JP4779305B2

JP4779305B2 - 逓倍回路、発振回路、および無線通信装置

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Description

本発明は、入力信号の周波数を逓倍する逓倍回路、この逓倍回路を用いた発振回路、並びに無線通信装置に関するものである。

入力信号の２倍の周波数の信号を生成する２逓倍回路が、たとえば特許文献１に記載されている。

図１０は、特許文献１に記載された２逓倍回路の基本構成を示す回路図である。
この２逓倍回路１は、図１０に示すように、絶縁ゲート型電界効果トランジスタであるＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２、負荷抵抗素子Ｒ１、キャパシタＣ１、差動入力端子ＴＩＮ，ＴＩＮＸ、および出力端子ＴＯＵＴを有している。

ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートが信号ＩＮの入力端子ＴＩＮに接続され、ＭＯＳトランジスタＱ２のゲートが信号ＩＮＸの入力端子ＴＩＮＸに接続されている。
ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２のソースが接地され、ドレイン同士が接続され、ドレイン同士の接続点が抵抗素子Ｒ１の一端に接続され、抵抗素子の他端が電源電位ＶＣＣに接続されている。そして、ＭＯＳトランジスタＱ１およびＱ２のドレイン同士の接続点と抵抗素子Ｒ１の一端との接続点がキャパシタＣ１の第１電極に接続され、キャパシタＣ１の第２電極が出力端子ＴＯＵＴに接続されている。

このような構成を有する２逓倍回路１において、差動の入力信号ＩＮ，ＩＮＸが入力されると、これらの入力信号ＩＮ，ＩＮＸの電圧がＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２のしきい値電圧より大きいときに負荷に電流が流れることで半整流を行い、入力信号の周波数に対して２倍の周波数の出力を得る。
特開２００３−２８３２５１号公報

一般に、２逓倍回路は、電圧制御発振器（ＶＣＯ：ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）か増幅器の出力側に接続して用いられる。
ところが、２逓倍回路の出力レベルは、負荷に流れる電流に依存する。この電流は前段に接続されたＶＣＯや増幅器の振幅や２逓倍回路を構成するデバイスの特性によって変化する。
このため、従来の２逓倍回路では出力レベルを一定に保つことが困難という不利益があった。

本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力レベルを一定に保つことが可能な逓倍回路、この逓倍回路を用いた発振回路、並びに無線通信装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明の第１の観点は、制御信号に応じて差動発振出力信号の振幅を制御可能な信号出力回路による差動発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成する逓倍回路であって、上記信号出力回路による差動発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成して出力するコア回路と、上記信号出力回路による差動発振出力信号を受けて上記コア回路の出力信号と等価なレベルの信号を生成するモニタ回路と、上記モニタ回路の信号出力レベルに基づいて、上記コア回路の出力信号のレベルが一定となるように上記制御信号を生成して上記信号出力回路に出力する制御信号生成手段と、を有し、上記コア回路は、制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第１から第６のトランジスタと、第１電源に接続された第１の負荷素子と、第２電源に接続された第１の電流源と、を含み、上記第１および第２のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が上記第１の負荷素子に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第５のトランジスタの第１の端子に接続され、上記第３および第４のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が出力負荷に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記６のトランジスタの第１の端子に接続され、上記第５および第６のトランジスタの第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１の電流源に接続され、上記第１、第４および第５のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの一方の出力信号の供給ラインに接続され、上記第２、第３および第６のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの他方の出力信号の供給ラインに接続され、上記モニタ回路は、制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第７から第１２のトランジスタと、第１電源に接続された第２の負荷素子と、第２電源に接続された第２の電流源と、を含み、上記第７および第８のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が上記第２の負荷素子に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１１のトランジスタの第１の端子に接続され、上記第９および第１０のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が出力端子に接続され、当該出力端子が上記制御信号生成手段に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１２のトランジスタの第１の端子に接続され、上記第１１および第１２のトランジスタの第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第２の電流源に接続され、上記第７、第１０および第１１のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの一方の出力信号の供給ラインに接続され、上記第８、第９および第１２のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの他方の出力信号の供給ラインに接続され、上記制御信号生成手段は、定電流源と、低インピーダンス入力端子が上記モニタ回路の出力端子に接続され、高インピーダンス出力端子が上記定電流源に接続されたカンレトミラー回路と、を含み、上記定電流源と上記カンレトミラー回路の高インピーダンス出力端子との接続点により上記制御信号を出力する。

