变化；以及串联电容，由第2电容组和第2微调电容在上述第1串联电容电源电压端子与上述第2串联电容电源电压端子之间相互串联连接而成，其中，该第2电容组包括电容值根据第3控制信号组而大小变化、进行了并联连接的可变电容，该第2微调电容的电容值根据上述第2控制信号而发生变化。本发明的振荡器的特征在于包括上述谐振电路。 

本发明的信息设备的特征在于，包括：低噪声放大器，对由天线接收到的接收信号进行放大；调制器，对发送的基带信号进行调制，输出相互正交的2个信号；正交调制器，使用上述调制器输出的正交的2个信号和上述振荡器输出的局部振荡信号，输出正交调制信号；功率放大器，对上述正交调制信号进行放大；以及开关，在接收时将来自上述天线的上述接收信号提供给上述低噪声放大器，在发送时将上述功率放大器输出的上述正交调制信号提供给上述天线。 

<解决第2技术课题的方法> 

以下对本申请所公开的发明中代表性内容的概要进行简单的说明。 

用于实现上述目的的本发明的压控振荡器的特征在于，包括：谐振增益生成电路，生成进行振荡所需要的增益；谐振电路，能够根据第1频率控制信号组，使谐振频率发生变化，该增益生成电路具有负电导生成电路、和K个(K为正整数)端子，其中，该负电导生成电路生成作为对交流电压的负电流增益的负电导；该K个(K为正整数)端子用于根据负电导控制信号组，控制生成的负电导。本发明的压控振荡器，通过依照振荡频率控制负电导，能够在宽频带中以低电流获得低相位噪声。 

用于实现上述目的的本发明的压控振荡器的特征在于，包括谐振：增益生成电路，生成进行振荡所需要的增益；谐振电路，能够根据第4频率控制信号组，使谐振频率发生变化；以及阻抗控制电路，具有阻抗控制端子组，其输出端子与谐振电路连接，根据输入到阻抗控制端子组的阻抗控制信号组控制谐振电路的阻抗。本发明的压控振荡器，通过依照振荡频率控制谐振电路的有效阻抗，能够在宽频带中以低电流获得低相位噪声。 

用于实现上述目的的本发明的信息设备的特征在于，包括：低噪声放大器，对由天线接收到的接收信号进行放大；混频器，对低噪声放大器的输出信号的频率进行转换；振荡器，生成用于进行频率转换的局部振荡信号并输出至混频器；解调电路，从上述混频器的输出信号取出接收的基带信号；调制电路，对发送的基带信号进行调制，输出相互正交的2个信号；正交调制器，使用调制电路输出的正交的2个信号和振荡器输出的局部振荡信号，输出正交调制信号；功率放大器，对正交调制信号进行放大；以及开关，在接收时将来自天线的接收信号提供给低噪声放大器，在发送时将功率放大器输出的正交调制信号提供给天线，振荡器为上述本发明的压控振荡器。本发明的信息设备，频率可变范围宽，并且以低电流使用相位噪声低的振荡器，由此能够适应多种通信方式、应用程序。 

<第1技术的发明的效果> 

按照本发明，能够提供一种对电容组的电容值的频率转换增益的变动少，频率可变范围宽的振荡器。 

<第2技术的发明的效果> 

以下对由本申请所公开的发明中代表性内容所获得的效果进行简单的说明。 

按照本发明，能够提供一种通过依照振荡频率控制负电导、或者依照振荡频率控制谐振电路的有效阻抗，由此能够以低电流实现宽频带、低相位噪声特性的压控振荡器、和使用了该压控振荡器的信息设备。 

附图说明

图1是用于说明本发明的第1实施例的LC谐振电路的电路结构图。 

图2A是表示第1实施例中包括CV1和CM1的并联电容的LC谐振电路部的控制电压V_CONT与振荡频率f_OSC之间的关系的图。 

图2B是表示第1实施例中包括CV2和CM2的串联电容的LC谐振电路部的控制电压V_CONT与振荡频率f_OSC之间的关系的图。 

图2C是表示第1实施例中LC谐振电路的控制电压V_CONT与振荡频率f_OSC之间的关系的图。 

图3是用于说明本发明的第2实施例的LC谐振电路的电路图。 

图4是表示第2实施例中包括并联电容和串联电容的LC谐振电路整体的总电容值的比率、与谐振电路的总电容(＝电容组的电容+微调电容)之间的关系的图。 

图5是用于说明本发明的第3实施例的LC谐振电路的电路图。 

图6是用于说明本发明的第4实施例的LC谐振电路的电路图。 

图7是用于说明本发明的第5实施例的LC谐振电路的电路图。 

图8是用于说明第5实施例中MOS电容的栅极与源极·漏极之间的电压依赖性的曲线图。 

图9是用于说明本发明的第6实施例的LC谐振电路的电路图。 

图10是用于说明本发明的第7实施例的LC谐振电路的电路图。 

图11是用于说明本发明的第8实施例的LC谐振电路的电路图。 

图12是用于说明在本发明中使用的可变电感器的原理的电路图。 

图13是用于说明在本发明中使用的可变电感器的电感的电容值依赖性的曲线图。 

图14是用于说明本发明的第9实施例的LC谐振电路的电路图。 

图15是用于说明在本发明中使用的可变电感器的电感的电容值依赖性和频率依赖性的曲线图。 

图16是用于说明本发明的第10实施例的LC谐振电路的电路图。 

图17是用于说明本发明的第11实施例的LC谐振电路的电路图。 

图18是用于说明本发明的第12实施例的LC谐振电路的电路图。 

图19是用于说明本发明的第13实施例的LC谐振电路的电路图。 

图20是用于说明本发明的第14实施例的LC谐振电路的电路图。 

图21是用于说明本发明的振荡器的第14实施例中振荡频率的控制电压依赖性的曲线图。 

图22是用于说明第14实施例中频率转换增益的控制电压依赖性的曲线图。 

图23是用于说明本发明的第15实施例的振荡器的电路图。 

图24是用于说明第15实施例中振荡频率的控制电压依赖性的曲线图。 

图25是用于说明第15实施例中频率转换增益的控制电压依赖性的曲线图。 

图26是作为本发明的第16实施例，将第15实施例的振荡器构成在半导体元件上的图。 

图27是用于说明本发明的第17实施例的振荡器的电路图。 

图28是用于说明本发明的第18实施例的振荡器的电路图。 

图29是用于说明本发明的第19实施例的振荡器的电路图。 

图30是用于说明本发明的第20实施例的振荡器的电路图。 

图31是用于说明本发明的第21实施例的振荡器的电路图。 

图32是用于说明本发明的第22实施例的振荡器的电路图。 

图33是用于说明本发明的第23实施例的信息设备的框图。 

图34是用于说明本发明的第24实施例的信息设备的框图。 

图35是用于说明本发明的第25实施例的信息设备的框图。 

图36是用于说明本发明的第26实施例的信息设备的框图。 

图37是用于说明本发明的第27实施例的信息设备的框图。 

图38是用于说明本发明的第28实施例的信息设备的框图。 

图39是用于说明本发明的第29实施例的信息设备的框图。 

图40是用于说明本发明的第30实施例的LC谐振电路的电路图。 

图41是用于说明本发明的第31实施例的LC谐振电路的电路图。 

图42是用于说明本发明的第32实施例的振荡器的电路图。 

图43是用于说明本发明的第33实施例的振荡器的电路图。 

图44是用于说明本发明的第34实施例的振荡器的电路图。 

图45是用于说明一般的振荡器的电路图。 

图46是用于说明一般的振荡器的振荡频率的控制电压依赖性的曲线图。 

图47是用于说明一般的振荡器的频率转换增益的控制电压依赖性的曲线图。 

图48是表示图45所示的振荡器中LC谐振式压控振荡器(LC-VC)的总电容值的比率、与谐振电路的总电容(＝电容组的电容+微调电容)之间的关系的图。 

图49是用于说明本发明的压控振荡器的第1实施方式的电路结构图。 

图50是用于说明本发明的压控振荡器的第2实施方式的电路结构图。 

图51是用于说明本发明的压控振荡器的第3实施方式的电路结构图。 

图52是用于说明本发明的压控振荡器的第4实施方式的电路结构图。 

图53是用于说明本发明的压控振荡器的第5实施方式的电路结构图。 

图54是用于说明本发明的压控振荡器的第6实施方式的电路结构图。 

图55是用于说明本发明的压控振荡器的第7实施方式的电路结构图。 

图56是用于说明本发明的压控振荡器的第8实施方式的电路结构图。 

图57是用于说明本发明的压控振荡器的第9实施方式的电路结构图。 

图58是用于说明本发明的压控振荡器的第10实施方式的电路结构图。 

图59是用于说明本发明的压控振荡器的第11实施方式的电路结构图。 

图60是用于说明本发明的压控振荡器的第12实施方式的电路结构图。 

图61是用于说明本发明的压控振荡器的第13实施方式的电路结构图。 

图62是用于说明本发明的压控振荡器的第14实施方式的电路结构图。 

图63是用于说明本发明的压控振荡器的第15实施方式的电路结构图。 

图64是用于说明本发明的压控振荡器的第16实施方式的电路结构图。 

图65是用于说明本发明的压控振荡器的第17实施方式的电路结构图。 

图66是用于说明本发明的压控振荡器的第18实施方式的电路结构图。 

图67是用于说明本发明的压控振荡器的第19实施方式的电路结构图。 

图68是用于说明本发明的压控振荡器的第20实施方式的电路结构图。 

图69是用于说明本发明的压控振荡器的第21实施方式的电路结构图。 

图70是用于说明本发明的压控振荡器的第22实施方式的电路结构图。 

图71是用于说明本发明的压控振荡器的第23实施方式的电路结 构图。 

图72是用于说明本发明的压控振荡器的第24实施方式的电路结构图。 

图73是用于说明本发明的信息设备的第25实施方式的框图。 

图74是用于说明本发明的信息设备的第26实施方式的框图。 

图75是用于说明本发明的信息设备的第27实施方式的框图。 

图76是用于说明本发明的信息设备的第28实施方式的框图。 

图77是用于说明本发明的信息设备的第29实施方式的框图。 

图78是用于说明本发明的信息设备的第30实施方式的框图。 

图79是用于说明本发明的信息设备的第31实施方式的框图。 

图80是用于说明一般的振荡器的电路图。 

图81是用于说明一般的振荡器的电路图。 

图82是用于说明一般的振荡器的电路图。 

图83是用于说明一般的振荡器的电路图。 

图84是用于说明一般的振荡器的相位噪声特性的曲线图。 

图85是用于说明一般的振荡器的相位噪声特性的曲线图。 

图86是用于说明一般的双极性晶体管的噪声指数的集电极电流依赖性的曲线图。 

图87是用于说明本发明的振荡器的第19实施方式中相位噪声的偏流依赖性的曲线图。 

具体实施方式

<实施第1技术的发明的的优选实施方式> 

以下，参照附图所示的数个实施方式更详细地说明本发明的LC谐振电路、使用了该LC谐振电路的振荡器以及信息设备。另外，图1～图44中的相同标号表示相同或者相似的部分。 

【实施例1】 

首先，使用图1、图2(图2A、图2B、图2C)，说明本发明的第1实施例的LC谐振电路。如图1所示，本实施例的LC谐振电路，包括 电感器L11、第1微调电容CV1、第2微调电容CV2、第1电容组CM1、以及第2电容组CM2，其中，该第1微调电容CV1和第2微调电容CV2用于对谐振频率进行连续的微调，该第1电容组CM1包括多个并联补偿电容，该第2电容组CM2包括多个并联补偿电容。电感器L11、第1微调电容CV1和第1电容组CM1，相互并联连接在第1并联电容电源电压端子VPC1与第2并联电容电源电压端子VPC2之间，第1微调电容CV1和第1电容组CM1在第1并联电容电源电压端子VPC1与第2并联电容电源电压端子VPC2之间构成并联电容C_pr第1电容组CM1，包括第1补偿电容组CM101～CM10K的并联电路、和第1频率补偿端子组，第1补偿电容组的各电容，根据从第1频率补偿端子组赋予的第1控制信号(控制电压VTRM11～VTRM1K)而大小变化，例如取大、小2个值的电容值。第1微调电容CV1的电容值根据从频率控制端子VCONT赋予的第2控制信号(控制电压V_CONT)而发生变化。 

此外，第2电容组CM2、和第2微调电容CV2，相互串联连接在第1串联电容电源电压端子VSC1与笫2串联电容电源电压端子VSC2之间，第2电容组和第2微调电容在第1串联电容电源电压端子VSC1与第2串联电容电源电压端子VSC2之间构成串联电容C_SR。第2电容组CM2，包括电容值大小变化的进行了并联连接的第2补偿电容组CM201～CM20K的并联电路、和第2频率补偿端子组，第2补偿电容组的各电容，根据从第2频率补偿端子组赋予的第3控制信号(控制电压VTRM21～VTRM2K)而大小变化，例如取大、小2个值的电容值。第2微调电容CV2的电容值根据从频率控制端子VCONT赋予的第2控制信号(控制电压V_CONT)而发生变化。 

包括具有该第1微调电容CV1和第1电容组CM1的并联电容C_pr、以及具有第2微调电容CV2和第2电容组CM2的串联电容C_SR的LC谐振电路，被用作振荡器的谐振电路。 

在本实施例的谐振电路中，在将并联电容和串联电容的电容值的合计取为总电容C_TOTAL时，随着并联电容C_pr的第1电容组CM1的电容值C_M1变大，第1微调电容的电容值C_V1占并联电容C_pr乃至总电容C_TOTAL的比率降低，结果是对第2控制信号的上述总电容的变化率减少。另一方面，随着串联电容C_SR的第2电容组的电容值C_M2变大，第2微调电容的电容值C_V2占总电容C_TOTAL的比率增大，结果是总电容对第2控制信号的变化率增大。 

即，CM1和CV1的并联电容C_pr＝C_M1+C_V1，如上述那样，随着由多个并联电容构成的CM1的电容值C_M1变大，第1微调电容值C_V1占并联电容C_pr的比率降低，变成以 

C_pr＝C_M1+C_V1

C_M1来近似。 

其中，C_M1＞＞C_V1。 

为此，第1微调电容值C_V1对V_CONT的变化率变小。 

而由CV2和CM2构成的串联电容C_SR，可以用以下的算式(4)表示。 

$C_{\mathrm{SR}}=\frac{C_{V2}{C}_{M2}}{C_{V2}{+C}_{M2}}---\left(4\right)$

此外，串联电容C_SR对V_CONT的变化率，可以用以下的算式(5)表示。 

$\frac{{\mathrm{dC}}_{\mathrm{SR}}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{CONT}}}=\frac{{C_{M2}}^2}{C_{V2}+C_{M2}}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{dC}}_{V2}}{d{V}_{\mathrm{CONT}}}---\left(5\right)$

正如根据算式(4)可以明确的那样，串联电容C_SR，随着笫2电容组的电容值C_M2变大，第2微调电容值C_V2占总电容C_TOTAL的比率增大，串联电容CSR，以CSR

CV2来近似。 

其中，C_M2＞＞C_V2。 

因此，随着使CM2增大，第2微调电容值C_V2对V_CONT的变化率变大。 

因此，在将总电容取为CTOTAL时，总电容在CM2＞＞CV1，CM2＞＞CV2时，以CTOTAL＝CSR+CprCV2+CM1来近似，在CM1＜＜CV1，CM2＜＜CV2时，以CTOTAL＝CSR+Cpr

CM2+CV1来近似。 

这样，按照本实施例，LC谐振电路的电容，由微调电容CV1和 电容组CM1构成的并联电路、与由微调电容CV2和电容组CM2构成的串联电路进行了并联连接，因此，基于微调电容CV1的KV，如上述那样随着频率降低而减少。而基于微调电容CV2的KV随着频率降低而增大。这是由于以下的原因，即：随着频率降低，电容组CM2的电容值增大，因此，电容组CM2和微调电容CV2的串联电容增大，结果是串联电容的电容值变化率增大。 

将这种包括并联电容和串联电容的LC谐振电路的控制电压V_CONT与振荡频率f_OSC之间的关系，表示为图2(图2A、图2B、图2C)。 

首先，图2A表示实施例1中包括CV1和CM1的并联电容的LC谐振电路部的控制电压V_CONT与谐振频率f_OSC之间的关系。此外，图2B表示实施例1中包括CV2和CM2的串联电容的LC谐振电路部的控制电压V_CONT与谐振频率f_OSC之间的关系。 

在电容最小时振荡频率f_OSC对控制电压V_CONT的增大的变动幅度，图2A所示的并联电容最小时(C_M1-mini)，比图2B所示的串联电容最小时(C_M2-mini)大。而在电容最大时振荡频率f_OSC对控制电压V_CONT的增大的变动幅度，图2B所示的串联电容最大时(C_M2-max)，比图2A所示的并联电容最大时(C_M1-max)大。 

因此，通过采用组合了并联电容和串联电容的本实施例的结构，如图2C所示，随着频率降低而降低的电容值变化率，与增大的电容值变化率抵消，能够使整体的电容值变化率趋于恒定。 

为此，关于总电容对控制电压V_CONT的变化，与用虚线表示的仅并联电容C_pr的以往例相比，用实线表示的本实施例，能够抑制微调电容C_V的变动。 

这样，通过将包括CV1和CM1的并联电容C_pr，还包括CV2和CM2的串联电容C_SR的LC谐振电路用作振荡器的谐振电路，能够抑制KV的变动，能够使KV变得恒定。其结果，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

【实施例2】 

使用图3、图4说明本发明的第2实施例的LC谐振电路。本实施例的LC谐振电路，如图3所示，包括电感器L11；微调电容CV1、CV2；以及电容组CM1；CM2。构成CV2和CM2串联连接，L11、CV1、以及CM1并联连接的并联LC谐振电路。本实施例是将实施例1中的VPC1和VSC1作为公共的交流信号输入端子VIN，并且将VPC2和VSC2作为公共的交流接地端子ACGND而构成的例子，是将图1的概念进一步具体化的实施例。 

V1、CV2是能够利用控制电压V_CONT连续地控制电容值的电容值可变的电容(以后表述为可变电容)。CM1、CM2分别包括K个(K为正整数)、N个(N为正整数)可变电容，利用控制电压VTRM11～VTRM1K、VTRM21～VTRM2N，将上述可变电容各自的电容值设定为大、小2个值。此时，优选的是，进行这样的设定，即：对于CM11～CM1K的大、小2个值的电容值中大的电容值，使CM11具有最小的电容值(C_M11)，则该CM11～CM1K的大、小2个值的电容值中大的电容值分别为C_M11、2×C_M11、4×C_M11...2^K×C_M11的电容值；对于CM21～CM2N的大、小2个值的电容值中大的电容值，使CM21具有最小的电容值(C_M21)，则该CM21～CM2N的大、小2个值的电容值中大的电容分别为C_M21、2×C_M21、4×C_M21...2^N×C_M21，上述的设定能够等间隔地将CM1的电容值C_M1梯段地控制为2^K种电容值，等间隔地将CM2的电容值C_M2梯段地控制为2^N 种电容值。 