好適には、上記コア回路と上記モニタ回路は、出力端子が負荷に接続され、上記信号出力回路による信号が制御端子に供給され、当該出力端子から逓倍した信号を出力するトランジスタを含み、上記制御信号生成手段は、上記モニタ回路に流れる電流を検知して検知結果に応じて上記制御信号を生成する。

本発明の第２の観点の発振回路は、制御信号に応じて差動発振出力信号の振幅を制御可能な電圧制御発振器を含む位相同期ループと、上記電圧制御発振器の差動発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成する逓倍回路と、を有し、上記逓倍回路は、上記電圧制御発振器の差動発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成して出力するコア回路と、上記電圧制御発振器の差動発振出力信号を受けて上記コア回路の出力信号と等価なレベルの信号を生成するモニタ回路と、上記モニタ回路の信号出力レベルに基づいて、上記コア回路の出力信号のレベルが一定となるように上記制御信号を生成して上記電圧制御発振器に出力する制御信号生成手段と、を含み、上記コア回路は、制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第１から第６のトランジスタと、第１電源に接続された第１の負荷素子と、第２電源に接続された第１の電流源と、を含み、上記第１および第２のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が上記第１の負荷素子に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第５のトランジスタの第１の端子に接続され、上記第３および第４のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が出力負荷に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記６のトランジスタの第１の端子に接続され、上記第５および第６のトランジスタの第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１の電流源に接続され、上記第１、第４および第５のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの一方の出力信号の供給ラインに接続され、上記第２、第３および第６のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの他方の出力信号の供給ラインに接続され、上記モニタ回路は、制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第７から第１２のトランジスタと、第１電源に接続された第２の負荷素子と、第２電源に接続された第２の電流源と、を含み、上記第７および第８のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が上記第２の負荷素子に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１１のトランジスタの第１の端子に接続され、上記第９および第１０のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が出力端子に接続され、当該出力端子が上記制御信号生成手段に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１２のトランジスタの第１の端子に接続され、上記第１１および第１２のトランジスタの第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第２の電流源に接続され、上記第７、第１０および第１１のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの一方の出力信号の供給ラインに接続され、上記第８、第９および第１２のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの他方の出力信号の供給ラインに接続され、上記制御信号生成手段は、定電流源と、低インピーダンス入力端子が上記モニタ回路の出力端子に接続され、高インピーダンス出力端子が上記定電流源に接続されたカンレトミラー回路と、を含み、上記定電流源と上記カンレトミラー回路の高インピーダンス出力端子との接続点により形成される出力ノードから上記制御信号を出力し、上記電圧制御発振器は、制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第１３から第１５のトランジスタと、第１および第２のインダクタと、第１および第２の可変容量キャパシタと、を含み、上記第１のインダクタの一端が第１電源に接続され、他端が上記第１３のトランジスタの第１の端子に接続され、その接続点に上記第１４のトランジスタの制御端子および上記第１の可変容量キャパシタの一端が接続され、上記第２のインダクタの一端が第１電源に接続され、他端が上記第１４のトランジスタの第１の端子に接続され、その接続点に上記第１３のトランジスタの制御端子および上記第２の可変容量キャパシタの一端が接続され、上記第１の可変容量キャパシタの他端と上記第２の可変容量キャパシタの他端に発振制御電圧が供給され、上記第１５のトランジスタの第１の端子が上記第１３および第１４のトランジスタの第２の端子に接続され、第２の端子が第２電源に接続され、制御端子が上記制御信号生成手段の上記制御信号を出力する上記出力ノードに接続されている。

好適には、上記コア回路と上記モニタ回路は、出力端子が負荷に接続され、上記電圧制御発振器による発振出力信号が制御端子に供給され、当該出力端子から逓倍した信号を出力するトランジスタを含み、上記制御信号生成手段は、上記モニタ回路に流れる電流を検知して検知結果に応じて上記制御信号を生成する。