图3的LC谐振电路的一端的端子VIN被输入交流信号，另一端的ACGND被交流接地。 

图3的LC谐振电路中电容的总电容值，包括布线等寄生电容C_p，可以通过以下的算式(6)表示。 

$C_{\mathrm{TOTAL}}=C_{V1}+C_{M1}+C_P+\frac{C_{V2}{C}_{M2}}{C_{V2}+C_{M2}}---\left(6\right)$

根据算式(6)，通过使CM2的电容值发生变化，总电容值所包含的微调电容的比率就发生变化，因此，若将图3的LC谐振电路用 作振荡器的谐振电路，就能够调整KV的大小。 

图3的LC谐振电路的谐振频率，可以通过以下的算式(7)表示。 

$f_{\mathrm{RES}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L(C_{V1}+C_{M1}+C_P+\frac{C_{V2}{C}_{M2}}{C_{V2}+C_{M2}})}}---\left(7\right)$

因此，将图3的LC谐振电路用作振荡器的谐振电路时的KV，可以将算式(7)代入算式(2)，通过以下的算式(8)(9)(10)表示。 

K_V＝K_V1+K_V2    (8) 

$K_{V1}=\frac{1}{4\mathrm{\&pi;}\sqrt{L}}\&CenterDot;\frac{1}{{(C_{V1}+C_{N1}+C_P+\frac{C_{V2}{C}_{M2}}{C_{V2}+C_{M2}})}^{3/2}}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{dC}}_{V1}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{CNT}}}---\left(9\right)$

$K_{V2}=\frac{1}{4\mathrm{\&pi;}\sqrt{L}}\&CenterDot;\frac{1}{{(C_{V1}+C_{M1}+C_P+\frac{C_{V2}{C}_{M2}}{C_{V2}+C_{M2}})}^{3/2}}\&CenterDot;{\left(\frac{C_{M2}}{C_{V2}+C_{M2}}\right)}^2\&CenterDot;\frac{{\mathrm{dC}}_{V2}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{CNT}}}---\left(10\right)$

算式(8)的KV，在C_M2与C_V2相比足够小(C_M2＜＜C_V2)时，接近算式(3)的KV。而在C_M2与C_V2相比足够大(C_M2＞＞C_V2)时，KV可以通过以下的算式(11)表示。。 

$K_V=\frac{1}{4\mathrm{\&pi;}\sqrt{L}}\&CenterDot;\frac{1}{{(C_{V1}+C_{M1}+C_P+C_{V2})}^{3/2}}\&CenterDot;[\frac{{\mathrm{dV}}_{V1}}{d{V}_{\mathrm{CNT}}}+\frac{d{C}_{V2}}{d{V}_{\mathrm{CNT}}}]---\left(11\right)$

即，若使CM2的电容值C_M2变大，就能够使KV变大，反之，若使C_M2变小，就能够使KV变小。因此，通过控制C_M2，就能够将KV控制在算式(3)的值与算式(11)的值之间。 

图4是表示实施例2中包括并联电容和串联电容的LC谐振电路整体的总电容值的比率、与谐振电路的总电容(＝C_M1+C_V1+C_V2×C_M2/(C_V2+C_M2)之间的关系。在频率最小fmini与频率最大fmax时，微调电容对总电容值的比率为1.5％/V大致恒定。为此，能够抑制频率转换增益(KV)的变动。 

这样，通过采用包括CV1和CM1的并联电容、以及CV2和CM2 的串联电容的LC谐振电路来构成振荡器，能够实现KV变动少的振荡器。 

此外，在本实施例中，是用控制电压来控制电容组和微调电容的各电容的结构，而不是用开关电路切换某一个微调电容来进行选择使用的结构，因此，也不存在振荡器的相位噪声恶化的问题。 

如以上说明的那样，通过将包括能够随着电容组的电容值的增大，使频率转换增益变大的电容；和能够随着电容组的电容值的增大，使频率转换增益变小的电容的LC谐振电路用于振荡器，能够提供一种频率转换增益KV对电容组的电容值的变动少，频率可变范围宽，并且相位噪声恶化少的振荡器。其结果，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

【实施例3】 

使用图5说明本发明的第3实施例的LC谐振电路。在本实施例的谐振电路中，第1实施例的谐振电路中的CM1、CM2，包括K个(K为正整数)相等个数的可变电容，其各自的电容值利用与CM1和CM2相等的控制电压VTRM1～VTRMK而被设定为大、小2个值。即，优选这样地设定，即：使CM11具有最小的电容值(C_M11)，则CM11～CM1K的电容值分别为C_M11、2×C_M11、4×C_M11...2^K×C_M11的电容值；使CM21具有最小的电容值(C_M21)，则CM21～CM2N的电容值分别为C_M21、2×C_M21、4×C_M21...2^N×C_M21，这样就能够等间隔地将CM1、CM2的电容值梯段地控制为2^K种电容值。图5的LC谐振电路的一端的端子VIN被输入交流信号，另一端的ACGND被交流接地。 

图5的LC谐振电路中电容的总电容值，包括布线等寄生电容CP，可以通过算式(6)表示。图5中的振荡器的KV，通过算式(8)、(9)、(10)而被赋予，KV随着CM1和CM2变大而降低。另一方面，KV2随着CM1和CM2变大而增大。 

虽然KV1随着增大电容组CM1、CM2的电容值而降低，但KV2随着CM1、CM2变大而增大，因此，通过调整CM1、CM2、CV1、 CV2的值，就能够对于CM1、CM2的变动赋予恒定的KV，或者减少KV的变动。 

通过将本实施例的LC谐振电路用于振荡器，能够提供一种频率转换增益KV对电容组的电容值的变动少，频率可变范围宽，并且相位噪声恶化少的振荡器。其结果，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

【实施例4】 

图6表示本发明的第4实施例的LC谐振电路。在本实施例中，第1和第2实施例中的微调电容CV1、CV2，包括半导体的pn结电容411、412。此外，电容组CM1、CM2的各可变电容CM11～CM1K、CM21～CM2K，包括K个固定电容531～53K、541～54K；和分别与这些固定电容串联连接的开关SW11～SW1K、SW21～SW2K，其中，该K个固定电容531～53K、541～54K由在半导体器件中夹着绝缘膜形成在金属层间的MIM电容构成。 

按照本实施例，通过控制施加于pn结电容411、412两端的电压而连续地控制电容值，连续地控制LC谐振电路的谐振频率。而且，能够通过对开关进行开和关，来对电容值进行大、小切换，因此，能够使LC谐振电路的谐振频率梯段地发生变化。作为开关，使用MOS晶体管以获得低的寄生电阻，能够通过以阈值电压为界限切换其栅极·源极间电压来实现可变电容。但是，在这种情况下，由于在MOS晶体管的栅极·源极间电容、MIM电容的金属层和衬底间等存在寄生电容，因此，即便在开关是接通的情况下，电容值也不为零，残留较小的电容，但形成于半导体器件上的MIM电容，品质因数高，设计精度也高，因此，从用于振荡器用LC谐振电路的电容组方面来看是优选的。图6的LC谐振电路的一端的端子VIN被输入交流信号，另一端的ACGND被交流接地。 

在图6中，511、512、521、522为用于阻止直流的电容，611、612、621、622为用于阻止高频的泄漏的电阻。端子VB3被赋予固定的偏压，端子VCONT被赋予控制电压V_CONT。另外，电感器L1、pn 结电容411、pn结电容412、MIM电容、开关、以及其外围元件，可以集成化地形成在相同的半导体器件上。 

通过将本实施例的LC谐振电路用于振荡器，能够提供一种频率转换增益KV对电容组的电容值的变动少，频率可变范围宽的振荡器。其结果，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

【实施例5】 

图7表示本发明的第5实施例的LC谐振电路。在本实施例中，第1、第2和第3实施例中的微调电容CV1、CV2，包括半导体的pn结电容411、412。此外，电容组CM1、CM2的各可变电容711～71K、721～72K，由使用了MOS晶体管的栅极电容的MOS电容构成，通过控制施加于pn结电容的411、412的两端的电压而连续地控制电容值，连续地控制LC谐振电路的谐振频率。而且，通过控制MOS电容CM101～CM10K、CM201～CM20K的栅极与源极·漏极间电压来切换MOS晶体管的累积、转换(inversion)状态，以2值控制电容值，梯段地控制LC谐振电路的谐振频率。图7的LC谐振电路的一端的端子VIN被输入交流信号，另一端的ACGND被交流接地。 

在图7中，511、512、521、522、571、572、551～55K、561～56K为用于阻止直流的电容，611、612、621、622为用于阻止高频的泄漏的电阻。端子VB3被赋予固定的偏压，端子VCONT被赋予控制电压。端子VB2被赋予固定的偏压，端子VTRM11～VTRM1K被赋予控制电压。另外，电感器L1、pn结电容、MOS电容、以及其外围元件，可以集成化地形成在相同的半导体器件上。 

图8表示MOS电容的电容值(C)和该MOS电容的品质因数(Q)的电压依赖性。在图8中，横轴取MOS晶体管的栅极与源极·漏极间的电压VGS，用实线表示电容C，用虚线表示品质因数Q。 

如图8所示，在MOS电容的电压依赖性的MC点，即电容值发生大的变化的转移区域，品质因数下降。而在转换状态的MA点、累积状态的MB点这样电容值的变化小的区域，品质因数比较良好，适宜于用 作第5实施例中的电容组的各补偿电容。而且，形成于半导体器件上的MOS电容，每个单位面积的电容值比MIM电容大，能够缩小LC谐振电路的面积。因此，通过如图7所示那样，用MOS电容711～71K、721～72K构成第5实施例中的电容组的各补偿电容，就能够实现KV变动少、理想的LC谐振电路。 

通过将本实施例的LC谐振电路用于振荡器，能够提供一种频率转换增益KV对电容组的电容值的变动少，频率可变范围宽，并且相位噪声恶化少的振荡器。其结果，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

【实施例6】 

图9表示本发明的第6实施例的LC谐振电路。在本实施例中，第1和第2实施例中的微调电容CV1、CV2，包括使用了MOS晶体管的栅极电容的MOS电容731、732。此外，电容组CM1、CM2的各补偿电容CM11～CM1K、CM21～CM2K，包括K个固定电容531～53K、541～54K；和分别与这些固定电容串联连接的开关SW11～SW1K、SW21～SW2K，其中，该K个固定电容531～53K、541～54K由在半导体器件中夹着绝缘膜形成在金属层间的MIM电容构成。通过控制MOS电容731、732的栅极与源极·漏极间电压来连续地控制电容值，连续地控制LC谐振电路的谐振频率。由于MOS电容的电容值变化率比pn结电容的电容值变化率高，因此，能够通过将其用作微调电容来实现宽的频率可变范围，这是优选的。图9的LC谐振电路的一端的端子VIN被输入交流信号，另一端的ACGND被交流接地。 

在图9中，511、512、521、522为用于阻止直流的电容，611、612、621、622为用于阻止高频的泄漏的电阻。端子VB3被赋予固定的偏压，端子VCONT被赋予控制电压。另外，电感器L1、MOS电容、MIM电容、开关、以及其外围元件，能够集成化地形成在相同的半导体器件上。 

【实施例7】 

图10表示本发明的第7实施例的LC谐振电路。在本实施例中，第1、第2和第3实施例中的微调电容CV1、CV2，由使用了MOS晶体管的栅极电容的MOS电容构成，电容组CM1、CM2的各补偿电容CM11～CM1K、CM21～CM2K也是由使用了MOS晶体管的栅极电容的MOS电容构成。通过控制MOS电容731、732的栅极与源极·漏极间电压而连续地控制电容值，连续地控制LC谐振电路的谐振频率。而且，通过控制MOS电容711～71K、721～72K的栅极与源极·漏极间电压来切换MOS晶体管的累积、转换状态，以2值控制电容值，梯段地控制LC谐振电路的谐振频率。 

形成于导体装置上的MOS电容，每个单位面积的电容值比MIM电容大，能够缩小LC谐振电路的面积。因此，通过如图10所示那样，用MOS电容711～71K、721～72K构成第7实施例中的可变电容，就能够实现理想的LC谐振电路。图10的LC谐振电路的一端的端子VIN被输入交流信号，另一端的ACGND被交流接地。 

在图10中，511、512、521、522、571、572、551～55K、561～56K为用于阻止直流的电容，611、612、621、622为用于阻止高频的泄漏的电阻。端子VB3被赋予固定的偏压，端子VCONT被赋予控制电压。端子VB2被赋予固定的偏压，端子VTRM11～VTRM1K被赋予控制电压V_CONT。另外，电感器L1、MOS电容、以及其外围元件，能够集成化地形成在相同的半导体器件上。 

【实施例8】 

使用图11说明本发明的第8实施例的LC谐振电路。本实施例的LC谐振电路，包括电感器L1；通过互感与L1磁耦合的电感器L2；微调电容CV1、CV2；以及电容组CM1、CM2。构成L2、CV2及CM2串联连接，L1、CV1及CM1并联连接的并联LC谐振电路。CV1、CV2是能够利用控制电压V_CONT连续地控制电容值的微调电容。CM1、CM2分别包括K个(K为正整数)、N个(N为正整数)可变电容，各自的电容值利用控制电压VTRM11～VTRM1K、VTRM21～VTRM2N，被设定为大、小2个值。此时，优选的是这样设定，即：对于CM11～ CM1K的电容值，使CM11具有最小的电容值(C_M11)，则该CM11～CM1K的电容值分别为C_M11、2×C_M11、4×C_M11...2^K×C_M11的电容值，对于CM21～CM2N的电容值，使CM21具有最小的电容值(C_M21)，则该CM21～CM2N的电容值分别为C_M21、2×C_M21、4×C_M21...2^N×C_M21，这样就能够等间隔地将CM1的电容值梯段地控制为2^K种电容值，等间隔地将CM2的电容值梯段地控制为2^N种电容值。图11的LC谐振电路的一端的端子VIN被输入交流信号，另一端的ACGND被交流接地。 

图11的包括L1、L2、CV2、以及CM2的电路，作为可变电感器进行工作。以下使用图12说明其原理。 

图12包括电感器L1、通过互感与L1磁耦合的电感器L2、以及与电感器L2串联连接以构成环路电路的电容CLV。 

在将向电感器L1、L2通电的交流电流分别取为I₁、I₂，电感器L1、L2的电感分别取为L₁₁、L₁₂，电感器L1、L2之间的互感取为M时，施加到电感器L1的两端的交流电压V₁₁，可以通过以下的算式(12)表示。。 

V₁₁＝jωL_i1I1+jωMI2    (12) 

而且，L2与CLV构成环路电路，因此，环绕环路一周的电位为0。即，以下的算式(13)成立。 

$0=\mathrm{j\&omega;}{L}_{i2}I2+\mathrm{j\&omega;MI}1+\frac{I2}{\mathrm{j\&omega;}{C}_{\mathrm{LV}}}---\left(13\right)$

因此，根据算式(13)，流到电感器L2的交流电流I2，可以通过以下的算式(14)表示。 

$I2=\frac{{\mathrm{\&omega;}}^{2}M{C}_{\mathrm{LV}}\&CenterDot;I1}{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{i2}{C}_{\mathrm{LV}}}---\left(14\right)$

根据算式(14)，通过使赋予控制端子VLC的电压、电流或者脉冲发生变化，使电容值C_LV发生变化而使交流电流I2变化。将算式(14)代入算式(12)，可以得到以下的算式(15)。 

$V11=(\mathrm{j\&omega;}{L}_{i1}+\mathrm{j\&omega;M}\frac{{\mathrm{\&omega;}}^{2}M{C}_{\mathrm{LV}}}{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{i2}{C}_{\mathrm{LV}}})\&CenterDot;I1=Z_{\mathrm{eff}}I1---\left(15\right)$

此处，E_eff为端子a、b之间的有效阻抗。因此，有效电感L_eff，如以下的算式(16)所示。 

$L_{\mathrm{eff}}=\mathrm{Im}\left[Z_{\mathrm{eff}}\right]/\mathrm{\&omega;}=L_{i1}+\frac{{\mathrm{\&omega;}}^2{M}^2{C}_{\mathrm{LV}}}{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{i2}{C}_{\mathrm{LV}}}---\left(16\right)$

如算式(16)所示那样，L_eff能够通过使可变电容CLV的电容值C_LV发生变化，即，使交流电流I2发生变化而成为可变。 

图13表示图12的可变电感器的电感L_eff的电容值C_LV依赖性。通过在图13的A点、B点之间使C_LV发生变化，就能够使L_eff随着C_LV增大而增大。 

使用算式(16)，由图11的LC谐振电路中的电感器L1、L2、微调电容CV2、以及电容组CM2构成的可变电感器中的电感器L1的两端间的有效电感L_1eff，可以通过以下的算式(17)表示。 

$L_{\mathrm{eff}}=L_{i1}+\frac{{\mathrm{\&omega;}}^2{M}^2\&CenterDot;\frac{C_{V2}{C}_{M2}}{C_{V2}+C_{M2}}}{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{i2}\&CenterDot;\frac{C_{V2}{C}_{M2}}{C_{V2}+C_{M2}}}---\left(17\right)$

因此，图11的LC谐振电路用作了振荡器的谐振电路时的振荡器的KV，可以使用算式(2)通过以下的算式表示。 

$K_V=\frac{{\mathrm{df}}_{\mathrm{RES}}}{d{V}_{\mathrm{CONT}}}=K_{V1}+K_{V3}---\left(18\right)$

此处，KV1、KV3分别可以通过以下的算式(19)、(20)表示。 

$K_{V1}=\frac{1}{4\mathrm{\&pi;}{L_{1\mathrm{eff}}}^{1/2}}\&CenterDot;\frac{1}{{\left(C_{\mathrm{TOTAL}}\right)}^{3/2}}\&CenterDot;\frac{d{C}_{\mathrm{TOTAL}}}{d{V}_{\mathrm{CONT}}}$

$=\frac{1}{{{4\mathrm{\&pi;L}}_{1\mathrm{eff}}}^{1/2}}\&CenterDot;\frac{1}{{(C_{V1}+C_{M1}+C_P)}^{3/2}}\&CenterDot;\frac{d{C}_{V1}}{d{V}_{\mathrm{CONT}}}---\left(19\right)$

$K_{V3}=\frac{1}{4{{\mathrm{\&pi;L}}_{1\mathrm{eff}}}^{3/2}}\&CenterDot;\frac{1}{{\left(C_{\mathrm{TOTAL}}\right)}^{1/2}}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{dL}}_{1\mathrm{eff}}}{d{V}_{\mathrm{CONT}}}$

$=\frac{1}{{{4\mathrm{\&pi;L}}_{1\mathrm{eff}}}^{3/2}}\&CenterDot;\frac{1}{{\left(C_{\mathrm{TOTAL}}\right)}^{1/2}}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{\&omega;}}^2{M}^2{\left(\frac{C_{M2}}{C_{V2}+C_{M2}}\right)}^2}{{(1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{i2}\&CenterDot;\frac{C_{V2}{C}_{M2}}{C_{V2}+C_{M2}})}^2}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{dC}}_{V2}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{CONT}}}---\left(20\right)$

$=\frac{1}{4\mathrm{\&pi;}}\&CenterDot;\frac{{(L_{1\mathrm{eff}}-L_{i1})}^2}{\sqrt{L_{1\mathrm{eff}}}{M}^2}\&CenterDot;\frac{\sqrt{C_{V1}+C_{M1}+C_P}}{{C_{V2}}^2}\&CenterDot;\frac{{\mathrm{dC}}_{V2}}{{\mathrm{dV}}_{\mathrm{CONT}}}$

KV1随着使CM1变大而减少。而KV3随着使CM1变大而增大，通过利用CM2调整L1eff就能够调整其大小。而且，使用可变电感器进行KV的调整，因此，与使用构成CTOTAL的电容的一部分的第2实施例比较，能够取得更宽的频率可变范围。 

通过将本实施例的LC谐振电路用于振荡器，能够提供一种频率转换增益KV对电容组的电容值的变动少，频率可变范围宽，并且相位噪声恶化少的振荡器。其结果，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

【实施例9】 

使用图14说明本发明的第9实施例的LC谐振电路。本实施例的LC谐振电路，包括电感器L1；通过互感与L1进行了磁耦合的电感器L2；微调电容CV1、CV2；以及电容组CM1、CM2。构成L2、CV2及CM2串联连接，L1、CV1及CM1并联连接的并联LC谐振电路。CV1、CV2是能够利用控制电压V_CONT连续地控制电容值的电容值可变的电容(以下表示为可变电容)。CM1、CM2两者都包括K个(K为正整数)可变电容，各自的电容值使用控制电压VTRM11～VTRM1K被设定为大、小2个值。此时，优选的是这样设定，即：对于CM11～CM1K的电容值，使CM11具有最小的电容值(C_M11)，则该CM11～CM1K的电容值分别为C_M11、2×C_M11、4×C_M11...2^K×C_M11的电容值，而且，对于CM21～CM2N的电容值，使CM21具有最小的电容值(C_M21)，则该CM21～CM2N的电容值分别为C_M21、2×C_M21、4×C_M21...2^K×C_M21，这样 就能够等间隔地将CM1、CM2的电容值梯段地控制为2^K种电容值。图14的LC谐振电路的一端的端子VIN被输入交流信号，另一端的ACGND被交流接地。 

利用图15，说明使用了图14的LC谐振电路的振荡器的动作。图15表示可变电感器LV1的电感的CV2和CM2的串联电容CLV的电容值C_LV依赖性。通过增大电容值C_LV，电感也增大。但是，电感随着频率降低而降低。即，频率随着增大CM1的电容值而降低，因此，L1eff也降低。结果是(L1eff-Li1)也降低，KV3降低，因此，存在KV变动变大的问题。为了避免这种问题，需要将CV2和CM2的串联电容的电容值，与CM1一并进行增减。这样就能够实现将CM2与CM1一并进行增减。即，只需调整为使CM2的电容值随着CM1的增大一并增大，CV2和CM2的串联电容的电容值成为图15的D点、C点、B点、A点，就可以使L1eff不取决于电容组CM1、电容组CM2的电容值而变得恒定，能够抑制KV的变动。进而，通过抑制L1eff随着频率的降低而增大、或者降低，就能够抑制KV的变动。 

通过将本实施例的LC谐振电路用于振荡器，能够提供一种频率转换增益KV对电容组的电容值的变动少，频率可变范围宽，并且相位噪声恶化少的振荡器。其结果，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

【实施例10】 

图16表示本发明的第10实施例的LC谐振电路。在该LC谐振电路中，第8和第9实施例中的微调电容CV1、CV2，包括半导体的pn结电容411、412。此外，电容组CM1、CM2的各补偿电容CM11～CM1K、CM21～CM2K，包括K个固定电容531～53K、541～54K；和分别与这些固定电容串联连接的开关SW11～SW1K、SW21～SW2K，其中，该K个固定电容531～53K、541～54K由在半导体器件中夹着绝缘膜形成在金属层间的MIM电容构成。通过控制施加于pn结电容411、412两端的电压而连续地控制电容值，连续地控制LC谐振电路的谐振频率。 

而且，能够通过对开关进行开和关，来对电容值进行大、小切换，因此，能够使LC谐振电路的谐振频率梯段地发生变化。作为开关，使用MOS晶体管以获得低的寄生电阻，能够通过以阈值电压为限切换其栅极·源极间电压来实现可变电容。但是，在这种情况下，由于在MOS晶体管的栅极·衬底间电容、MIM电容的金属层和衬底间等存在寄生电容，因此，即便在开关是接通的情况下，电容值也不为零，残留小量电容，形成于半导体器件上的MIM电容，品质因数高，设计精度也高，因此，从用于振荡器用LC谐振电路的电容组方面来看是优选的。图16的LC谐振电路的一端的端子VIN被输入交流信号，另一端的ACGND被交流接地。 

在图16中，511、512、521、522为用于阻止直流的电容，611、612、621、622为用于阻止高频的泄漏的电阻。端子VB3被赋予固定的偏压，端子VCONT被赋予控制电压。另外，电感器L1、pn结电容、MIM电容、开关、以及其外围元件，可以集成化地形成在相同的半导体器件上。 

通过将本实施例的LC谐振电路用于振荡器，能够提供一种频率转换增益KV对电容组的电容值的变动少，频率可变范围宽的振荡器。其结果，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

【实施例11】 

图17表示本发明的第11实施例的LC谐振电路。在该LC谐振电路中，第8实施例和第9实施例中的微调电容CV1、CV2，包括半导体的pn结电容411、412。此外，电容组CM1、CM2的各补偿电容711～71K、721～72K，由使用了MOS晶体管的栅极电容的MOS电容构成。通过控制施加于pn结电容的411的两端的电压而连续地控制电容值，连续地控制LC谐振电路的谐振频率。而且，通过控制MOS电容CM101～CM10K、CM201～CM20K的栅极与源极·漏极间电压来切换MOS晶体管的累积、转换状态，以2值控制电容值，梯段地控制LC谐振电路的谐振频率。图17的LC谐振电路的一端的端子VIN被输入交流信号， 另一端的ACGND被交流接地。 

在图17中，511、512、521、522、571、572、551～55K、561～56K为用于阻止直流的电容，611、612、621、622为用于阻止高频的泄漏的电阻。端子VB3被赋予固定的偏压，端子VCONT被赋予控制电压。端子VB2被赋予固定的偏压，端子VTRM11～VTRM1K被赋予控制电压。另外，电感器L1、L2、pn结电容、MOS电容、以及其外围元件，可以集成化地形成在相同的半导体器件上。 

而且，形成于半导体器件上的MOS电容，每个单位面积的电容值比MIM电容大，能够缩小LC谐振电路的面积。因此，通过如图17所示那样，用MOS电容711～71K、721～72K构成第11实施例中的可变电容，就能够实现理想的LC谐振电路。 

【实施例12】 

图18表示本发明的第12实施例的LC谐振电路。在该LC谐振电路中，第8和第9实施例中的微调电容CV1、CV2，包括使用了MOS晶体管的栅极电容的MOS电容731、732。此外，电容组CM1、CM2的各补偿电容CM11～CM1K、CM21～CM2K，包括K个固定电容531～53K、541～54K；和分别与这些固定电容串联连接的开关SW11～SW1K、SW21～SW2K，其中，该K个固定电容531～53K、541～54K由在半导体器件中夹着绝缘膜形成在金属层间的MIM电容构成。通过控制MOS电容731、732的栅极与源极·漏极间电压而连续地控制电容值，连续地控制LC谐振电路的谐振频率。由于MOS电容的电容值变化率比pn结电容的电容值变化率高，因此，通过将其用作微调电容能够实现宽的频率可变范围，是适当的。图18的LC谐振电路的一端的端子VIN被输入交流信号，另一端的ACGND被交流接地。 

在图18中，511、512、521、522为用于阻止直流的电容，611、612、621、622为用于阻止高频的泄漏的电阻。端子VB3被赋予固定的偏压，端子VCONT被赋予控制电压。另外，电感器L1、MOS电容、MIM电容、开关、以及其外围元件，能够集成化地形成在相同的半导体器件上。 

【实施例13】 

图19表示本发明的第13实施例的LC谐振电路。在该LC谐振电路中，第7和第8实施例中的微调电容CV1、CV2，包括使用了MOS晶体管的栅极电容的MOS电容构成。此外，电容组CM1、CM2的各补偿电容CM11～CM1K、CM21～CM2K也还是由使用了MOS晶体管的栅极电容的MOS电容构成。通过控制MOS电容731、732的栅极与源极·漏极间电压而连续地控制电容值，连续地控制LC谐振电路的谐振频率。而且，通过控制MOS电容711～71K、721～72K栅极与源极·漏极间电压来切换MOS晶体管的累积、转换状态，以2值控制电容值，梯段地控制LC谐振电路的谐振频率。形成于半导体器件上的MOS电容，每个单位面积的电容值比MIM电容大，因此，能够缩小LC谐振电路的面积。 

因此，通过如图19所示那样，用MOS电容711～71K、721～72K构成第7实施例中的可变电容，就能够实现理想的LC谐振电路。图19的LC谐振电路的一端的端子VIN被输入交流信号，另一端的ACGND被交流接地。 

在图19中，511、512、521、522、571、572、551～55K、561～56K为用于阻止直流的电容，611、612、621、622为用于阻止高频的泄漏的电阻。端子VB3被赋予固定的偏压，端子VCONT被赋予控制电压。端子VB2被赋予固定的偏压，端子VTRM11～VTRM1K被赋予控制电压。另外，电感器L1、MOS电容、以及其外围元件，能够集成化地形成在相同的半导体器件上。 

【实施例14】 

图20表示本发明的第14实施例的振荡器。本实施例的振荡器，包括LC谐振电路10和负电导生成电路1。LC谐振电路10，包括一端与恒压端子V1连接的电感器L11和L12、电容组CM1、以及电容组CM2，其中，该电容组CM1包括经由PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4而连接着的MOS电容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N为正整数)，该PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、 CAC4分别与上述2个电感器的另一端并联连接；该电容组CM2包括可变电容二极管等可变电容元件CV21和CV22、经由耦合电容CAC5和CAC6而连接着的MOS电容CM211～CM21N和CM221～CM22N。 

CV21和CV22、CAC5和CAC6、以及CM211～CM21N和CM221～CM22N串联连接，CV11和CV12、CM111～CM11N和CM121～CM12N(N为正整数)进行并联连接。端子VB2被赋予固定的偏压，端子VTRM、VTRM1N被赋予控制电压。 

负电导生成电路1，包括差动对的双极性晶体管Q1、Q2；电容CAC1；以及电容CAC2，其中，该差动对的双极性晶体管Q1、Q2，射极为共用的射极，经由恒流源ICS与第2恒压端子V2连接；该电容CAC1的一端与晶体管Q1的集电极连接，另一端与晶体管Q2的基极连接；该电容CAC2的一端与晶体管Q2的集电极连接，另一端与晶体管Q1的基极连接。晶体管Q1和晶体管Q2的集电极，与LC谐振电路10连接，从恒压端子V1、V2供给电源，从端子VB1供给固定的偏压。通过以上的结构能够控制KV的大小，结果是能够抑制KV的变动。 

以下说明图20的振荡器的动作。 

可变电容元件CV11、CV12、CV21、CV22的频率控制端子VCONT被施加频率控制电压V_CONT，由此连续地控制振荡频率。电容组CM1和CM2的频率控制用的端子与公共的控制端子VTRM11～VTRM1N连接，分别施加2值的频率控制电压。由此梯段地控制振荡频率。 

将在图20的振荡器中构成电容组的补偿电容的数目为2(N＝2)的振荡频率的控制特性表示为图21，KV的特性表示为图22。 

如图21所示那样，在控制电压V_CONT的可变范围(V1-V2)中，能够利用补偿电容的最大电容值(C_M1、C_M2)max、最小电容值(C_M1、C_M2)mini，实现频率可变范围ΔFa。该范围ΔFa，相对于图46所示的控制电压V_CONT的可变范围(V1-V2)的频率可变范围ΔFc要小一些。 

接着，图22表示图20所示的振荡器的控制电压V_CONT与频率转换增益(KV)的关系。如图22所示那样，在控制电压V_CONT的可变范围(V1-V2)中，对于补偿电容的最大电容值(C_M1、C_M2)max、最 小电容值(C_M1、C_M2)mini，频率转换增益(KV)变动ΔKVA。该ΔKVA相对于图47所示的ΔKVC为非常小的变动幅度。 

这是由于以下的缘故，即：在本实施例的振荡器中，随着使电容组CM1的电容值增大，微调电容CV11、CV12的电容值占总电容的比率降低，但随着使电容组CM2的电容值增加，CV21、CV22和CM2的串联电容的电容值变大。 

为此，与以往的振荡器相比，虽然频率可变范围ΔFA变小稍许，但能够抑制KV的变动ΔKVA。即，在本实施例的振荡器中，能够使KV的变动变小，或者使KV变得稳定。其结果，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

本实施例的振荡器，例如，对于用于为了适应多频带而需要3.2GHz～4.3GHz的宽频率范围的WCDMA用RFIC的频率合成器等，能够提供非常实用的振荡器。 

【实施例15】 

图23表示本发明的第15实施例的振荡器。本实施例的振荡器，包括LC谐振电路10和负电导生成电路1。LC谐振电路10，包括一端与恒压端子V1连接的电感器L11和L12、电容组CM1、以及电容组CM2，其中，该电容组CM1包括经由PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4而连接着的MOS电容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N为正整数)，该PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4分别与上述2个电感器的另一端并联连接；该电容组CM2包括分别通过互感M与电感器L11、L12磁耦合的电感器L21和电感器L22；分别与电感器L21和电感器L22的一端串联连接的PN结电容CV21和CV22；以及经由分别与电感器L21和电感器L22的另一端串联连接的耦合电容CAC5和CAC6而连接着的MOS电容CM211～CM21N和CM221～CM22N。端子VB2被赋予固定的偏压，端子VTRM、VTRM1N被赋予控制电压。 

负电导生成电路1，包括差动对的双极性晶体管Q1、Q2；电容 CAC1；以及电容CAC2，其中，该差动对的双极性晶体管Q1、Q2，射极为共用的射极，经由恒流源ICS与第2恒压端子V2连接；该电容CAC1的一端与晶体管Q1的集电极连接，另一端与晶体管Q2的基极连接；该电容CAC2的一端与晶体管Q2的集电极连接，另一端与晶体管Q1的基极连接。晶体管Q1和晶体管Q2的集电极，与LC谐振电路10连接，从恒压端子V1、V2供给电源，从端子VB1供给固定的偏压。通过以上的结构能够控制KV的大小，结果是能够抑制KV的变动。 

以下说明图23的振荡器的动作。 

可变电容元件CV11、CV12、CV21、CV22的频率控制端子VCONT被施加频率控制电压，由此连续地控制振荡频率。电容组CM1和CM2的频率控制用的端子与公共的控制端子VTRM11～VTRM1N连接，分别施加2值的频率控制电压。由此梯段地控制振荡频率。 

在本实施例的振荡器中，随着使电容组CM1的电容值增大，微调电容CV11、CV12的电容值占总电容的比率降低，但随着使电容组CM2的电容值增加，CV21、CV22和CM2的串联电容的电容值变大，包括L11、L12、L21、L22、CV21、CV22、CM2的可变电感器的电感对V_CONT 的变化率变大。因此，与以往的图45所示的振荡器的KV相比，能够使KV的变动变小，或者使KV变得稳定。其结果，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

将在图23的振荡器中构成电容组的补偿电容的数目为2(N＝2)的振荡频率的控制特性表示为图24，KV的特性表示为图25。与图45的以往的振荡器比较，能够抑制KV的变动。而且，通过采用图23的结构，与图20的结构相比，由于是使电感变化的方法，因此，不需要为了抑制KV变动而在谐振电路追加额外的电容。因此，在控制电压V_CONT的可变范围(V1-V2)中，能够不使频率可变范围ΔfB变窄地抑制KV的变动ΔKVB。 

【实施例16】 

图26是表示作为本发明的实施例16，将实施例15的振荡器构成在 半导体衬底上的半导体器件的例子的图。在图26中，A部分表示该B部分的B-B剖面，B部分表示该部分的A-A剖面。电感器L11、L12，在形成于半导体衬底21上的绝缘层22中，由中点与电压端子V1连接的1卷电感器构成，电感器L21、L22在该绝缘层中由1卷电感器构成。L21、L22如图26所示那样邻接配置在电感器L11、L12的内侧和外侧。由此，由对电感器L11、L12、L21、L22进行交流电流通电所感应的交流磁通量发生交链，在电感器L11与电感器L21、L22，以及电感器L12与电感器L21、L22之间互感M进行动作。 

图26中的a、b点，相当于图23(后述的图28、图30、图32也同样)的a、b点，连接负电导生成电路(NCG)，微调电容CV11、电容组CM11和微调电容CV12、电容组CM12。图26中的c和d点，相当于图23(后述的图28、图30、图32也同样)的e和f点，连接电容组CM21和CM22。接近图26的电压端子V1的电感器L21、L22的一部分，没有对剖面进行图示，实际上是形成在高度不同的绝缘层以使在交叉部不发生接触。 

对于图26的形状，电感器L11、L12也可以是2卷以上的螺旋电感器。在为1卷时，通过使布线变粗，能够降低由金属构成的电感器的电阻，提高品质因数。在使用了2卷以上的螺旋电感器时，在构成螺旋电感器的多卷电感器之间互感增加，能够使电感变大，提高品质因数。电感器L21、L22也一样既可以是1卷的电感器，或者也可以是2卷以上的螺旋电感器。 

在为1卷时，通过使布线变粗，能够降低由金属构成的电感器的电阻，提高品质因数。在使用了2卷以上的螺旋电感器时，在构成螺旋电感器的多卷电感器之间互感增加，能够使电感变大，提高品质因数。而且，能够使电感器L11与电感器L21、L22之间，和电感器L12与电感器L21、L22之间的互感变大，使有效电感L_eff的变化量变大。 

【实施例17】 

图27表示本发明的第17实施例的振荡器。本实施例与图20所示的第14实施例同样为使用了LC谐振电路10和负电导生成电路1的振 荡器的一例，但代替双极性晶体管而使用MOS晶体管。 

本实施例的振荡器包括LC谐振电路10和负电导生成电路1。LC谐振电路10，包括一端与恒压端子V1连接的电感器L11和L12、电容组CM1、以及电容组CM2，其中，该电容组CM1包括经由PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4而连接着的MOS电容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N为正整数)，该PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4分别与上述电感器的另一端并联连接；该电容组CM2包括可变电容二极管等可变电容元件CV21和CV22、经由耦合电容CAC5和CAC6而连接着的MOS电容CM211～CM21N和CM221～CM22N。CV21和CV22、CAC5和CAC6、以及CM211～CM21N和CM221～CM22N串联连接，CV11和CV12、CM111～CM11N和CM121～CM12N(N为正整数)进行并联连接。端子VB2被赋予固定的偏压，端子VTRM、VTRM1N被赋予控制电压。 