また、好適には、上記制御信号生成手段は、定電流源と、低インピーダンス入力端子が上記モニタ回路の出力端子に接続され、高インピーダンス出力端子が上記定電流源に接続されたカンレトミラー回路と、を含み、上記定電流源と上記カンレトミラー回路の高インピーダンス出力端子との接続点により上記制御信号を出力する。

好適には、上記モニタ回路のトランジスタの素子サイズは、上記コア回路のトランジスタの素子サイズより小さく設定されている。

本発明の第３の観点は、局部発振部による局部発振信号に基づいて受信信号および送信信号の少なくとも一方に対する所定の処理を行うフロントエンド部を有する無線通信装置であって、上記局部発振部は、制御信号に応じて差動発振出力信号の振幅を制御可能な電圧制御発振器を含む位相同期ループと、上記電圧制御発振器の差動発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成する逓倍回路と、を有し、上記逓倍回路は、上記電圧制御発振器の差動発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成して出力するコア回路と、上記電圧制御発振器の差動発振出力信号を受けて上記コア回路の出力信号と等価なレベルの信号を生成するモニタ回路と、上記モニタ回路の信号出力レベルに基づいて、上記コア回路の出力信号のレベルが一定となるように上記制御信号を生成して上記電圧制御発振器に出力する制御信号生成手段と、を含み、上記コア回路は、制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第１から第６のトランジスタと、第１電源に接続された第１の負荷素子と、第２電源に接続された第１の電流源と、を含み、上記第１および第２のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が上記第１の負荷素子に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第５のトランジスタの第１の端子に接続され、上記第３および第４のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が出力負荷に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第６のトランジスタの第１の端子に接続され、上記第５および第６のトランジスタの第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１の電流源に接続され、上記第１、第４および第５のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの一方の出力信号の供給ラインに接続され、上記第２、第３および第６のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの他方の出力信号の供給ラインに接続され、上記モニタ回路は、制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第７から第１２のトランジスタと、第１電源に接続された第２の負荷素子と、第２電源に接続された第２の電流源と、を含み、上記第７および第８のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が上記第２の負荷素子に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１１のトランジスタの第１の端子に接続され、上記第９および第１０のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が出力端子に接続され、当該出力端子が上記制御信号生成手段に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１２のトランジスタの第１の端子に接続され、上記第１１および第１２のトランジスタの第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第２の電流源に接続され、上記第７、第１０および第１１のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの一方の出力信号の供給ラインに接続され、上記第８、第９および第１２のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの他方の出力信号の供給ラインに接続され、上記制御信号生成手段は、定電流源と、低インピーダンス入力端子が上記モニタ回路の出力端子に接続され、高インピーダンス出力端子が上記定電流源に接続されたカンレトミラー回路と、を含み、上記定電流源と上記カンレトミラー回路の高インピーダンス出力端子との接続点により形成される出力ノードから上記制御信号を出力し、上記電圧制御発振器は、制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第１３から第１５のトランジスタと、第１および第２のインダクタと、第１および第２の可変容量キャパシタと、を含み、上記第１のインダクタの一端が第１電源に接続され、他端が上記第１３のトランジスタの第１の端子に接続され、その接続点に上記第１４のトランジスタの制御端子および上記第１の可変容量キャパシタの一端が接続され、上記第２のインダクタの一端が第１電源に接続され、他端が上記第１４のトランジスタの第１の端子に接続され、その接続点に上記第１３のトランジスタの制御端子および上記第２の可変容量キャパシタの一端が接続され、上記第１の可変容量キャパシタの他端と上記第２の可変容量キャパシタの他端に発振制御電圧が供給され、上記第１５のトランジスタの第１の端子が上記第１３および第１４のトランジスタの第２の端子に接続され、第２の端子が第２電源に接続され、制御端子が上記制御信号生成手段の上記制御信号を出力する上記出力ノードに接続されている。

好適には、所定周波数の受信信号を所定の利得をもって増幅する低雑音増幅器と、上記低雑音増幅器から出力された所定周波数の受信信号を上記局部発振部による局部発振信号により中間周波数の信号に変換する周波数変換回路と、を有する。

好適には、送信信号を上記局部発振部のよる局部発振信号により所定の方式で変調する変調回路と、変調回路により変調された送信信号を無線により送信させるパワー増幅器と、を有する。