负电导生成电路1，具有源极共用，经由恒流源ICSM与第2恒压端子V2连接的差动对的NMOS晶体管NM1、NM2。晶体管NM1的栅极与晶体管NM2的漏极连接，晶体管NM2的栅极与晶体管NM1的漏极连接。晶体管NM1和晶体管NM2的漏极，与谐振电路10连接，从恒压端子V1、V2向电路1供给电源。通过以上的结构能够控制KV的大小，结果是能够抑制KV的变动。进而，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

图27的振荡器，与图20的使用了双极性晶体管的振荡器相比，由于使用了MOS晶体管，例如，相对于图20的振荡器的工作所需要的电源电压为3V，在MOS晶体管的阈值电压Vth为0.4V的情况下，能够将电源电压降低至大约2.5V。 

【实施例18】 

图28表示本发明的第18实施例的振荡器。本实施例与图23所示的第15实施例同样为使用了LC谐振电路10和负电导生成电路1的振荡器的一例，但代替双极性晶体管而使用MOS晶体管。 

本实施例的振荡器，包括LC谐振电路10和负电导生成电路1。LC谐振电路10，包括一端与恒压端子V1连接的电感器L11和L12、电容组CM1、以及电容组CM2，其中，该电容组CM1包括经由PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4而连接着的MOS电容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N为正整数)，该PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4分别与上述2个电感器的另一端并联连接；该电容组CM2包括分别通过互感M与电感器L11、L12磁耦合的电感器L21和电感器L22；分别与电感器L21和电感器L22的一端串联连接的PN结电容CV21和CV22；以及经由分别与电感器L21和电感器L22的另一端串联连接的耦合电容CAC5和CAC6而连接着的MOS电容CM211～CM21N和CM221～CM22N。端子VB2被赋予固定的偏压，端子VTRM、VTRM1N被赋予控制电压。 

负电导生成电路1，具有源极共用，经由恒流源ICSM与笫2恒压端子V2连接的差动对的NMOS晶体管NM1、NM2。晶体管NM1的栅极与晶体管NM2的漏极连接，晶体管NM2的栅极与晶体管NM1的漏极连接。晶体管NM1和晶体管NM2的漏极，与谐振电路10连接，从恒压端子V1、V2向电路1供给电源，通过以上的结构能够控制KV的大小，结果是能够抑制KV的变动。进而，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

图28的振荡器，与图23的使用了双极性晶体管的振荡器相比，由于使用了MOS晶体管，例如，相对于图20的振荡器的工作所需要的电源电压为3V，在MOS晶体管的阈值电压Vth为0.4V的情况下，能够将电源电压降低至大约2.5V。 

【实施例19】 

图29表示本发明的第19实施例的振荡器。本实施例与图27所示的第17实施例同样为使用了LC谐振电路10和负电导生成电路1的振荡器的一例，但在本实施例中，不仅使用了NMOS晶体管，还使用了PMOS晶体管。 

本实施例的振荡器，包括LC谐振电路10和负电导生成电路1。LC谐振电路10，包括一端相互连接的电感器L11和L12、电容组CM1、以及电容组CM2，其中，该电容组CM1包括经由PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4而连接着的MOS电容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N为正整数)，该PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4分别与上述2个电感器的另一端并联连接；该电容组CM2包括可变电容二极管等可变电容元件CV21和CV22、经由耦合电容CAC5和CAC6而连接着的MOS电容CM211～CM21N和CM221～CM22N。CV21和CV22、CAC5和CAC6、以及CM211～CM21N和CM221～CM22N串联连接，CV11和CV12、CM111～CM11N和CM121～CM12N(N为正整数)进行并联连接。端子VB2被赋予固定的偏压，端子VTRM、VTRM1N被赋予控制电压。 

负电导生成电路1，具有源极共用，经由恒流源ICSM与第2恒压端子V2连接的差动对的NMOS晶体管NM1、NM2；和源极共用、与第1恒压端子V1进行了连接的差动对的PMOS晶体管PM1、PM2。晶体管NM1的栅极与晶体管NM2的漏极连接，晶体管NM2的栅极与晶体管NM1的漏极连接。晶体管PM1的栅极与晶体管PM2的漏极连接，晶体管PM2的栅极与晶体管PM1的漏极连接。晶体管NM1的漏极与晶体管PM1的漏极连接，晶体管NM2的漏极与晶体管PM2的漏极连接，分别与谐振电路10连接。从恒压端子V1、V2供给电源。通过以上的结构能够控制KV的大小，结果是能够抑制KV的变动。进而，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

图29的振荡器，与图27的仅使用了NMOS晶体管的振荡器相比，由于使用了NMOS晶体管和PMOS晶体管，能够使负电导生成电路生成的负电导变大，因此，能够使消耗电流变小。 

【实施例20】 

图30表示本发明的第20实施例的振荡器。本实施例与图28所示的第18实施例同样为使用了LC谐振电路10和负电导生成电路1的振 荡器的一例，但在本实施例中，不仅使用了NMOS晶体管，还使用了PMOS晶体管。 

本实施例的振荡器，包括LC谐振电路10和负电导生成电路1。LC谐振电路10，包括一端相互连接的电感器L11和L12、电容组CM1、以及电容组CM2，其中，该电容组CM1包括经由PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4而连接着的MOS电容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N为正整数)，该PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4分别与上述2个电感器的另一端并联连接；该电容组CM2包括分别通过互感M与电感器L11、L12磁耦合的电感器L21和电感器L22；分别与电感器L21和电感器L22的一端串联连接的PN结电容CV21和CV22；以及经由分别与电感器L21和电感器L22的另一端串联连接的耦合电容CAC5和CAC6而连接着的MOS电容CM211～CM21N和CM221～CM22N。端子VB2被赋予固定的偏压，端子VTRM、VTRM1N被赋予控制电压。 

负电导生成电路1，具有源极共用、经由恒流源ICSM与第2恒压端子V2连接的差动对的NMOS晶体管NM1、NM2；和源极共用、与第1恒压端子V1进行了连接的差动对的PMOS晶体管PM1、PM2。晶体管NM1的栅极与晶体管NM2的漏极连接，晶体管NM2的栅极与晶体管NM1的漏极连接。晶体管PM1的栅极与晶体管PM2的漏极连接，晶体管PM2的栅极与晶体管PM1的漏极连接。晶体管NM1的漏极与晶体管PM1的漏极连接，晶体管NM2的漏极与晶体管PM2的漏极连接，分别与谐振电路10连接。从恒压端子V1、V2供给电源。 

另外，将本实施例的振荡器构成在半导体衬底上的半导体器件的结构，如图26所示的图那样。其中，电感器L11、L12没有连接电压端子，因此，图26的电压端子V1可以是开路的。 

通过以上的结构，本实施例的振荡器能够控制KV的大小，结果是能够抑制KV的变动。进而，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

图30的振荡器，与图28的仅使用了NMOS晶体管的振荡器相比， 由于使用了NMOS晶体管和PMOS晶体管，能够使负电导生成电路生成的负电导变大，因此，能够使消耗电流变小。 

【实施例21】 

图31表示本发明的第21实施例的振荡器。本实施例与图29所示的第19实施例同样为使用了LC谐振电路10和负电导生成电路1的振荡器的一例，但代替NOMS晶体管而使用双极性晶体管。 

本实施例的振荡器，包括LC谐振电路10和负电导生成电路1。LC谐振电路10，包括一端相互连接的电感器L11和L12、电容组CM1、以及电容组CM2，其中，该电容组CM1包括经由PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4而连接着的MOS电容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N为正整数)，该PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4分别与上述2个电感器的另一端并联连接；该电容组CM2包括可变电容二极管等可变电容元件CV21和CV22、经由耦合电容CAC5和CAC6而连接着的MOS电容CM211～CM21N和CM221～CM22N。CV21和CV22、CAC5和CAC6、以及CM211～CM21N和CM221～CM22N进行串联连接，CV11和CV12、CM111～CM11N和CM121～CM12N(N为正整数)进行并联连接。端子VB2被赋予固定的偏压，端子VTRM、VTRM1N被赋予控制电压。 

负电导生成电路1，具有差动对的双极性晶体管Q1、Q2；电容CAC1、电容CAC2、以及差动对的PMOS晶体管PM1、PM2，其中，该差动对的双极性晶体管Q1、Q2，其射极共用，经由恒流源ICS与第2恒压端子V2连接；该电容CAC1的一端与晶体管Q1的集电极连接，另一端与晶体管Q2的基极连接；该电容CAC2的一端与晶体管Q2的集电极连接，另一端与晶体管Q1的基极连接；该差动对的PMOS晶体管PM1、PM2，其源极共用，与第1恒压端子V1进行了连接。晶体管Q1的集电极与晶体管PM1的漏极连接，晶体管Q2的集电极与晶体管PM2的漏极连接，分别与谐振电路10连接。从恒压端子V1、V2供给电源。通过以上的结构能够控制KV的大小，结果是能够抑制KV的变动。 

图31的振荡器，与图29的使用了NMOS晶体管和PMOS晶体管的振荡器相比，由于代替NMOS晶体管而使用了双极性晶体管，能够使负电导生成电路生成的负电导变大，因此，能够使消耗电流变小。其结果，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

按照本实施例，能够提供一种抑制KV的变动，频率可变范围宽，并且相位噪声恶化少的振荡器。 

【实施例22】 

图32表示本发明的第22实施例的振荡器。本实施例与图30所示的第20实施例同样为使用了LC谐振电路10和负电导生成电路1的振荡器的一例，但代替NOMS晶体管而使用双极性晶体管。 

本实施例的振荡器，包括LC谐振电路10和负电导生成电路1。LC谐振电路10，包括一端相互连接的电感器L11和L12、电容组CM1、以及电容组CM2，其中，该电容组CM1包括经由PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4而连接着的MOS电容CM111～CM11N和CM121～CM12N(N为正整数)，该PN结电容CV11、CV12和耦合电容CAC3、CAC4分别与上述2个电感器的另一端并联连接；该电容组CM2包括分别通过互感M与电感器L11、L12磁耦合的电感器L21和电感器L22；分别与电感器L21和电感器L22的一端串联连接的PN结电容CV21和CV22；以及经由分别与电感器L21和电感器L22的另一端串联连接的耦合电容CAC5和CAC6而连接着的MOS电容CM211～CM21N和CM221～CM22N。端子VB2被赋予固定的偏压，端子VTRM、VTRM1N被赋予控制电压。 

负电导生成电路1，具有差动对的双极性晶体管Q1、Q2；电容CAC1、电容CAC2、以及差动对的PMOS晶体管PM1、PM2，其中，该差动对的双极性晶体管Q1、Q2，其射极共用，经由恒流源ICS与第2恒压端子V2连接；该电容CAC1的一端与晶体管Q1的集电极连接，另一端与晶体管Q2的基极连接；该电容CAC2的一端与晶体管Q2的集电极连接，另一端与晶体管Q1的基极连接；该差动对的PMOS晶体 管PM1、PM2，其源极共用，与第1恒压端子V1进行了连接。晶体管Q1的集电极与晶体管PM1的漏极连接，晶体管Q2的集电极与晶体管PM2的漏极连接，分别与谐振电路10连接。从恒压端子V1、V2供给电源。 

另外，将本实施例的振荡器构成于半导体衬底上的半导体器件的结构，如图26所示的图那样。其中，电感器L11、L12没有连接电压端子，因此，图26的电压端子V1也可以是开路的。 

通过以上的结构，本实施例的振荡器能够控制KV的大小。 

图32的振荡器，与图30的使用了NMOS晶体管和PMOS晶体管的振荡器相比，由于代替NMOS晶体管而使用了双极性晶体管，能够使负电导生成电路生成的负电导变大，因此，能够使消耗电流变小。 

按照本实施例，能够提供一种抑制KV的变动，频率可变范围宽，并且相位噪声恶化少的振荡器。其结果，在电荷泵式PLL电路中使用了振荡器时，能够抑制电荷泵电流的增大，并能够降低PLL电路整体的消耗电流。 

【实施例23】 

图33表示作为本发明的第23实施例，包括第14～第22实施例中的任一者的振荡器的信息设备。本实施例的信息设备，为高速串行传输系统。该系统包括对多个低速的信号进行多路复用，输出串行的高速信号的发射机；和接收所发送的串行的高速信号将其进行分离，输出由分离所获得的多个低速信号的接收机。 

发射机，包括输入多个低速信号，输出串行的高速信号的多路复用部(MUX)，和对串行的高速信号进行放大，驱动传输线208的驱动装置(DRV)207。接收机，包括对经由传输线208发送的高速信号进行放大的放大器212、和将高速信号分离成多个低速信号将其进行输出的多路分离部(DEMUX)215。 

多路复用部202，包括将输入端子201的多个低速信号多路复用为串行的高速信号的MUX(Multiplexer)核(MUX CR)203、时钟控制电路(CLK CONT)206、以及生成MUX核203的基准信号的本发明的 振荡器205。 

多路分离部215，包括将串行的高速信号分离成多个低速信号，将其输出至端子217的DEMUX(Demultiplexer)核(DEMUX CR)216；时钟控制电路214；以及生成DEMUX核216的基准信号的本发明的振荡器213。 

即，作为振荡器205、213，通过使用第14实施例～第22实施例中任一者的振荡器，能够使振荡器205、213的振荡频率可变范围变宽，并且使频率转换增益KV的变动变小。为此，能够允许的元件离差的范围变大，可以提高成品率，降低高速串行传输系统的制造成本。而且，由于是KV变动小的振荡器，因此，能够使由时钟控制电路(CLK CONT)206、214和振荡器205、213构成的锁相环(PLL)的环路增益的变动变小，使环路增益变动的补偿所需要的电路的消耗电流变小，使高速串行传输系统的消耗电流变小。 

【实施例24】 

图34表示作为本发明的第24实施例，包括第14实施例～第22实施例中的任一者的振荡器的信息设备。本实施例的信息设备，为外差(heterodyne)形式的无线收发机。在图34中，由天线301接收到的接收信号，在放大电路302中被放大后输入混频器303。通过将由振荡器控制电路(SVNC_CONT)304控制的本发明的振荡器305输出的局部振荡信号，取为混频器303的输入信号中的一者，在混频器303的输出中，接收信号的传输频率下降，可以获得中频(IF：Intermediate Frequency)的接收信号。IF接收信号，在由带通滤波器306衰减无用频率成分后，在IF放大电路307中被放大，由解调电路(DEMOD)308作为基带信号取出。基带信号被发送至外部的基带电路(未图示)。另外，控制信号从基带电路赋予振荡器控制电路304。 

通过将第14实施例～第22实施例中任一者的振荡器用于振荡器305，能够使振荡器305的振荡频率可变范围变宽，并且使频率转换增益KV的变动变小。为此，能够允许的元件离差的范围变大，可以提高成品率，而且能够适应多个应用程序、通信方式，由此能够降低 外差形式的无线收发机的制造成本。此外，由于是KV变动小的振荡器，因此，能够使由振荡器控制电路(SVNC_CONT)304和振荡器305构成的锁相环(PLL)的环路增益的变动变小，使环路增益变动的补偿所需要的电路的消耗电流变小，能够使外差形式的无线收发机的消耗电流变小。 

【实施例25】 

图35表示作为本发明的第25实施例，包括第14实施例～第22实施例中的任一者的振荡器的信息设备。本实施例的信息设备，为直接转换(direct conversion)形式的无线接收机。由天线301接收到的接收信号，在放大电路302中被放大，输入2个混频器303a、303b。由振荡器控制电路(SVNC_CONT)304控制的本发明的振荡器305输出的局部振荡信号被分为2支，被添加90°(π/2)的相位差后分别被输入混频器303a、303b。在放大电路302中被放大的接收信号，在2个混频器303a、303b的输出中其载波频率下降至零频率，在由带通滤波器306a、306b衰减了无用频率成分后，在放大电路307a、307b中被放大。由解调电路308从2个放大电路307a、307b的输出信号中取出基带信号。基带信号被发送至外部的基带电路(未图示)。另外，控制信号从基带电路赋予振荡器控制电路304。 

通过将第14实施例～第22实施例中任一者的振荡器用于振荡器305，能够使振荡器305的振荡频率可变范围变宽，并且使频率转换增益KV的变动变小。为此，能够允许的元件离差的范围变大，可以提高成品率，而且能够适应多个应用程序、通信方式，由此可以降低直接转换形式的无线接收机的制造成本。此外，由于是KV变动小的振荡器，因此，能够使由振荡器控制电路(SVNC_CONT)304和振荡器305构成的锁相环(PLL)的环路增益的变动变小，使环路增益变动的补偿所需要的电路的消耗电流变小，使直接转换形式的无线接收机的消耗电流变小。 

【实施例26】 

图36表示作为第26实施例，包括本发明的第14实施例～第22实 施例中的任一者的振荡器的信息设备。本实施例的信息设备，为直接转换(direct conversion)形式的无线收发机。346表示RF-IC。在接收时，由天线301进行接收，通过了开关309(SW)的接收信号，由带通滤波器330衰减了无用频率成分后，在低噪声放大电路302中被放大，输入2个混频器303a、303b。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器305输出的RF(Radio Frequency)局部振荡信号被分为2支，被添加90°(π/2)的相位差后分别被输入混频器303a、303b。在2个混频器303a、303b的输出中载波频率下降至零频率，由低通滤波器351a、351b衰减了无用频率成分后，在自动增益控制放大电路314a、314b中被放大。自动增益控制放大电路314a、314b的输出，被传送至基带电路(BBLK)316，在解调电路308中作为接收基带信号取出。 

在发送时，基带电路316输出的发送基带信号，由调制电路(MOD)315进行调制，被分离成相差90°相位的2个信号。被分离的2个信号，在自动增益控制放大电路314c、314d中被放大，由低通滤波器351c、351d衰减了无用频率成分后，分别被输入混频器303c、303d。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器305输出的RF(Radio Frequency)局部振荡信号被分为2支，被添加90°(π/2)的相位差后分别被输入混频器303c、303d。2个混频器303c、303d的输出在加法电路352中相加后成为RF正交调制信号。RF正交调制信号，在自动增益控制放大电路314e中被放大，由带通滤波器333衰减了无用频率成分后，在高输出放大器310中被放大，经由开关309(SW)被传送至天线，然后被发送。 

通过将第14实施例～第22实施例中任一者的振荡器用于振荡器305，能够使振荡器的振荡频率可变范围变宽，并且使频率转换增益KV的变动变小。为此，能够允许的元件离差的范围变大，可以提高成品率，而且能够适应多个应用程序、通信方式，由此可以降低直接转换形式的无线收发机的制造成本。此外，由于是KV变动小的振荡器，因此，能够使由振荡器控制电路(SVNC_CONT)304和振荡器305构成的锁相环(PLL)的环路增益的变动变小，使环路增益变动的补偿所需要的电路的消耗电流变小，使直接转换形式的无线收发机 的消耗电流变小。 

而且，振荡器305采用了适宜于集成化的本发明的LC谐振电路。因此，在图36中，从低噪声放大电路302到自动增益控制放大电路314a、314b的接收侧、从自动增益控制放大电路314c、314d到自动增益控制放大电路314e的发送侧、以及振荡器控制电路304和振荡器305的收发电路，能够容易地构成为形成在相同的半导体衬底上的半导体器件、即RF-IC(Radio Frequency Integrated Circuit)。进而，振荡器305，振荡频率可变范围宽，而且相位噪声少。因此，上述RF-IC，优选适用于例如以一台信息设备应对使用多个频带的多种通信方式的多频带·多模式无线收发机。 

【实施例27】 

图37表示作为第27实施例，包括本发明的第14～第22实施例中的任一者的振荡器的信息设备。本实施例的信息设备，为直接转换形式的无线收发机。在接收时，由天线301进行接收，通过了开关309的接收信号，由带通滤波器330衰减了无用频率成分后，在低噪声放大电路302中被放大，之后输入2个混频器303a、303b。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器305输出的局部振荡信号被分为2支，被添加90°(π/2)的相位差后分别被输入混频器303a、303b。在2个混频器303a、303b的输出中载波频率下降至零频率，由低通滤波器351a、351b衰减了无用频率成分后，在自动增益控制放大电路314a、314b中被放大。自动增益控制放大电路314a、314b的输出，被传送至基带电路(BBLK)316，在解调电路308中作为接收基带信号取出。 

在发送时，发送基带电路316输出的基带信号，使用调制电路315进行调制，被分离成相差90°相位的2个信号。被分离的2个信号，分别被输入混频器303g、303h。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器317输出的IF(Intermediate Frequency)局部振荡信号被分为2支，被添加90°(π/2)的相位差后分别被输入混频器303g、303h。2个混频器303g、303h的输出，在加法电路352中相加后成为IF正交调制信号。IF正交调制信号，在相位比较器(PD)320中与混频器335的输出信号 比较相位。相位比较器320的输出信号，通过环路滤波器319输入本发明的发送用振荡器318的频率控制端子。向混频器335输入振荡器318的输出信号和振荡器305的RF局部振荡信号，混频器335的输出信号，如上述那样输入相位比较器320。结果是从振荡器318输出RF正交调制信号。RF正交调制信号，在高输出放大器310中被放大，由带通滤波器334衰减了无用频率成分后，经由开关309被传送至天线，然后被发送。 

通过将第14实施例～第22实施例中任一者的振荡器用作振荡器305、317、318，能够使振荡器的振荡频率可变范围变宽，并且使频率转换增益KV的变动变小。为此，能够允许的元件离差的范围变大，可以提高成品率，而且能够适应多个应用程序、通信方式，由此可以降低直接转换形式的无线收发机的制造成本。此外，由于是KV变动小的振荡器，因此，能够使由振荡器控制电路(SVNC_CONT)304和振荡器305、317构成的锁相环(PLL)的环路增益的变动变小，使环路增益变动的补偿所需要的电路的消耗电流变小，能够使直接转换形式的无线收发机的消耗电流变小。 

而且，振荡器305、317、318采用了适宜于集成化的本发明的LC谐振电路。因此，在图37中，从低噪声放大电路302到自动增益控制放大电路314a、314b的接收方、从混频器303g、303h到振荡器318的除去环路滤波器319的发送方、以及振荡器控制电路304和振荡器305、317、318的收发电路，能够容易地构成为形成于相同的半导体衬底上的半导体器件、即RF-IC。进而，振荡器305、317、318，振荡频率可变范围宽，而且相位噪声少。因此，上述RF-IC，优选适用于例如以一台信息设备应对使用多个频带的多种通信规格的多频带·多模式无线收发机。 

【实施例28】 

图38表示作为第28实施例，包括本发明的第14～第22实施例中的任一者的振荡器的信息设备。本实施例的信息设备，为外差形式的无线收发机。在接收时，由天线301进行接收，通过了开关309(SW)的接收信号，由带通滤波器330衰减了无用频率成分后，在低噪声放大电 路302中被放大，输入混频器303i。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器305输出的RF(Radio Frequency)局部振荡信号被输入混频器303i。在混频器303i的输出中接收信号的载波频率下降，可以获得中频的接收信号。混频器303i的输出信号，由带通滤波器335衰减了无用频率成分，在自动增益控制放大电路314中被放大后，输入2个混频器303e、303f。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器317输出的IF局部振荡信号被分为2支，被添加90°(π/2)的相位差后分别被输入混频器303e、303f。2个混频器303e、303f的输出，被传送至基带电路(BBLK)316，在解调电路308中作为接收基带信号取出。 

在发送时，基带电路316输出的发送基带信号，由调制电路(MOD)315进行调制，被分离成相差90°相位的2个信号。所分离的2个信号，分别被输入混频器303g、303h。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器317输出的IF局部振荡信号被分为支2，被添加90°(π/2)的相位差后分别被输入混频器303g、303h。2个混频器303g、303h的输出在加法电路352中相加后成为IF正交调制信号。IF正交调制信号，在自动增益控制放大电路314c中被放大，由带通滤波器336衰减了无用频率成分后，输入混频器303j。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器305输出的RF局部振荡信号，被输入混频器303j。混频器303j的输出，在自动增益控制放大电路314c中被放大，由带通滤波器333衰减了无用频率成分后，在高输出放大器310中被放大，经由开关309(SW)被传送至天线，然后被发送。 

通过将第14实施例～第22实施例中任一者的振荡器用于振荡器305、317，能够使振荡器的振荡频率可变范围变宽，并且使频率转换增益KV的变动变小。为此，能够允许的元件离差的范围变大，可以提高成品率，而且能够适应多个应用程序、通信方式，由此可以降低外差形式的无线收发机的制造成本。此外，由于是KV变动小的振荡器，因此，能够使由振荡器控制电路(SVNC_CONT)304和振荡器305、317构成的锁相环(PLL)的环路增益的变动变小，使环路增益变动的补偿所需要的电路的消耗电流变小，能够使直接转换形式的无 线收发机的消耗电流变小。 

而且，振荡器305、317采用了适宜于集成化的本发明的LC谐振电路。因此，在图38中，从低噪声放大电路302到混频器303e、303f的除去带通滤波器335的接收侧、从混频器303g、303h到自动增益控制放大电路314e的除去带通滤波器336的发送侧、以及振荡器控制电路304和振荡器305、317的收发电路，能够容易地构成为形成于相同的半导体衬底上的半导体器件、即RF-IC(Radio FrequencyIntegrated Circuit)。进而，振荡器305、317，振荡频率可变范围宽，而且相位噪声少。因此，上述RF-IC，优选适用于例如以一台信息设备应对使用多个频带的多种通信方式的多频带·多模式无线收发机。 

【实施例29】 

图39表示作为第29实施例，包括本发明的第14实施例～第22实施例中的任一者的振荡器的信息设备。本实施例的信息设备，为脉冲雷达形式的无线雷达收发机。在发送时，本发明的振荡器318的输出信号，在ON/OFF调制器(ON/OFF MOD)321中被调制，经由开关309(SW)传送至天线301，该ON/OFF调制器(ON/OFF MOD)321利用锯齿波发生器(SLWG)324的输出进行开和关。 

在接收时，由天线301进行接收，通过了开关309的接收信号，在低噪声放大电路302中被放大，在检波器(WDT)322中进行检波。被检波的信号，在视频放大器323中被放大，显示在显示装置(MNT)325的画面上。 

通过将第14实施例～第22实施例中任一者的振荡器用于振荡器326，能够使振荡器的振荡频率可变范围变宽，并且使频率转换增益KV的变动变小。为此，能够允许的元件离差的范围变大，能够提高成品率，由此能够降低脉冲雷达形式的无线雷达收发机的制造成本。此外，由于是KV变动小的振荡器，因此，能够使由振荡器控制电路(SVNC_CONT)304和振荡器318构成的锁相环(PLL)的环路增益的变动变小，使环路增益变动的补偿所需要的电路的消耗电流变小，能够使直接转换形式的无线收发机的消耗电流变小。 

【实施例30】 

使用图40说明本发明的第30实施例的振荡器。本实施例的振荡器包括LC谐振电路10和负电导生成电路1。LC谐振电路10，由第1～第13实施例所述的任一者的LC谐振电路构成。 

在本实施例中，振荡频率通过LC谐振电路10的谐振频率被大致确定。而且，由负电导生成电路1填补起因于LC谐振电路10具有的寄生电阻成分的能量损耗，这样振荡器的输出信号的功率大致确定，基于该负电导发生电路1发生的负电导，振荡的稳定性大致确定。通过这些动作，振荡器获得振荡输出。通过将第1实施例～第13实施例所述的任一者的LC谐振电路用于LC谐振电路10，能够抑制KV的变动。 

【实施例31】 

使用图41说明本发明的第31实施例的振荡器。本实施例的振荡器，构成为广为人知的考毕兹(colpitts)振荡器。在本实施例中，具有L1、C11、以及C12的LC谐振电路10，包括第1实施例～第13实施例所述的任一者的LC谐振电路。即，包括双极性晶体管Q3、电容C11、电容C12、以及电感器L1，其中，该双极性晶体管Q3的集电极与第1恒压端子V1连接，射极经由恒流源I11与第2恒压端子V2连接；该电容C11的一端与晶体管Q3的基极连接，另一端与晶体管Q3的射极连接；该电容C12的一端与晶体管Q3的射极连接，另一端与第2恒压端子V2连接；该电感器L1的一端与晶体管Q3的基极连接，另一端与笫1恒压端子V1连接。 

具有L1、C11、以及C12的LC谐振电路10，包括第1～第13实施例所述的任一者的LC谐振电路。因此，能够抑制由电容组的电容值带来的KV的变动，或者能够使KV不取决于电容组的电容值，而变得恒定。 

在本实施例中，振荡频率由包括电感器L1、基于电容C11和电容C12的串联连接的谐振电路的谐振频率大致确定。而且利用对这种谐振电路的晶体管的作用形成负电导生成电路1。 

本实施例的振荡器为单相，因此，具有只需较小的消耗电流即可的优点。 

【实施例32】 

图42表示本发明的第32实施例的振荡器。本实施例的振荡器，构成为广为人知的差动式考毕兹振荡器。在本实施例中，差动式中的一者，包括双极性晶体管Q31、电容C21、电容C22、以及电感器L11，其中，该双极性晶体管Q31的集电极与第1恒压端子V1连接，射极经由恒流源I21与第2恒压端子V2连接；该电容C21的一端与Q31的基极连接，另一端与晶体管Q31的射极连接；该电容C22的一端与晶体管Q31的射极连接，另一端与晶体管Q31的第2恒压端子V2连接。 

差动式中的另一者，包括双极性晶体管Q32、电容C31、电容C32、以及电感器L12，其中，该双极性晶体管Q32的集电极与第1恒压端子V1连接，射极经由第2恒流源I22与第2恒压端子V2连接，大小(size)等同于晶体管Q31；该电容C31的一端与晶体管Q32的基极连接，另一端与晶体管Q32的射极连接，电容值等同于电容C21；该电容C32的一端与晶体管Q32的射极连接，另一端与第2恒压端子V2连接，电容值等同于电容C22；该电感器L12与晶体管Q32的基极连接，电感等同于L11。 

一端分别与晶体管Q31、Q32的基极连接的电感器L11、L12的另一端进行了公共连接，该公共点经由电阻RB1与输入固定的偏压的端子VB4连接。 

具有L11、C21、以及C22的LC谐振电路11，和具有L12、C31、以及C32的LC谐振电路12，包括第1～第13实施例所述的任一者的LC谐振电路。因此，能够抑制由电容组的电容值带来的KV的变动，或者能够使KV不取决于电容组的电容值，而变得恒定。图42的振荡器为差动式，因此，与图41的单相式考毕兹振荡器相比，消耗电流变大，但对于电源电压能够获得稳定的振荡频率。 

【实施例33】 

图43表示本发明的第33实施例的振荡器。本实施例与图41所示 的第31实施例同样为考毕兹振荡器的一例，但代替双极性晶体管而使用MOS晶体管。本实施例，包括NMOS晶体管NM3、电容C11、电容C12、以及电感器L1，其中，该NMOS晶体管NM3的漏极与第1恒压端子V1连接，源极经由恒流源I11与第2恒压端子V2连接；该电容C11的一端与晶体管NM3的栅极连接，另一端与晶体管NM3的源极连接；该电容C12的一端与晶体管NM3的源极连接，另一端与第2恒压端子V2连接；该电感器L1的一端与晶体管NM3的栅极连接，另一端与第1恒压端子V1连接。 

具有L1、C11、以及C12的LC谐振电路，包括第1实施例～第13实施例所述的任一者的LC谐振电路。为此，能够抑制由电容组的电容值带来的KV的变动，或者能够使KV不取决于电容组的电容值而变得恒定。 

在本实施例中，振荡频率由包括电感器L1、基于电容C11、以及电容C12的串联连接的谐振电路的谐振频率大致确定。而且，利用这种晶体管对谐振电路的作用形成负电导生成电路1。图43的振荡器为单相，因此，具有只需较小的消耗电流即可的优点。而且，与图41的使用了双极性晶体管的振荡器相比，由于使用了MOS晶体管，例如，相对于图41的振荡器的工作所需要的电源电压为3V，在MOS晶体管的阈值电压Vth为0.4V的情况下，能够将电源电压降低至大约2.5V。 

【实施例34】 

图44表示本发明的第34实施例的振荡器。本实施例与图42所示的第32实施例同样为差动式考毕兹振荡器的一例，但代替双极性晶体管而使用MOS晶体管。在本实施例中，差动式中的一者，包括NMOS晶体管NM31、电容C21、电容C22、以及电感器L11，其中，该NMOS晶体管NM31的漏极与第1恒压端子V1连接，源极经由第1恒流源I21与第2恒压端子V2连接；该电容C21的一端与晶体管NM31的栅极连接，另一端与晶体管NM31的源极连接；该电容C22的一端与晶体管NM31的源极连接，另一端与NM31的第2恒压端子V2连接；该电感器L11与晶体管NM31的栅极连接。 

差动式中的另一者，包括NMOS晶体管NM32、电容C31、电容C32、以及电感器L12，其中，该NMOS晶体管NM32的漏极与第1恒压端子V1连接，源极经由恒流源I22与第2恒压端子V2连接，大小(size)等同于晶体管NM31；该电容C31的一端与晶体管NM32的栅极连接，另一端与晶体管NM32的源极连接，电容值等同于电容C21；该电容C32的一端与晶体管NM32的源极连接，另一端与第2恒压端子V2连接，电容值等同于电容C22；该电感器L12与晶体管NM32的基极连接。一端分别与晶体管NM31、NM32的栅极连接的电感器L11、L12的另一端进行了公共连接，该公共点经由电阻RB1与输入固定的偏压的端子VB4连接。 

具有L11、C21、以及C22的LC谐振电路11，和具有L12、C31、以及C32的LC谐振电路12，包括第1实施例～第13实施例所述的任一者的LC谐振电路。为此，能够抑制由电容组的电容值带来的KV的变动，或者能够使KV不取决于电容组的电容值而变得恒定。图44的振荡器为差动式，因此，与图43的单相式考毕兹振荡器相比，消耗电流变大，但对于电源电压能够获得稳定的振荡频率。而且，与图42的使用了双极性晶体管的振荡器相比，由于使用了MOS晶体管，例如，相对于图42的振荡器的工作所需要的电源电压为3V，在MOS晶体管的阈值电压Vth为0.4V的情况下，能够将电源电压降低至大约2.5V。 

【实施例35】 

显然，通过第14实施例～第34实施例所获得的本发明的效果，并不只是在将双极性二极管用于其单元电路，和将MOS晶体管用于其基本电路的情况下才发生的效果，即便置换为场效应晶体管、异质结双极性晶体管、高电子迁移率晶体管，也能获得同样的效果。而且即使交换设备的P型半导体和N型半导体，也能获得同样的效果。 

以下，对以上说明的本发明的代表性的内容的一例作如下阐述。 

本发明的LC谐振电路，包括具有第1电容组、和第1微调电容的并联电容；具有第2电容组、和第2微调电容的串联电容；以及电感器，其中，该第1电容组由电容值根据第1控制信号而大小变化的多个并 联连接的可变电容构成，该第1微调电容为电容值根据第2控制信号而发生变化的可变电容，该第2电容组由电容值根据第3控制信号而大小变化的多个并联连接的可变电容构成，该第2微调电容为电容值根据上述第2控制信号而发生变化的可变电容。通过控制上述第2电容组的电容值，来控制谐振频率对第2控制信号的变化率。能够使用损耗少的电容元件来控制谐振频率的变化率，与以往相比能够获得高的品质因数。另外，电容元件在半导体器件中容易获得，实用性高。 

本发明的振荡器，包括具有电感器和电容的LC谐振电路、以及与上述LC谐振电路连接，发生负电导的负电导发生电路，该振荡器是输出通过上述谐振电路的谐振频率大致确定的频率的信号的振荡器，上述LC谐振电路，为上述本发明的LC谐振电路。通过使用品质因数高的本发明的LC谐振电路，能够获得频率转换增益的变动小，相位噪声低的振荡器。 

本发明的半导体器件，为上述振荡器形成在衬底上的半导体器件，LC谐振电路的电感器，包括通过互感与上述第1可变电容和上述第2可变电容磁耦合的一对电感器，上述一对电感器由第1电感器和第2电感器构成，上述第1电感器，在形成于上述衬底上的绝缘层中，由中点与电压端子连接的1卷电感层构成，上述一对电感器在上述绝缘层中由1卷电感器构成，上述第2电感器邻接配置在上述一对电感器的内侧和外侧，由向2个电感器进行交流电流的通电所感应的交流磁通量发生交链，发生互感M。 

本发明的信息设备，包括低噪声放大器、混频器、振荡器、解调电路、调制器、正交调制器、功率放大器、以及开关，其中，该低噪声放大器对由天线接收到的接收信号进行放大；该混频器对上述低噪声放大器的输出信号的频率进行转换；该振荡器生成用于进行频率转换的局部振荡信号，输出至上述混频器；该解调电路从上述混频器的输出信号取出接收的基带信号；该调制电路对发送的基带信号进行调制，输出相互正交的2个信号；该正交调制器使用上述调制电路输出的正交的2个信号和上述振荡器输出的上述局部振荡信号，输出正交 调制信号；该功率放大器对上述正交调制信号进行放大；该开关在接收时将来自上述天线的上述接收信号提供给上述低噪声放大器，在发送时将上述功率放大器输出的上述正交调制信号提供给上述天线，上述振荡器为使用了上述本发明的LC谐振电路的本发明的振荡器。本发明的信息设备，通过使用相位噪声低、频率转换增益的变动小，并且频率可变范围宽的振荡器，能够应对多种通信方式、多种应用程序。 