本発明によれば、たとえば信号出力回路から所定周波数の信号が逓倍回路に対して出力される。
信号出力回路の出力信号は、逓倍回路のコア回路およびモニタ回路に並列に入力される。コア回路において、入力信号の周波数をたとえば２逓倍した信号が生成され、出力される。
一方、モニタ回路においては、コア回路とたとえば同一の回路構成を有していることから、コア回路の出力信号と等価なレベルの電流信号が生成され、制御信号生成部に出力される。
制御信号生成部では、たとえばカレントミラー回路によってモニタ回路の出力電流がＩＤとして取り出され、この電流が制御信号の出力ノードに流れる。
そして、モニタ回路に流れる電流と等価電流ＩＤと定電流源による基準電流ＩＲＥＦとの差分が検出され、ノードから検出結果に応じて制御信号が信号出力回路に出力される。
この場合、モニタ回路に流れる電流ＩＤが小さければ信号出力回路の振幅を大きく、モニタ回路に流れる電流ＩＤが大きければ信号出力回路の出力振幅を小さくするように制御信号が生成される。
このように、逓倍回路の出力レベルが所望の値になるように、信号出力回路の振幅が制御信号で制御される。
これにより、逓倍回路の出力レベルは一定となる。

本発明によれば、逓倍回路を構成するデバイスの特性が変化したとしても、出力レベルを安定に一定レベルに保持することができる。
また、モニタ回路のトランジスタの素子サイズは、上記コア回路のトランジスタの素子サイズより小さく設定されていることから、面積や消費電力のオーバーヘッドを小さくすることができる利点がある。

以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。

図１は、本発明に係る逓倍回路の一実施形態を示す基本構成図である。

本逓倍回路１０は、制御信号Ｓ１２を応じて出力信号の振幅を制御可能で差動出力を行う信号出力回路としてのＶＣＯ（電圧制御発振器）１１、およびＶＣＯ１１の差動発振出力信号の周波数を２逓倍した信号生成して出力端子ＴＯＵＴから出力し、かつ逓倍した信号の出力レベルを検知して、この検知結果に基づいて、出力レベルが所望の値となるように制御信号Ｓ１２を生成してＶＣＯ１１に出力する２逓倍回路１２を有している。

本逓倍回路１０は、基本的に、２逓倍回路１２において被逓倍信号の出力レベルを検知して、２逓倍回路１２の出力レベルが所望の値になるように、前段のＶＣＯ１１（もしく増幅器）の振幅を制御信号Ｓ１２で制御することにより、一定の出力レベルを得るように構成されている。

以下、本逓倍回路１０の具体的な構成例および各部の機能について説明する。

図２は、図１の逓倍回路１０の具体的な構成例を示す回路図である。

図２のＶＣＯ１１は、負荷としての外付けあるいは集積化されたインダクタＬ１１，Ｌ１２、可変容量キャパシタＶＣ１１，ＶＣ１２、ｎｐｎトランジスタＱ１１，Ｑ１２、電流源としてＭＯトランジスタＱ１３、キャパシタＣ１１，Ｃ１２、抵抗素子Ｒ１１〜Ｒ１４を有している。

インダクタＬ１１，Ｌ１２の一端側が電源電位ＶＣＣに接続され、インダクタＬ１１の他端がｎｐｎトランジスタＱ１１のコレクタ、ｎｐｎトランジスタＱ１２のベース、並びに可変容量キャパシタＶＣ１１の一端側に接続されている。インダクタＬ１２の他端がｎｐｎトランジスタＱ１２のコレクタ、ｎｐｎトランジスタＱ１１のベース、並びに可変容量キャパシタＶＣ１２の一端側に接続されている。
可変容量キャパシタＶＣ１１とＶＣ１２の他端側が接続され、その接続点に発振制御電圧Ｖｃが供給される。
ｎｐｎトランジスタＱ１１とＱ１２のエミッタ同士が接続され、その接続点がＭＯＳトランジスタＱ１３のドレインに接続され、ＭＯＳトランジスタＱ１３のソースが接地されている。そして、ＭＯＳトランジスタＱ１３のゲートが２逓倍回路１２による制御信号Ｓ１２の供給ラインに接続されている。
また、インダクタＬ１１の他端とｎｐｎトランジスタＱ１１のコレクタの接続点がキャパシタＣ１１の一端（第１電極）に接続され、キャパシタＣ１１の他端（第２電極）が電源電位ＶＣＣと接地電位ＧＮＤとの間に直列に接続された抵抗素子Ｒ１１とＲ１２の一端同士の接続点に接続され、これらの接続点がＶＣＯ１１の差動発振信号の一方の出力ノードＮＤ１１を構成している。
インダクタＬ１２の他端とｎｐｎトランジスタＱ１２のコレクタの接続点がキャパシタＣ１２の一端（第１電極）に接続され、キャパシタＣ１２の他端（第２電極）が電源電位ＶＣＣと接地電位ＧＮＤとの間に直列に接続された抵抗素子Ｒ１３とＲ１４の一端同士の接続点に接続され、これらの接続点がＶＣＯ１１の差動発振信号の他方の出力ノードＮＤ１２を構成している。

このような構成を有するＶＣＯ１１は、図示しない位相同期ループ（ＰＬＬ）に含むように配置されることが一般的であり、ＰＬＬの図示しないチャージポンプ等から出力される発振制御電圧Ｖｃにより発振周波数が制御され、発振制御電圧Ｖｃで周波数が制御された差動発振出力信号をノードＮＤ１１，ＮＤ１２から２逓倍回路１２に対して出力する。
このＶＣＯ１１の差動発振出力信号は、その振幅が電流源としてのＭＯＳトランジスタＱ１３のゲートに印加される２逓倍回路１２による制御信号Ｓ１２で電流量が制御されて調整される。
すなわち、２逓倍回路１２の出力レベルが所望の値になるように、ＶＣＯ１１の振幅が制御信号Ｓ１２で制御される。

なお、本実施形態において、ＶＣＯ１１に集積化インダクタＬ１１，Ｌ１２を用いてＬＣ発振回路を構成することが望ましいが、これは以下の理由による。

数１００ＭＨｚ以上の高周波周波数信号を扱う集積回路（ＩＣ）を設計する上で、近年はシリコン基板上に集積化されたインダクタを使うことが必須になっている。
かつてはインダクタはＩＣ上に集積化することは不可能とされていたが、近年ある制約下では実用化可能となってきた。

一般的なプロセスでは、インダクタンスの最大値が１０ｎＨ程度、Ｑが１０程度は実現が可能となっている。プロセスや形状の工夫、メタル配線の多層化、銅配線の一般化によりその性能は徐々に向上している。
配線の多層化は、その導電性ゆえに損失の原因となるシリコン基板から離れた位置（遠いところ）にインダクタの形成を可能にするし、複数層配線に並列接続による直列抵抗損の低減や、複数配線層の直列接続によるインダクタンスの増加等の自由度をもたらす。
また、銅配線による低抵抗化はそのままＱの改善をもたらす。

そしてこの集積化インダクタは、図２に示すＶＣＯ１１に適用することができる。無線通信回路には局部発振信号と呼ばれる基準周波数が使われる。
局部発振信号は、水晶発振器を基準として周波数変換に必要な任意の周波数を生成する。局部発振信号は、ＶＣＯにＰＬＬによって水晶発振周波数とある比の関係を保つよう位相ロックループを形成することによって生成される。
そのため、ＶＣＯは非常に重要な要素技術であり、特にその位相ノイズが重要である。一般に、ＬＣ発振回路によるＶＣＯは他の方法、たとえばＲＣ発振回路やリング発振回路に比べ位相ノイズが低い。その理由は、ＬＣ共振回路に周波数選択機能（共振回路のＱに対応する）があるためである。
そのため、無線通信システムの厳しい位相ノイズの仕様を満たすにはＶＣＯとして、図２に示すようなＬＣ発振回路を用いることが事実上必須である。

また、集積化インダクタは２逓倍回路１２の負荷としても適用することできる。

２逓倍回路１２は、図２に示すように、ＶＣＯ１１の差動発振出力信号の周波数を２逓倍した信号を生成して出力するコア回路１２１と、ＶＣＯ１１の差動発振出力信号を受けてコア回路１２１の出力信号と等価なレベルの信号を生成するモニタ回路１２２と、モニタ回路１２２の信号出力レベルに基づいて、コア回路１２１の出力レベルが所望の値となるように制御信号Ｓ１２を生成してＶＣＯ１１の電流源としてのＭＯＳトランジスタＱ１３のゲートに出力する制御信号生成部１２３と、コア回路１２１の出力負荷としての集積化されたインダクタＬ１３と、出力段に設けられて直流（ＤＣ）カットオフ用キャパシタＣ１３とを有している。