<用于实施第2技术的发明的的优选实施方式> 

以下，基于附图详细地说明本发明的实施方式。另外，在用于说明实施方式的所有附图中，原则上对于相同或者等效的部件赋予相同的标号，省略重复的说明。 

以下，参照附图所示的数个实施方式更详细地说明本发明的压控振荡器(以下简称为“振荡器”)和使用了该压控振荡器的信息设备。在以下的说明中，第1～第12实施方式为本发明的振荡器的技术(与振荡频率相对应的负电导的控制)，第13～第24实施方式为本发明的振荡器的其他技术(与振荡频率对应的谐振电路的有效阻抗的控制)，第25～第31实施方式为使用了本发明的振荡器信息设备的技术。 

(第1实施方式) 

使用图49说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第1实施方式。本实施方式的振荡器，包括负电导生成电路(NGG)11、和谐振电路(RES)21。负电导生成电路11为包含在生成进行振荡所需要的增益的增益生成电路中，生成对交流电压的负的电流增益、即负电导的电路。谐振电路21为能够根据频率控制信号组使谐振频率发生变化的电路。 

谐振电路21，包括由1个以上能够控制谐振频率的频率控制端子构成的频率控制端子组fCONT，能够根据输入fCONT的控制信号，使振荡频率成为可变。负电导生成电路11，包括由1个以上用于控制负电导的负电导控制端子构成的负电导控制端子组GCONT，能够根据输入GCONT的控制信号，使负电导生成电路11生成的负电导成为可变。 

通过采用图49的结构，能够抑制由频率变化带来的输出端子OUT 的振荡振幅的变动，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。 

(第2实施方式) 

使用图50说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第2实施方式。本实施方式的振荡器，包括负电导生成电路11、谐振电路21、以及信号处理电路(LOG)31。谐振电路21包括频率粗调端子组fCOARSE和频率微调端子fFINE，能够根据输入fCOARSE的控制信号组，使振荡频率梯段地可变，能够根据输入fFINE的控制信号，使振荡频率连续地可变，其中，该频率粗调端子组fCOARSE由1个以上能够梯段地控制谐振频率的频率控制端子构成；该频率微调端子fFINE能够连续地控制谐振频率。负电导生成电路11，包括由1个以上用于控制负电导的负电导控制端子构成的负电导控制端子组GCONT，能够根据输入GCONT的控制信号，使负电导生成电路11生成的负电导成为可变。输入fCOARSE的控制信号组的1个以上的信号组被输入信号处理电路31，转换成1个以上用于控制负电导的信号组进行输出。信号处理电路31的输出信号，被输入到GCONT，控制负电导生成电路11的负电导。 

通过采用图50的结构，能够依照振荡频率的阶段性变化来控制负电导，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。图50的结构，能够处理频率控制信号，自动地与频率联动来控制负电导，因此，与图49相比能够削减控制端子。 

(第3实施方式) 

使用图51说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第3实施方式。在本实施方式的振荡器中，第2实施方式的谐振电路21，包括电感器L1和L2的串联电路；能够根据输入频率粗调端子组fCOARSE的控制信号组梯段地控制谐振频率的电容组CB1、CB2；以及能够根据输入频率微调端子fFINE的控制信号连续地控制谐振频率的频率微调用电容CV1、CV2的并联电路。 

通过采用图51的结构，不仅通过使用电容组实现宽频带化，而且 能够依照振荡频率的阶段性变化来控制负电导生成电路11生成的负电导，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。再者，通过以电感器和电容构成谐振电路21，能够将谐振电路21和负电导生成电路11集成化在相同的衬底上。 

(第4实施方式) 

使用图52说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第4实施方式。在本实施方式的振荡器中，第2实施方式中的谐振电路21，包括能够根据输入频率粗调端子组fCOARSE的控制信号组梯段地控制电感的可变电感器LV1和LV2的串联电路；和能够根据输入频率微调端子fFINE的控制信号连续地控制谐振频率的频率微调用电容CV1、CV2的并联电路。 

通过采用图52的结构，不仅通过使用可变电感器实现宽频带化，而且能够依照振荡频率的阶段性变化来控制负电导生成电路11生成的负电导，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。再者，通过以电感器和电容构成谐振电路21，能够将谐振电路21和负电导生成电路11集成化在相同的衬底上。 

(第5实施方式) 

使用图53说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第5实施方式。在本实施方式的振荡器中，第2实施方式中的谐振电路21，包括能够根据输入频率粗调端子组fCOARSE2的控制信号组梯段地控制电感的可变电感器LV1和LV2的串联电路；能够根据输入频率粗调端子组fCOARSE1的控制信号组梯段地控制电容值的电容组CB1、CB2；以及能够根据输入频率微调端子组fFINE的控制信号连续地控制电容值的频率微调用电容CV1、CV2的并联电路。 

通过采用图53的结构，不仅通过使用可变电感器和电容组实现宽频带化，而且能够依照振荡频率的阶段性变化来控制负电导生成电路11生成的负电导，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。在本实施方式中，通过一并使用电容组和可变电感器，与第3和第4实施方式相比能够扩大频率可变范围。而且，通过以电感器和电容构成谐振 电路21，能够将谐振电路21和负电导生成电路11集成化在相同的衬底上。 

(第6实施方式) 

使用图54说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第6实施方式。在本实施方式的振荡器中，第2～第5实施方式中的负电导生成电路11，由可变负电导生成部NGPM1和负电导生成部NGB1的并联电路、和电流源电路的电流源CS1构成，具有用于控制NGPM1生成的负电导的负电导控制端子组GCONT，其中，该可变负电导生成部NGPM1中的PMOS晶体管PM1、PM2进行了交叉耦合，该负电导生成部NGB1中的双极结型晶体管(BJT)的NPN晶体管QI、Q2经由电容耦合用电容C1、C2进行了交叉耦合。 

在负电导生成电路11中，PMOS晶体管PM1和PM2的源极电极被共用，与电压端子V1连接，PMOS晶体管PM1的漏极电极与PMOS晶体管PM2的栅极电极连接，PMOS晶体管PM2的漏极电极与PMOS晶体管PM1的栅极电极连接。NPN晶体管Q1和Q2的射极电极被共用，经由电流源CS1与电压端子V2连接，NPN晶体管Q1的集电极电极经由电容C1与NPN晶体管Q2的基极电极连接，NPN晶体管Q2的集电极电极经由电容C2与NPN晶体管Q1的基极电极连接。PMOS晶体管PM1的漏极电极与NPN晶体管Q1的集电极电极连接，并且与谐振电路21的电极(输出端子OUTN侧)连接，PMOS晶体管PM2的漏极电极与NPN晶体管Q2的集电极电极连接，并且与谐振电路21的电极(输出端子OUTP侧)连接。 

通过采用图54的结构，能够在对BJT通电的偏流设定为噪声指数成为最小的电流附近的状态下，依照振荡频率自动地调整负电导生成电路11生成的负电导，因此，能够使振荡振幅的变动变少，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。 

(第7实施方式) 

使用图55说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第7实施方式。在本实施方式的振荡器中，第6实 施方式中的负电导生成电路11的可变负电导生成部NGPM1，除PM1和PM2之外，还包括2×K个负电导控制用PMOS晶体管PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K，和用于对各自的负电导控制用PMOS晶体管的栅极偏压进行ON/OFF的开关SW111～SW11K、SW121～SW12K、SW211～SW21K、SW221～SW22K。 

在可变负电导生成部NGPM1中，负电导控制用PMOS晶体管PMS11～PMS1K连接在PMOS晶体管PM1的漏极电极与源极电极之间，开关SW111～SW11K连接在负电导控制用PMOS晶体管PMS11～PMS1K的栅极电极与漏极电极之间，开关SW121～SW12K连接在栅极电极与源极电极之间。负电导控制用PMOS晶体管PMS21～PMS2K连接在PMOS晶体管PM2的漏极电极与源极电极之间，开关SW211～SW21K连接在负电导控制用PMOS晶体管PMS21～PMS2K的栅极电极与漏极电极之间，开关SW221～SW22K连接在栅极电极与源极电极之间。各开关SW111～SW11K、SW121～SW12K、SW211～SW21K、SW221～SW22K根据输入负电导控制端子组GCONT的各控制信号进行开关。 

以下说明本实施方式的动作。在打开SW121～SW12K、SW221～SW22K，关闭SW111～SW11K、SW211～SW21K时，PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K的栅压分别被PM2、PM1的栅压所偏置，向PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K进行交流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的交流电流的振幅减少。PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K没有被交叉耦合，不生成负电导，因此，负电导由于向PM1和PM2通电的交流电流振幅减少而减少。反之，在关闭SW211～SW21K、SW221～SW22K，打开SW111～SW11K、SW121～SW12K时，PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K的栅压变成与源压相等，因此，不向PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K进行交流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的交流电流振幅增大。PM1、PM2生成的负电导增大。通过使开关进行开和关，就能够控制向PM1、PM2通电的交流电流，能够控制负电导。 

此外，在图55中，通过使PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K的 栅极长度与PM1、PM2相等，能够以栅极宽度的比来确定向PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K和PM1、PM2通电的交流电流值的比率，这是优选的。而且，通过将PMS11～PMS1K和PMS21～PMS2K的栅宽，分别取为W1～W1^2K，就能够生成2^K组负电导，这是优选的。 

通过采用图55的结构，随着振荡频率变高使负电导生成电路11生成的负电导减少，能够在对BJT通电的偏流设定成噪声指数变为最小的电流附近的状态下，依照振荡频率自动地调整负电导生成电路11生成的负电导，因此，能够使振荡振幅的变动变少，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。 

(第8实施方式) 

使用图56说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第8实施方式。在本实施方式的振荡器中，第7实施方式中的开关SW111～SW11K、SW121～SW12K、SW211～SW21K、SW221～SW22K，分别由PMOS晶体管SWPM111～SWPM11K、SWPM121～SWPM12K、SWPM211～SWPM21K、SWPM221～SWPM22K构成。经由转换器(invertor)向SWPM211～SWPM21K、SWPM221～SWPM22K的栅极输入分别输入到SWPM111～SWPM11K、SWPM211～SWPM21K的栅极的电压信号。 

在向SWPM111～SWPM11K、SWPM211～SWPM21K的栅极输入低(Low)电平的电压信号时，SWPM111～SWPM11K、SWPM211～SWPM21K变成ON，PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K的栅压分别被PM2、PM1的栅压所偏置，向PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K进行交流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的电流减少。PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K没有被交叉耦合，不生成负电导，因此，负电导由于向PM1和PM2通电的电流减少而减少。反之，在向SWPM111～SWPM11K、SWPM211～SWPM21K的栅极输入高(High)电平的电压信号时，SWPM111～SWPM11K、SWPM211～SWPM21K变成OFF，SWPM121～SWPM12K、SWPM221～SWPM22K变成ON，PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K的栅电压变成与源电压相等，不向PMS11～ PMS1K、PMS21～PMS2K进行交流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的电流增大，PM1、PM2生成的负电导增大。通过使开关用PMOS晶体管进行开关，就能够控制向PM1、PM2通电的交流电流，能够控制负电导。 

在图56中，通过使PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K的栅极长度与PM1、PM2相等，能够以栅极宽度的比来确定向PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K和PM1、PM2通电的交流电流值的比率，这是优选的。而且，通过将PMS11～PMS1K和PMS21～PMS2K的栅宽，分别取为W1～W1^2K，就能够生成2^K组负电导，这是优选的。 

通过采用图56的结构，能够在对BJT通电的偏流设定为噪声指数成为最小的电流附近的状态下，依照振荡频率自动地调整负电导生成电路11生成的负电导，因此，能够使振荡振幅的变动变少，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。而且，通过将PMOS晶体管用作开关，能够将其与振荡器集成化在相同的衬底上。 

(第9实施方式) 

使用图57说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第9实施方式。在本实施方式的振荡器中，第6实施方式中的负电导生成电路11的可变负电导生成部NGPM1，除包括PM1和PM2之外，还包括2×K个负电导控制用二极管D11～D1K、D21～D2K，和用于对各自的负电导控制用二极管进行ON/OFF的开关SW311～SW31K、SW411～SW41K。 

在可变负电导生成部NGPM1中，负电导控制用二极管D11～D1K和开关SW311～SW31K的串联电路并联连接在PMOS晶体管PM1的漏极电极与源极电极之间。负电导控制用二极管D21～D2K和开关SW411～SW41K的串联电路并联连接在PMOS晶体管PM2的漏极电极与源极电极之间。各开关SW311～SW31K、SW411～SW41K由输入负电导控制端子组GCONT的各控制信号进行开关。 

以下说明本实施方式的动作。在关闭SW311～SW31K、SW411～SW41K时，D11～D1K、D21～D2K的阴极电压分别被PM2、PM1的 栅压所偏置，向D11～D1K、D21～D2K进行交流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的电流减少。D11～D1K、D21～D2K不生成负电导，因此，负电导由于向PM1和PM2通电的电流减少而减少。反之，在打开SW311～SW31K、SW411～SW41K时，D11～D1K、D21～D2K的阴极电压被开路，因此，不向D11～D1K、D21～D2K进行交流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的交流电流增大。PM1、PM2生成的负电导增大。通过对开关进行开和关，就能够控制向PM1、PM2通电的交流电流，能够控制负电导。 

在图57中，通过将D11～D1K和D21～D2K的pn耦合面积，分别取为S1～S1×2^K，就能够生成2^K组负电导，这是优选的。 

通过采用图57的结构，能够在对BJT通电的偏流设定为噪声指数成为最小的电流附近的状态下，依照振荡频率自动地调整负电导生成电路11生成的负电导，因此，能够使振荡振幅的变动变少，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。 

(第10实施方式) 

使用图58说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第10实施方式。在本实施方式的振荡器中，第9实施方式中的开关SW311～SW31K、SW411～SW41K，分别由PMOS晶体管SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K构成。 

在向SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K的栅极输入低(Low)电平的电压信号时，SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K变成ON，D11～D1K、D21～D2K的阴极电压分别被PM2、PM1的栅压所偏置，向D11～D1K、D21～D2K进行交流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的电流减少。D11～D1K、D21～D2K不生成负电导，因此，负电导由于向PM1和PM2通电的电流减少而减少。反之，在向SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K的栅极输入高(High)电平的电压信号时，SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K变成OFF，因此，D11～D1K、D21～D2K的阴极电压被开路，不向D11～D1K、D21～D2K进行交流电流的通电。结果是向PM1 和PM2通电的电流增大。PM1、PM2生成的负电导增大。通过对开关用PMOS晶体管进行ON/OFF，就能够控制向PM1、PM2通电的交流电流，能够控制负电导。 

在图58中，通过将D11～D1K和D21～D2K的pn耦合面积，分别取为S1～S1×2^K，就能够生成2^K组负电导，这是优选的。 

通过采用图58的结构，能够在对BJT通电的偏流设定成噪声指数变为最小的电流附近的状态下，依照振荡频率自动地调整负电导生成电路11生成的负电导，因此，能够使振荡振幅的变动变少，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。而且，通过将PMOS晶体管用作开关，能够将其与振荡器集成化在相同的衬底上。 

(第11实施方式) 

使用图59说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第11实施方式。在本实施方式的振荡器中，第6实施方式中的负电导生成电路11的可变负电导生成部NGPM1，除PM1和PM2之外，还包括2×K个负电导控制用电阻R11～R1K、R21～R2K，和用于对各自的负电导控制用电阻进行ON/OFF的开关SW311～SW31K、SW411～SW41K。 

在可变负电导生成部NGPM1中，负电导控制用电阻R11～R1K和开关SW311～SW31K的串联电路并联连接在PMOS晶体管PM1的漏极电极与源极电极之间。负电导控制用电阻R21～R2K和开关SW411～SW41K的串联电路并联连接在PMOS晶体管PM2的漏极电极与源极电极之间。各开关SW311～SW31K、SW411～SW41K由输入负电导控制端子组GCONT的各控制信号进行开关。 

以下说明本实施方式的动作。在关闭SW311～SW31K、SW411～SW41K时，R11～R1K、R21～R2K的没有连接V1的端子的电压分别被PM2、PM1的栅压所偏置，向R11～R1K、R21～R2K进行交流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的电流减少。R11～R1K、R21～R2K不生成负电导，因此，负电导由于向PM1和PM2通电的电流减少而减少。反之，在打开SW311～SW31K、SW411～SW41K时，R11～R1K、 R21～R2K的没有连接V1的端子的电压变成与V1的电压相等，因此，不向R11～R1K、R21～R2K进行交流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的交流电流增大。PM1、PM2生成的负电导增大。通过对开关进行开和关，就能够控制向PM1、PM2通电的交流电流，能够控制负电导。 

在图59中，通过将R11～R1K和R21～R2K的电阻值，分别取为R1～R1×2^K，就能够生成2^K组负电导，这是优选的。 

通过采用图59的结构，能够在对BJT通电的偏流设定为噪声指数成为最小的电流附近的状态下，依照振荡频率自动地调整负电导生成电路11生成的负电导，因此，能够使振荡振幅的变动变少，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。 

(第12实施方式) 

使用图60说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第12实施方式。在本实施方式的振荡器中，第11实施方式中的开关SW311～SW31K、SW411～SW41K，分别由PMOS晶体管SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K构成。 

在向SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K的栅极输入低(Low)电平的电压信号时，SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K变成ON，R11～R1K、R21～R2K的没有连接V1的端子的电压分别被PM2、PM1的栅压所偏置，向R11～R1K、R21～R2K进行交流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的电流减少。R11～R1K、R21～R2K不生成负电导，因此，负电导由于向PM1和PM2通电的电流减少而减少。反之，在向SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K的栅极输入高(High)电平的电压信号时，SWPM311～SWPM31K、SWPM411～SWPM41K变成OFF，因此，R11～R1K、R21～R2K的没有连接V1的端子的电压变成与V1的电压相等，不向PMS11～PMS1K、PMS21～PMS2K进行交流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的电流增大。PM1、PM2生成的负电导增大。通过对开关用PMOS晶体管进行ON/OFF，就能够控制向PM1、PM2通电的交流电流，能够控制负电导。 

在图60中，通过将R11～R1K和R21～R2K的电阻值，分别取为R1～R1×2^K，就能够生成2^K组负电导，这是优选的。 

通过采用图60的结构，能够在对BJT通电的偏流设定为噪声指数成为最小的电流附近的状态下，依照振荡频率自动地调整负电导生成电路11生成的负电导，因此，能够使振荡振幅的变动变少，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。而且，通过将PMOS晶体管用作开关，能够将其与振荡器集成化在相同的衬底上。 

(第13实施方式) 

使用图61说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第13实施方式。本实施方式的振荡器，包括负电导生成电路(NGG)12、谐振电路(RES)22、以及阻抗控制电路(ZCONT)40。负电导生成电路12为包含在生成进行振荡所需要的增益的增益生成电路中，生成对交流电压的负的电流增益、即负电导的电路。谐振电路22为能够根据频率控制信号组使谐振频率发生变化的电路。阻抗控制电路40为这样的电路，即具有输入控制谐振电路的阻抗的阻抗控制信号组的阻抗控制端子组，输出端子与谐振电路连接。 