コア回路１２１の出力端子がインダクタＬ１３の一端に接続され、その接続点がキャパシタＣ１３の一端（第１電極）に接続され、キャパシタＣ１１の他端（第２電極）が出力端子ＴＯＵＴに接続されている。

図３は、本実施形態に係る２逓倍回路におけるコア回路１２１の第１の構成例を示す回路図である。

図３のコア回路１２１Ａは、ｎｐｎトランジスタＱ２１〜Ｑ２６、電流源Ｉ１２１、抵抗素子Ｒ２１、差動入力端子ＴＣＩＮ，ＴＣＩＮＸ、およびコア出力端子ＴＣＯにより構成されている。

図３のコア回路１２１Ａにおいて、ｎｐｎトランジスタＱ２１，Ｑ２２のコレクタ同士が接続され、その接続点が抵抗素子Ｒ２１を介して電源電位ＶＣＣに接続されている。ｎｐｎトランジスタＱ２３，Ｑ２４のコレクタが共通にコア出力端子ＴＣＯに接続され、ｎｐｎトランジスタＱ２１とＱ２２のエミッタ同士が接続され、その接続点がｎｐｎトランジスタＱ２５のコレクタに接続されている。また、ｎｐｎトランジスタＱ２３とＱ２４のエミッタ同士が接続され、その接続点がｎｐｎトランジスタＱ２６のコレクタに接続されている。また、ｎｐｎトランジスタＱ２５とＱ２６のエミッタ同士が接続され、その接続点が接地電位ＧＮＤに接続された電流源Ｉ１２１に接続されている。
ｎｐｎトランジスタＱ２１、Ｑ２４、およびＱ２５のベースが入力端子ＴＣＩＮに接続され、ｎｐｎトランジスタＱ２２、Ｑ２３、およびＱ２６のベースが入力端子ＴＣＩＮＸに接続されている。
そして、出力端子ＴＣＯがインダクタＬ１３の一端に接続されている。

このように、図３のコア回路１２１Ａは、いわゆるダブルバランスミキサを構成するトランジスタＱ２１〜Ｑ２４のゲートにＶＣＯ１１の差動発振出力信号を入力する。また、トランジスタＱ２５，Ｑ２６はスイッチとして機能する。
ＶＣＯ１１の差動発振出力信号は、周波数が同じで位相が互いに１８０度異なることから、トランジスタＱ２１〜Ｑ２４からなるダブルバランスミキサで混合することにより、入力信号の周波数の２倍の周波数の信号を生成することができる。

図４は、本実施形態に係る２逓倍回路におけるモニタ回路１２２の第１の構成例を示す回路図である。

図４のモニタ回路１２２Ａは、ｎｐｎトランジスタＱ３１〜Ｑ３６、電流源Ｉ１２２、抵抗素子Ｒ３１、差動入力端子ＴＭＩＮ，ＴＭＩＮＸ、およびモニタ出力端子ＴＭＯにより構成されている。

図４のモニタ回路１２２Ａにおいて、ｎｐｎトランジスタＱ３１，Ｑ３２のコレクタ同士が接続され、その接続点が抵抗素子Ｒ３１を介して電源電位ＶＣＣに接続されている。ｎｐｎトランジスタＱ３３，Ｑ３４のコレクタが共通にモニタ出力端子ＴＭＯに接続され、ｎｐｎトランジスタＱ３１とＱ３２のエミッタ同士が接続され、その接続点がｎｐｎトランジスタＱ３５のコレクタに接続されている。また、ｎｐｎトランジスタＱ３３とＱ３４のエミッタ同士が接続され、その接続点がｎｐｎトランジスタＱ３６のコレクタに接続されている。また、ｎｐｎトランジスタＱ３５とＱ３６のエミッタ同士が接続され、その接続点が接地電位ＧＮＤに接続された電流源Ｉ１２２に接続されている。
ｎｐｎトランジスタＱ３１、Ｑ３４、およびＱ３５のベースが入力端子ＴＭＩＮに接続され、ｎｐｎトランジスタＱ３２、Ｑ３３、およびＱ３６のベースが入力端子ＴＭＩＮＸに接続されている。
そして、出力端子ＴＭＯが制御信号生成部１２３の入力端子に接続されている。