谐振电路22，包括由1个以上能够控制谐振频率的频率控制端子构成的频率控制端子组fCONT，能够根据输入fCONT的控制信号，使振荡频率成为可变。阻抗控制电路40，包括由1个以上用于控制谐振电路22的阻抗的阻抗控制端子构成的阻抗控制端子组ZTUNE，能够根据输入ZTUNE的控制信号，在不使谐振电路22的谐振频率发生变化的情况下使有效阻抗成为可变。 

通过采用图61的结构，能够抑制由频率变化带来的输出端子OUT的振荡振幅的变动，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。 

(第14实施方式) 

使用图62说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第14实施方式。本实施方式的振荡器，包括负电导生成电路12、谐振电路22、阻抗控制电路40、以及信号处理电路(LOG) 32。谐振电路22包括频率粗调端子组fCOARSE和频率微调端子fFINE，能够根据输入fCOARSE的控制信号组，使振荡频率梯段地可变，能够根据输入fFINE的控制信号，使振荡频率连续地可变，其中，该频率粗调端子组fCOARSE由1个以上能够梯段地控制谐振频率的频率控制端子构成，该频率微调端子fFINE能够连续地控制谐振频率。阻抗控制电路40，包括由1个以上用于控制谐振电路22的阻抗的阻抗控制端子构成的阻抗控制端子组ZTUNE，能够根据输入ZTUNE的控制信号，在不使谐振电路22的谐振频率发生变化的情况下使有效阻抗成为可变。输入fCOARSE的控制信号组的1个以上的信号组被输入信号处理电路32，转换成1个以上用于控制谐振电路的阻抗的信号组并进行输出。信号处理电路32的输出信号，被输入ZTUNE，控制谐振电路22的阻抗。 

通过采用图62的结构，能够依照振荡频率的阶段性变化来控制谐振电路22的阻抗，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。图62的结构，能够处理频率控制信号，并自动地与频率联动来控制谐振电路22的有效阻抗，因此，与图61相比能够削减控制端子。 

(第15实施方式) 

使用图63，说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第15实施方式。在本实施方式的振荡器中，第14实施方式中的谐振电路22，包括电感器L1和L2的串联电路；能够根据输入频率粗调端子组fCOARSE的控制信号组梯段地控制谐振频率的电容组CB1、CB2；能够根据输入频率微调端子fFINE的控制信号连续地控制谐振频率的频率微调用电容CV1、CV2的并联电路，电感器L1和L2的接点为阻抗控制端子ZTUNE，根据输入ZTUNE的控制信号控制谐振电路22的有效阻抗。 

通过采用图63的结构，不仅通过使用电容组实现宽频带化，而且能够依照振荡频率的阶段性变化来控制谐振电路22的阻抗，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。再者，通过以电感器和电容构成谐振电路22，能够将谐振电路22和负电导生成电路12集成化在相同的衬底上。 

(第16实施方式) 

使用图64，说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第16实施方式。在本实施方式的振荡器中，第14实施方式中的谐振电路22，包括能够根据输入频率粗调端子组fCOARSE的控制信号组梯段地控制电感的可变电感器LV1和LV2的串联电路；和能够根据输入频率微调端子fFINE的控制信号连续地控制谐振频率的频率微调用电容CV1、CV2的并联电路，可变电感器LV1和LV2的接点为阻抗控制端子ZTUNE，根据输入ZTUNE的控制信号控制谐振电路22的有效阻抗。 

通过采用图64的结构，不仅通过使用可变电感器实现宽频带化，而且能够依照振荡频率的阶段性变化来控制谐振电路22的阻抗，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。再者，通过以电感器和电容构成谐振电路22，能够将谐振电路22和负电导生成电路12集成化在相同的衬底上。 

(第17实施方式) 

使用图65说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第17实施方式。在本实施方式的振荡器中，第14实施方式中的谐振电路22，包括能够根据输入频率粗调端子组fCOARSE2的控制信号组梯段地控制电感的可变电感器LV1和LV2的串联电路；能够根据输入频率粗调端子组fCOARSE1的控制信号组梯段地控制电容值的电容组CB1、CB2；以及能够根据输入频率微调端子组fFINE的控制信号连续地控制电容值的频率微调用电容CV1、CV2的并联电路，可变电感器LV1和LV2的接点为阻抗控制端子ZTUNE，根据输入ZTUNE的控制信号控制谐振电路的有效阻抗。 

通过采用图65的结构，不仅通过使用可变电感器和电容组实现宽频带化，而且能够依照振荡频率的阶段性变化来控制谐振电路22的阻抗，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。在本实施方式中，通过一并使用电容组和可变电感器，与第15和第16实施方式相比能够扩大频率可变范围。而且，通过以电感器和电容构成谐振电路22， 能够将谐振电路22和负电导生成电路12集成化在相同的衬底上。 

(第18实施方式) 

使用图66说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第18实施方式。在本实施方式的振荡器中，第15～第17实施方式中的负电导生成电路12，包括第1负电导生成部NGPM2和负电导生成部NGB1的并联电路、和电流源电路的电流源CS1。该第1负电导生成部NGPM2中PMOS晶体管PM1、PM2进行了交叉耦合，该负电导生成部NGB1中双极结型晶体管(BJT)的NPN晶体管Q1、Q2经由电容耦合用电容C1、C2进行了交叉耦合 

输入fCOARSE的控制信号组的1个以上的信号组被输入信号处理电路32，转换成1个以上用于控制谐振电路22的有效阻抗的信号组进行输出。信号处理电路32的输出信号，被输入ZTUNE，控制谐振电路22的有效阻抗。谐振电路22，包括电感器L1、L2(或者也可以是可变电感器)，和频率微调用电容CV1、CV2(或者也可以是固定电容)。 

在负电导生成电路NGPM2中，PMOS晶体管PM1和PM2的源极电极被共用，并且与电压端子V1连接，PMOS晶体管PM1的漏极电极与PMOS晶体管PM2的栅极电极连接，PMOS晶体管PM2的漏极电极与PMOS晶体管PM1的栅极电极连接。NPN晶体管Q1和Q2的射极电极被共用，并经由电流源CS1与电压端子V2连接，NPN晶体管Q1的集电极电极经由电容C1与NPN晶体管Q2的基极电极连接，NPN晶体管Q2的集电极电极经由电容C2与NPN晶体管Q1的基极电极连接。PMOS晶体管PM1的漏极电极与NPN晶体管Q1的集电极电极连接，并且与谐振电路22的电极(输出端子OUTP侧)连接，PMOS晶体管PM2的漏极电极与NPN晶体管Q2的集电极电极连接，并且与谐振电路22的电极(输出端子OUTN侧)连接。 

通过采用图66的结构，能够在对BJT通电的偏流设定成噪声指数变为最小的电流附近的状态下，依照振荡频率的阶段性变化自动地调整谐振电路22的阻抗，因此，能够使振荡振幅的变动变少，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。此外，在为了使振荡振幅的变 动变少的本实施方式中，用于控制谐振电路22的阻抗的信号连接在交流地设置的电感器L1和L2的中点上，因此，与第1～第12实施方式相比，能够削减寄生电容，能够实现更宽的频带，这是优选的。 

(第19实施方式) 

使用图67，说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第19实施方式。在本实施方式的振荡器中，第18实施方式中的阻抗控制电路40，包括K个阻抗控制用PMOS晶体管PMS31～PMS3K，和用于对各自的阻抗控制用PMOS晶体管的栅极偏压进行ON/OFF的开关SW511～SW51K、SW521～SW52K。 

在阻抗控制电路40中，阻抗控制用PMOS晶体管PMS31～PMS3K的源极电极被共用并与电压端子V1连接，漏极电极被共用并与谐振电路22的阻抗控制端子连接。开关SW511～SW51K连接在阻抗控制用PMOS晶体管PMS31～PMS3K的各自的栅极电极与漏极电极之间，开关SW521～SW52K连接在栅极电极与源极电极之间。各开关SW511～SW51K、SW521～SW52K由输入到阻抗控制端子ZTUNE的各控制信号进行开关。 

以下详细说明本实施方式的动作。为了便于说明，假设K＝2的情况。在关闭SW511、SW512，并打开SW521、SW522时，PMS31、PMS3K的漏极开路。电感器L1、L2的接点交流接地，阻抗控制电路40不影响谐振电路22，因此，进行与以往的PMOS/BJT振荡器同样的动作。在将电流源CS1的电流值取为ICS，将谐振电路22的阻抗取为ZRES时，振荡振幅为 

ZRES×ICS...(表达式1)。 

反之，在打开SW511、SW512，关闭SW521、SW522时，PMS31、PMS3K的栅极电压，分别经由谐振电路22的电感器L1、L2被PM2、PM1的直流栅极电压所偏置。电感器L1、L2的接点交流接地，因此，向PMS31、PMS32进行对应于栅极偏压的直流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的交流电流减少。在将电流源CS1的电流值取为ICS，PM2的栅压为最大值时，在向PM1通电的电流值、和向PMS31通电 的电流值，与向PMS32通电的电流值相等时，分别向PM1、PMS31、PMS32通过ICS/3的电流。结果是向谐振电路22的L1通过ICS/3的电流，向L2通过ICS的电流。因此，在将谐振电路22的阻抗取为ZRES时，振荡振幅为 

(ZRES/2)×(ICS/3)+(ZRES/2)×(ICS) 

＝2/3×ZRES×ICS...(表达式2)， 

能够减少到表达式1的2/3。 

此时，能够将谐振电路22的有效阻抗视作2/3×ZRES。即，通过对开关进行开和关来控制向PMS31、PMS32通电的直流电流，就能够控制谐振电路22的有效阻抗。 

在图67中，通过使PMS31～PMS3K的栅极长度与PM1、PM2相等，能够以栅极宽度的比来确定向PMS31～PMS3K和PM1、PM2通电的交流电流值的比率，这是优选的。而且，通过将PMS31～PMS3K的栅宽，分别取为W1～W1×2^K，就能够设定2^K组谐振电路22的有效阻抗，这是优选的。 

通过采用图67的结构，能够在对BJT通电的偏流设定成噪声指数变为最小的电流附近的状态下，依照振荡频率的阶段性变化来控制谐振电路22的阻抗，因此，能够使振荡振幅的变动变少，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。图87表示本实施方式的振荡器的相位噪声的电流依赖性。与以往的振荡器的相位噪声特性(图84、图85)比较，在所有的频率都表现低相位噪声特性，能够确认本实施方式的效果。 

(第20实施方式) 

使用图68说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第20实施方式。在本实施方式的振荡器中，第19实施方式中的阻抗控制电路40的开关SW511～SW51K、SW521～SW52K，分别由PMOS晶体管SWPM511～SWPM51K、SWPM521～SWPM52K构成。经由转换器(invertor)向SWPM521～SWPM52K的栅极输入分别输入到SWPM511～SWPM51K的栅极的电压信号。 

通过采用图68的结构，能够在对BJT通电的偏流设定为噪声指数成为最小的电流附近的状态下，依照振荡频率自动地调整谐振电路22的有效阻抗，因此，能够使振荡振幅的变动变少，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。而且，通过将PMOS晶体管用作开关，能够将其与振荡器集成化在相同的衬底上。 

(第21实施方式) 

使用图69，说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第21实施方式。在本实施方式的振荡器中，第18实施方式中的阻抗控制电路40，包括K个阻抗控制用二极管D31～D3K、和用于对各自的阻抗控制用二极管进行ON/OFF的开关SW611～SW61K。 

在阻抗控制电路40中，阻抗控制用二极管D31～D3K的阳极被共用，与电压端子V1连接，阴极经由开关SW611～SW61K被共用，与谐振电路22的阻抗控制端子连接。阻抗控制用二极管D31～D3K与开关SW611～SW61K的串联电路进行了并联连接。各开关SW611～SW61K由输入到阻抗控制端子ZTUNE的各控制信号进行开和关。 

以下说明本实施方式的动作。在关闭SW611～SW61K时，D31～D3K的阴极电压分别经由电感器L1、L2被PM2、PM1的栅压所偏置，向D31～D3K进行直流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的电流减少。D31～D3K不生成负电导，因此，谐振电路22的有效阻抗连同负电导由于向PM1和PM2通电的电流减少而减少。反之，在打开SW611～SW61K时，D31～D3K的阴极电压被开路，因此，不向D31～D3K进行直流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的交流电流增大，谐振电路22的有效阻抗连同PM1、PM2生成的负电导一并增大。即，通过对开关进行开和关，就能够控制向D31～D3K通电的直流电流，能够控制谐振电路22的有效阻抗。 

在图69中，通过将D31～D3K的pn耦合面积，分别取为S1～S1×2^K，就能够设定2^K组谐振电路22的有效阻抗，这是优选的。 

通过采用图69的结构，能够在对BJT通电的偏流设定成噪声指数 变为最小的电流附近的状态下，依照振荡频率自动地调整谐振电路22的有效阻抗，因此，能够使振荡振幅的变动变少，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。 

(第22实施方式) 

使用图70说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第22实施方式。在本实施方式的振荡器中，第21实施方式中的阻抗控制电路40的开关SW611～SW61K，分别由PMOS晶体管SWPM611～SWPM61K构成。 

通过采用图70的结构，能够在对BJT通电的偏流设定为噪声指数成为最小的电流附近的状态下，依照振荡频率自动地调整谐振电路22的有效阻抗，因此，能够使振荡振幅的变动变少，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。而且，通过将PMOS晶体管用作开关，能够将其与振荡器集成化在相同的衬底上。 

(第23实施方式) 

使用图71说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第23实施方式。在本实施方式的振荡器中，第18实施方式中的阻抗控制电路40，包括K个(K为正整数)阻抗控制用电阻R31～R3K，和用于对各自的阻抗控制用电阻进行ON/OFF的开关SW611～SW61K。 

在阻抗控制电路40中，阻抗控制用电阻R31～R3K的一端被共用，并且与电压端子V1连接，另一端经由开关SW611～SW61K被共用，并且与谐振电路22的阻抗控制端子连接。阻抗控制用电阻R31～R3K与开关SW611～SW61K的串联电路进行了并联连接。各开关SW611～SW61K由输入阻抗控制端子ZTUNE的各控制信号进行开和关。 

以下说明本实施方式的动作。在关闭SW611～SW61K时，R31～R3K的没有连接V1的电极，分别经由电感器L1、L2被PM2、PM1的栅压所偏置，向R31～R3K进行直流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的电流减少。R31～R3K不生成负电导，因此，负电导谐振电路22的有效阻抗连同负电导由于向PM1和PM2通电的电流减少而减 少。反之，在打开SW611～SW61K时，R31～R3K的没有连接V1的电极被开路，因此，不向R31～R3K进行直流电流的通电。结果是向PM1和PM2通电的交流电流增大，谐振电路22的有效阻抗连同PM1、PM2生成的负电导一并增大。即，通过使开关进行开关来控制向R31～R3K通电的直流电流，能够控制谐振电路22的有效阻抗。 

在图71中，通过将R31～R3K的电阻值分别取为R1～R1×2^K，就能够设定2^K组谐振电路22的有效阻抗，这是优选的。 

通过采用图71的结构，能够在对BJT通电的偏流设定成噪声指数变为最小的电流附近的状态下，依照振荡频率自动地调整谐振电路22的有效阻抗，因此，能够使振荡振幅的变动变少，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。 

(第24实施方式) 

使用图72说明用于实现本发明的在低电流下表现宽频带、低相位噪声特性的振荡器的第24实施方式。在本实施方式的振荡器中，第23实施方式中的阻抗控制电路40的开关SW611～SW61K，分别由PMOS晶体管SWPM611～SWPM61K构成。 

通过采用图72的结构，能够在对BJT通电的偏流设定为噪声指数成为最小的电流附近的状态下，依照振荡频率自动地调整谐振电路22的有效阻抗，因此，能够使振荡振幅的变动变少，能够实现在宽频带中表现低相位噪声特性的振荡器。而且，通过将PMOS晶体管用作开关，能够将其与振荡器集成化在相同的衬底上。 

(第25实施方式) 

图73表示包括本发明的振荡器而构成的信息设备的第25实施方式。本实施方式的信息设备为高速串行传输系统。该高速串行传输系统包括对多个低速的信号进行多路复用、输出串行的高速信号的发射机；和接收所发送的串行的高速信号使其分离，输出由分离所获得的多个低速信号的接收机。 

发射机，包括输入多个低速信号、输出串行的高速信号的多路复用部(MUX)202，和对串行的高速信号进行放大、驱动传输线208的驱 动装置(DRV)207。接收机，包括对经由传输线208发送的高速信号进行放大的放大器(AMP)212、和将高速信号分离成多个低速信号使其输出的多路分离部(DEMUX)215。 

多路复用部202，包括将输入到端子201的多个低速信号(InputData)多路复用为串行的高速信号的MUX核电路(MUX core)203、时钟控制电路(CLK CONT)206、以及生成MUX核203的基准信号(LO)的本发明的振荡器205。 

多路分离部215，包括将串行的高速信号分离成多个低速信号(Output Data)、输出至端子217的DEMUX核电路(DEMUX core)216；时钟控制电路(CLK CONT)214；以及生成DEMUX核电路216的基准信号(LO)的本发明的振荡器213。 

在本实施方式中，通过将第1～第24实施方式中任一者的振荡器用于振荡器205、213，能够使振荡器205、213的振荡频率可变范围变宽，并且在低电流下使相位噪声变低。为此，通过实现宽频带化使得能够允许的元件离差的范围变大，因此，不仅能够提高成品率，降低高速串行传输系统的制造成本，而且，通过实现低相位噪声化，能够降低时钟的不稳定性(jitter)，因此，能够降低数据传输的差错。进而，由于是消耗电流小的振荡器，因此，能够使高速串行传输系统的消耗电流变小。 

(第26实施方式) 

图74表示包括本发明的振荡器而构成的信息设备的第26实施方式。本实施方式的信息设备，为外差形式的无线接收机。在图74中，由天线(ANT)301接收到的接收信号(fRF)，在低噪声放大电路(AMP)302中被放大后输入混频器(MIX)303。通过将由振荡器控制电路(Sync_cont)304控制的本发明的振荡器(LO)305输出的局部振荡信号(fLO)，取为混频器303的输入信号中的一者，在混频器303的输出中，接收信号的传输频率下降，可以获得中频(IF：Intermediate Frequency)的接收信号。IF接收信号，在由带通滤波器(BPF)306衰减了无用频率成分后(fIF)，在IF放大电路(IF-AMP)307中被放大，由解调电路 (DEMOD)308作为基带信号取出。基带信号被发送至外部的基带电路(Baseband block：未图示)。另外，控制信号从基带电路赋予给振荡器控制电路304。 

在本实施方式中，通过将第1～第24实施方式中任一者的振荡器用于振荡器305，能够使振荡器305的振荡频率可变范围变宽，并且在低电流下使相位噪声变低。为此，通过实现宽频带化使得能够允许的元件离差的范围变大，可以提高成品率，并且能够适应多个应用程序、通信方式，由此不仅可以降低外差形式的无线接收机的制造成本，而且通过实现低相位噪声化从而能够降低接收的EVM(Error VectorMagnitude)。进而，由于是消耗电流小的振荡器，因此，能够使外差形式的无线接收机的消耗电流变小。 