このように、モニタ回路１２２Ａは、図３のコア回路１２１Ａと同一の等価回路として構成されており、コア回路１２１Ａと同様の２逓倍動作を行う。
ただし、本実施形態においては、図３および図４に示すように、コア回路１２１Ａを構成する各トランジスタＱ２１〜Ｑ２６の素子サイズｍ＝１０とすると、モニタ回路１２２Ａを構成する各トランジスタＱ３１〜Ｑ３６の素子サイズｍ＝１としている。
これにより、面積や消費電力のオーバーヘッドは小さい。

図５は、本実施形態に係る２逓倍回路におけるコア回路１２１の第２の構成例を示す回路図である。

図５のコア回路１２１Ｂは、ＭＯＳトランジスタＱ４１，Ｑ４２、差動入力端子ＴＣＩＮ，ＴＣＩＮＸ、およびコア出力端子ＴＣＯにより構成されている。

図５のコア回路１２１Ｂにおいて、ＭＯＳトランジスタＱ４１のゲートが入力端子ＴＣＩＮに接続され、ＭＯＳトランジスタＱ４２のゲートが入力端子ＴＣＩＮＸに接続されている。
ＭＯＳトランジスタＱ４１およびＱ４２のソースが接地され、ドレイン同士が接続され、ドレイン同士の接続点がコア出力端子ＴＣＯに接続され、コア出力端子ＴＣＯがインダクタＬ１３の一端に接続されている。

このような構成を有するコア回路１２１Ｂにおいて、ＶＣＯ１１による差動発振出力信号が入力されると、これらの入力信号ＩＮ，ＩＮＸの電圧がＭＯＳトランジスタＱ４１，Ｑ４２のしきい値電圧より大きいときに負荷に電流が流れることで半整流を行い、入力信号の周波数に対して２倍の周波数の出力を得る。

図６は、本実施形態に係る２逓倍回路におけるモニタ回路１２２の第２の構成例を示す回路図である。

図６のモニタ回路１２２Ｂは、ＭＯＳトランジスタＱ５１，Ｑ５２、差動入力端子ＴＣＩＮ，ＴＣＩＮＸ、およびコア出力端子ＴＣＯにより構成されている。

図６のモニタ回路１２２Ｂにおいて、ＭＯＳトランジスタＱ５１のゲートが入力端子ＴＣＩＮに接続され、ＭＯＳトランジスタＱ５２のゲートが入力端子ＴＣＩＮＸに接続されている。
ＭＯＳトランジスタＱ５１およびＱ５２のソースが接地され、ドレイン同士が接続され、ドレイン同士の接続点がモニタ出力端子ＴＭＯに接続され、モニタ出力端子ＴＭＯが制御信号生成部１２３の入力端子に接続されている。

このように、モニタ回路１２２Ｂは、図５のコア回路１２１Ｂと同一の等価回路として構成されており、コア回路１２１Ｂと同様の２逓倍動作を行う。
ただし、本実施形態においては、図５および図６に示すように、コア回路１２１Ｂを構成する各トランジスタＱ４１，Ｑ４２の素子サイズｍ＝１０とすると、モニタ回路１２２Ｂを構成する各トランジスタＱ５１，Ｑ５２の素子サイズｍ＝１としている。
これにより、面積や消費電力のオーバーヘッドは小さい。

制御信号生成部１２３は、図２に示すように、基準電流ＩＲＥＦを供給する定電流源１２３１と、低インピーダンス入力端子がモニタ回路１２２の出力端子に接続され、高インピーダンス出力端子が定電流源１２３１に接続されたカンレトミラー回路１２３２１とを有しており、定電流源１２３１とカンレトミラー回路１２３２の高インピーダンス出力端子との接続点により制御信号Ｓ１２を出力する。