(第27实施方式) 

图75表示包括本发明的振荡器而构成的信息设备的第27实施方式。本实施方式的信息设备，为直接转换(direct conversion)形式的无线接收机。由天线301接收到的接收信号，在低噪声放大电路302中被放大，输入2个混频器303a、303b。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器305输出的局部振荡信号被分为2支，被添加90°(π/2)的相位差后分别被输入混频器303a、303b。在放大电路302中被放大的接收信号，在2个混频器303a、303b的输出中载波频率下降至零频率，在由带通滤波器306a、306b衰减了无用频率成分后，在IF放大电路307a、307b中被放大，由解调电路308从2个IF放大电路307a、307b的输出信号中取出基带信号。基带信号被发送至外部的基带电路(未图示)。另外，控制信号从基带电路赋予振荡器控制电路304。 

在本实施方式中，通过将第1～第24实施方式中任一者的振荡器用于振荡器305，能够使振荡器305的振荡频率可变范围变宽，并且在低电流下使相位噪声变低。为此，通过实现宽频带化使得能够允许的元件离差的范围变大，能够提高成品率，并且能够适应多个应用程序、通信方式，由此不仅能够降低直接转换形式的无线接收机的制造成本，而且通过实现低相位噪声化能够降低接收的EVM。进而， 由于是消耗电流小的振荡器，因此，能够使直接转换形式的无线接收机的消耗电流变小。 

(第28实施方式) 

图76表示包括本发明的振荡器而构成的信息设备的第28实施方式。本实施方式的信息设备，为直接转换形式的无线收发机。在接收时，由天线301进行接收，通过了天线电路(在GSM时为开关、在W-CDMA时为双工器(duplexer))341的接收信号，由带通滤波器330衰减了无用频率成分后，在低噪声放大电路302中被放大，输入2个混频器303a、303b。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器317输出的RF(Radio Frequency)局部振荡信号被分为2支，被添加90°(π/2)的相位差后分别被输入混频器303a、303b。在2个混频器303a、303b的输出中载波频率下降至零频率，由低通滤波器351a、351b衰减了无用频率成分后，在自动增益控制放大电路314a、314b中被放大，自动增益控制放大电路314a、314b的输出，被传送至基带电路(BBLK)316，在解调电路308中作为接收基带信号取出。 

在发送时，基带电路316输出的发送基带信号，由调制电路(MOD)315进行调制，被分离成相差90°相位的2个信号。被分离的2个信号，在自动增益控制放大电路314c、314d中被放大，由低通滤波器351c、351d衰减了无用频率成分后，分别被输入构成正交调制器的混频器303c、303d。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器305输出的RF局部振荡信号被分为2支，被添加90°(π/2)的相位差后分别被输入混频器303c、303d。2个混频器303c、303d的输出在加法电路352中相加后成为RF正交调制信号。RF正交调制信号，在自动增益控制放大电路314e中被放大。由带通滤波器333衰减了无用频率成分后，在作为功率放大器的高输出放大器310中被放大，经由天线电路341被传送至天线301，然后被发送。 

在本实施方式中，通过将第1～第24实施方式中任一者的振荡器用于振荡器305、317，能够使振荡器的振荡频率可变范围变宽，并且在低电流下使相位噪声变低。为此，通过实现宽频带化使得能够允 许的元件离差的范围变大，可以提高成品率，并且能够适应多个应用程序、通信方式，由此不仅可以降低直接转换形式的无线收发机的制造成本，而且通过实现低相位噪声化从而能够降低发送和接收的EVM。进而，由于是消耗电流小的振荡器，因此，能够使直接转换形式的无线收发机的消耗电流变小。 

而且，振荡器305采用了适宜于集成化的本发明的LC谐振电路。因此，在图76中，从低噪声放大电路302到自动增益控制放大电路314a、314b的接收方、从自动增益控制放大电路314c、314d到自动增益控制放大电路314e的发送方、以及振荡器控制电路304和振荡器305的收发电路，能够容易地构成为形成于相同的半导体衬底上的半导体器件、即RF-IC(Radio Frequency Integrated Circuit)346。进而，振荡器305，振荡频率可变范围宽，而且相位噪声少。因此，上述RF-IC346，例如适用于以一台信息设备应对使用多个频带的多种通信方式的多频带·多模式无线收发机，是适当的。 

(第29实施方式) 

图77表示包括本发明的振荡器而构成的信息设备的第29实施方式。本实施方式的信息设备，为直接转换形式的无线收发机。在接收时，由天线301进行接收，通过了天线电路341的接收信号，由带通滤波器330衰减了无用频率成分后，在低噪声放大电路302中被放大，之后输入2个混频器303a、303b。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器305输出的局部振荡信号被分为2支，被添加90°(π/2)的相位差后分别被输入混频器303a、303b。在2个混频器303a、303b的输出中载波频率下降至零频率，由低通滤波器351a、351b衰减了无用频率成分后，在自动增益控制放大电路314a、314b中被放大。自动增益控制放大电路314a、314b的输出，被传送至基带电路316，在解调电路308中作为接收基带信号取出。 

在发送时，发送基带电路输出的基带信号，使用调制电路315进行调制，被分离成相差90°相位的2个信号。被分离的2个信号，分别被输入混频器303g、303h。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器 317输出的IF局部振荡信号被分为2支，被添加90°(π/2)的相位差后分别被输入混频器303g、303h。2个混频器303g、303h的输出，在加法电路352中相加后成为IF正交调制信号。IF正交调制信号，在相位比较器(PD)320中与混频器303k的输出信号比较相位。相位比较器320的输出信号，通过环路滤波器319输入本发明的发送用振荡器318的频率控制端子。向混频器303k输入振荡器318的输出信号和振荡器305的RF局部振荡信号，混频器303k的输出信号，如上述那样输入相位比较器320。结果是从振荡器318输出RF正交调制信号。RF正交调制信号，在高输出放大器310中被放大，由带通滤波器334衰减了无用频率成分后，经由天线电路341被传送至天线，然后被发送。 

在本实施方式中，通过将第1～第24实施方式中任一者的振荡器用于振荡器305、317、318，能够使振荡器的振荡频率可变范围变宽，并且在低电流下使相位噪声变低。为此，通过实现宽频带化使得能够允许的元件离差的范围变大，能够提高成品率，并且能够适应多个应用程序、通信方式，由此不仅能够降低直接转换形式的无线收发机的制造成本，而且通过实现低相位噪声化从而能够降低发送和接收的EVM。进而，由于是消耗电流小的振荡器，因此，能够使直接转换形式的无线收发机的消耗电流变小。 

而且，振荡器305、317、318采用了适宜于集成化的本发明的LC谐振电路。因此，在图77中，从低噪声放大电路302到自动增益控制放大电路314a、314b的接收方、从混频器303g、303h到振荡器318的除去环路滤波器319的发送方、以及振荡器控制电路304和振荡器305、317、318的收发电路，能够容易地构成为形成于相同的半导体衬底上的半导体器件、即RF-IC347。进而，振荡器305、317、318，振荡频率可变范围宽，而且相位噪声少。因此，上述RF-IC347，优选适用于例如以一台信息设备应对使用多个频带的多种通信规格的多频带·多模式无线收发机。 

(第30实施方式) 

图78表示包括本发明的振荡器而构成的信息设备的第30实施方 式。本实施方式的信息设备，为外差形式的无线收发机。在接收时，由天线301进行接收，通过了开关309的接收信号，由带通滤波器330衰减了无用频率成分后，在低噪声放大电路302中被放大，输入混频器303i。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器305输出的RF局部振荡信号被输入混频器303i。在混频器303i的输出中接收信号的载波频率下降，可以获得中频的接收信号。混频器303i的输出信号，由带通滤波器335衰减了无用频率成分，在自动增益控制放大电路314中被放大后，输入2个混频器303e、303f。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器317输出的IF局部振荡信号被分为2支，被添加90°(π/2)的相位差后分别被输入混频器303e、303f。2个混频器303e、303f的输出，被传送至基带电路316，在解调电路308中作为接收基带信号取出。 

在发送时，基带电路316输出的发送基带信号，由调制电路315进行调制，被分离成相差90°相位的2个信号。所分离的2个信号，分别被输入混频器303g、303h。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器317输出的IF局部振荡信号被分为2支，被添加90°(π/2)的相位差后分别被输入混频器303g、303h。2个混频器303g、303h的输出在加法电路352中相加后成为IF正交调制信号。IF正交调制信号，在自动增益控制放大电路314c中被放大，由带通滤波器336衰减了无用频率成分后，输入混频器303j。由振荡器控制电路304控制的本发明的振荡器305输出的RF局部振荡信号，被输入混频器303j。混频器303j的输出，在自动增益控制放大电路314c中被放大，由带通滤波器333衰减了无用频率成分后，在高输出放大器310中被放大，经由开关309被传送至天线301，然后被发送。 

在本实施方式中，通过将第1～第24实施方式中任一者的振荡器用于振荡器305、317，能够使振荡器的振荡频率可变范围变宽，并且在低电流下使相位噪声变低。为此，通过实现宽频带化使得能够允许的元件离差的范围变大，可以提高成品率，并且能够适应多个应用程序、通信方式，由此不仅可以降低外差形式的无线收发机的制造成本，而且通过实现低相位噪声化从而能够降低发送和接收的EVM。 进而，由于是消耗电流小的振荡器，因此，能够使直接转换形式的无线收发机的消耗电流变小。 

而且，振荡器305、317采用了适宜于集成化的本发明的LC谐振电路。因此，在图78中，从低噪声放大电路302到混频器303e、303f的除去带通滤波器335的接收方、从混频器303g、303h到自动增益控制放大电路314e的除去带通滤波器336的发送方、以及振荡器控制电路304和振荡器305、317的收发电路，能够容易地构成为形成于相同的半导体衬底上的半导体器件、即RF-IC348。进而，振荡器305、317，振荡频率可变范围宽，而且相位噪声少。因此，上述RF-IC348，优选适用于例如以一台信息设备应对使用多个频带的多种通信方式的多频带·多模式无线收发机。 

(第31实施方式) 

图79表示包括本发明的振荡器而构成的信息设备的第31实施方式。本实施方式的信息设备，为脉冲雷达形式的无线雷达收发机。在发送时，本发明的振荡器(VCO)318的输出信号，在ON/OFF调制器(ON/OFF MOD)321中被调制，经由开关(SW)309被传送至天线(ANT)301，其中，该ON/OFF调制器(ON/OFF MOD)321利用锯齿波发生器(SLWG)324的输出进行开关。 

在接收时，由天线301进行接收，通过了开关309的接收信号，在低噪声放大电路302中被放大，在检波器(WDT)322中进行检波。被检波的信号，在视频放大器(VAMP)323中被放大，显示在显示装置(MNT)325的画面。 

在本实施方式中，通过将第1实施方式～第24实施方式中任一者的振荡器用于振荡器318，能够使振荡器的振荡频率可变范围变宽，并且在低电流下使相位噪声变低。为此，通过实现宽频带化使得能够允许的元件离差的范围变大，能够提高成品率，并且能够适应多个应用程序、通信方式，由此不仅能够降低脉冲雷达形式的无线雷达收发机的制造成本，而且通过实现低相位噪声化从而能够提高发送信号的纯度，还能够提高接收的灵敏度。进而，由于是消耗电流小的振荡器， 因此，能够使脉冲雷达形式的无线雷达收发机的消耗电流变小。 

显然，通过第1实施方式～第31实施方式所获得的本发明的效果，并不只是在将双极性二极管用于其单元电路，和将MOS晶体管用于其单元电路的情况下才发生的效果，即便置换为场效应晶体管、异质结双极性晶体管、高电子迁移率晶体管，也能获得同样的效果，而且即使交换设备的P型半导体和N型半导体，也能获得同样的效果。 

以上，基于实施方式对本发明者所实施的发明进行了具体的说明，显然本发明不限于上述实施方式，在不脱离其中心思想的范围内可以进行各种各样的变更。 

本发明能够有效地使用于用来在低电流下宽频带中获得低相位噪声的压控振荡器，以及使用了这种振荡器的高速串口传输系统、外差形式的无线接收机、直接转换形式的无线接收机、直接转换形式的无线收发机、外差形式的无线收发机、脉冲雷达形式的无线雷达收发机等信息设备。 

Claims (16)

1.一种振荡器，其特征在于：

包括

第1并联电容电源电压端子和第2并联电容电源电压端子；

第1串联电容电源电压端子和第2串联电容电源电压端子；

电感器，连接在上述第1并联电容电源电压端子与上述第2并联电容电源电压端子之间；

并联电容，由第1电容组和第1微调电容在上述第1并联电容电源电压端子与上述第2并联电容电源电压端子之间相互并联连接而成，其中，上述第1电容组包括电容值根据第1控制信号组而大小变化、进行了并联连接的可变电容，上述第1微调电容的电容值根据第2控制信号而发生变化；以及

串联电容，由第2电容组和第2微调电容在上述第1串联电容电源电压端子与上述第2串联电容电源电压端子之间相互串联连接而成，其中，上述第2电容组包括电容值根据第3控制信号组而大小变化、进行了并联连接的可变电容，上述第2微调电容的电容值根据上述第2控制信号而发生变化，

上述第3控制信号组与上述第1控制信号组相同，上述第1电容组的电容值和上述第2电容组的电容值根据上述第1控制信号和上述第3控制信号同时发生变化。

2.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于：

上述并联电容这样构成，即随着上述第1电容组的电容值变大，上述第1微调电容的电容值占作为上述并联电容和上述串联电容的电容值的合计的总电容的比率降低，上述总电容对上述第2控制信号的变化率减少；

上述串联电容这样构成，即随着上述第2电容组的电容值变大，上述第2微调电容占上述总电容的比率增大，上述总电容对上述第2控制信号的变化率增大。

3.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于：

在将上述第2微调电容的电容值取为C_V2，将上述第1电容组的电容值取为C_M1时，

作为包括上述并联电容和上述串联电容的全部的电容值的总电容C_TOTAL，以C_V2+C_M1来近似。

4.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于：

上述并联电容、上述串联电容、以及上述电感器并联连接，

具有一端交流接地、另一端输入交流信号的端子。

5.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于：

上述并联电容与上述电感器并联连接，

具有一端交流接地、另一端输入交流信号的输入端子，

上述第2电容组、上述第2微调电容、以及第2电感器串联连接，该第2电感器通过互感与上述电感器磁耦合。

6.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于：

上述第1微调电容和上述第2微调电容为半导体的pn结电容，上述第2控制信号施加于上述pn结电容的两端。

7.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于：

上述第1微调电容和上述第2微调电容为MOS晶体管的MOS电容，上述第2控制信号施加于上述MOS晶体管的栅极与源极·漏极之间。

8.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于：

构成上述第1电容组和第2电容组的上述多个可变电容的每一个，为MOS晶体管的MOS电容，

独立地赋予上述多个MOS电容的每一个的上述第1控制信号组和上述第3控制信号组，施加于上述MOS晶体管的栅极与源极·漏极之间。

9.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于：

上述多个可变电容的每一个，包括固定电容和与该固定电容串联连接的开关，

上述开关，由独立地赋予上述多个可变电容的每一个的上述第1控制信号组、上述第3控制信号组控制开和关，

上述多个可变电容的每一个的电容值，通过上述开关的开和关而大小变化。

10.根据权利要求1所述的振荡器，其特征在于：

还具有与谐振电路连接、发生负电导的负电导发生电路，上述谐振电路包括上述电感器、上述并联电容、以及上述串联电容，

将要输出的信号的频率基于上述谐振电路的谐振频率来确定，振荡的稳定性基于上述负电导发生电路发生的负电导来确定。

11.根据权利要求10所述的振荡器，其特征在于：

上述并联电容这样构成，即随着上述第1电容组的电容值变大，上述第1微调电容的电容值占作为上述并联电容和上述串联电容的电容值的合计的总电容的比率降低，上述总电容对上述第2控制信号的变化率减少；

上述串联电容这样构成，即随着上述第2电容组的电容值变大，上述第2微调电容占上述总电容的比率增大，上述总电容对上述第2控制信号的变化率增大。

12.根据权利要求10所述的振荡器，其特征在于：

第1电容连接在晶体管的第1电极与第2电极之间，第2电容连接在上述晶体管的第3电极与上述第2电极之间，电感器连接在上述第3电极与上述第2电极之间，

上述负电导发生电路形成在上述第3电极与上述第2电极之间。

13.根据权利要求10所述的振荡器，其特征在于：

上述负电导发生电路这样构成，即2个晶体管中一个晶体管的输入端子与另一个晶体管的输出端子相互耦合，上述一个晶体管与上述另一个晶体管的接地端子相互连接，恒流源与上述接地端子的连接点连接。

14.一种信息设备，包括：

振荡器；

低噪声放大器，对由天线接收到的接收信号进行放大；

调制器，对发送的基带信号进行调制，输出相互正交的2个信号；

正交调制器，使用上述调制器输出的正交的2个信号和上述振荡器输出的局部振荡信号，输出正交调制信号；

功率放大器，对上述正交调制信号进行放大；以及

开关，在接收时将来自上述天线的上述接收信号提供给上述低噪声放大器，在发送时将上述功率放大器输出的上述正交调制信号提供给上述天线，

所述信息设备的特征在于：

上述振荡器，包括

第1并联电容电源电压端子和第2并联电容电源电压端子；

第1串联电容电源电压端子和第2串联电容电源电压端子；

连接在上述第1并联电容电源电压端子与上述第2并联电容电源电压端子之间的电感器；

并联电容，由第1电容组和第1微调电容在上述第1并联电容电源电压端子与上述第2并联电容电源电压端子之间相互并联连接而成，其中，上述第1电容组包括电容值根据第1控制信号组而大小变化、进行了并联连接的可变电容；上述第1微调电容的电容值根据第2控制信号而发生变化；以及

串联电容，由第2电容组和第2微调电容在上述第1串联电容电源电压端子与上述第2串联电容电源电压端子之间相互串联连接而成，其中，上述第2电容组包括电容值根据第3控制信号组而大小变化、进行了并联连接的可变电容；上述第2微调电容的电容值根据上述第2控制信号而发生变化，

上述第3控制信号组与上述第1控制信号组相同，上述第1电容组的电容值和上述第2电容组的电容值根据上述第1控制信号和上述第3控制信号同时发生变化。

15.根据权利要求14所述的信息设备，其特征在于：

上述并联电容这样构成，即随着上述第1电容组的电容值变大，上述第1微调电容的电容值占作为上述并联电容和上述串联电容的电容值的合计的总电容的比率降低，上述总电容对上述第2控制信号的变化率减少；

上述串联电容这样构成，即随着上述第2电容组的电容值变大，上述第2微调电容占上述总电容的比率增大，上述总电容对上述第2控制信号的变化率增大。

16.根据权利要求14所述的信息设备，其特征在于：

上述振荡器、上述低噪声放大器以及上述正交调制器一并形成在相同的半导体衬底上。

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