カレントミラー回路１２３２は、具体的には、図２に示すように、ＭＯＳトランジスタＱ６１，Ｑ６２により構成されている。
ＭＯＳトランジスタＱ６１とＱ６２のソースが電源電位ＶＣＣに接続され、モニタ回路１２の出力端子ＴＭＯにＭＯＳトランジスタＱ６１のドレイン、並びにＭＯＳトランジスタＱ６１とＱ６２のゲートが接続されている。そして、ＭＯＳトランジスタＱ６２のドレインが定電流源１２３１に接続され、これらの接続点により制御信号Ｓ１２の出力ノードＮＤ１３が構成されている。

次に、図２の回路の動作を説明する。

ＶＣＯ１１において、たとえば図示しないＰＬＬのチャージポンプ等から出力される発振制御電圧Ｖｃにより発振周波数が制御され、発振制御電圧Ｖｃで周波数が制御された差動発振出力信号がノードＮＤ１１，ＮＤ１２から２逓倍回路１２に対して出力される。

ＶＣＯ１１の差動発振出力信号は、２逓倍回路１２のコア回路１２１およびモニタ回路１２２に並列に入力される。
コア回路１２１において、ＶＣＯ１１の差動発振出力信号の周波数を２逓倍した信号が生成され、キャパシタＣ１３を介して出力端子ＴＯＵＴから出力される。

一方、モニタ回路１２２においては、コア回路１２１と同一の回路構成を有していることから、コア回路１２１の出力信号と等価なレベルの電流信号が生成され、制御信号生成部１２３に出力される。
制御信号生成部１２３では、カレントミラー回路１２３２によってモニタ回路１２２の出力電流がＭＯＳトランジスタＱ６２にＩＤとして取り出され、この電流ＩＤはノードＮＤ１３に流れる。
そして、モニタ回路１２２に流れる電流と等価な電流ＩＤと定電流源１２３１による基準電流ＩＲＥＦとの差分が検出され、ノードＮＤ１３から検出結果に応じて制御信号Ｓ１２がＶＣＯ１１の電流源としてのＭＯＳトランジスタＱ１３のゲートに出力される。
この場合、モニタ回路１２２に流れる電流ＩＤが小さければＶＣＯ１１の出力振幅を大きく（電流源Ｑ１３による供給電流を多くする）、モニタ回路１２２に流れる電流ＩＤが大きければＶＣＯ１１の出力振幅を小さくする（電流源Ｑ１３による供給電流を少なくする）ように制御信号Ｓ１２が生成される。
このように、ＶＣＯ１１の差動発振出力信号は、その振幅が電流源としてのＭＯＳトランジスタＱ１３のゲートに印加される２逓倍回路１２による制御信号Ｓ１２で電流量が制御されて調整される。
すなわち、２逓倍回路１２の出力レベルが所望の値になるように、ＶＣＯ１１の振幅が制御信号Ｓ１２で制御される。
これにより、２逓倍回路１２の出力レベルは一定となる。

また、本実施形態においては、コア回路１２１Ａ，１２１Ｂとモニタ回路１２２Ａ，１２２Ｂの素子サイズの１０：１にしていることから、図７に示すように、コア回路１２１Ａ，１２１Ｂとモニタ回路１２２Ａ，１２２Ｂの負荷に流れる電流の比率も１０：１となるため、モニタ回路１２２Ａの負荷に流れる電流を測定することで、コア回路１２１Ａの電流を見積もることができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、２逓倍回路１２がＶＣＯ１１の差動発振出力信号の周波数を２逓倍した信号を生成して出力するコア回路１２１と、ＶＣＯ１１の差動発振出力信号を受けてコア回路１２１の出力信号と等価なレベルの信号を生成するモニタ回路１２２と、モニタ回路１２２の信号出力レベルに基づいて、コア回路１２１の出力レベルが所望の値となるように制御信号Ｓ１２を生成してＶＣＯ１１の電流源としてのＭＯＳトランジスタＱ１３のゲートに出力する制御信号生成部１２３と、コア回路１２１の出力負荷としての集積化されたインダクタＬ１３とを有することから、２逓倍回路１２を構成するデバイスの特性が変化したとしても、図８に示すように、従来の逓倍回路に比べて出力レベルを安定に一定レベルに保持することができる。
また、コア回路１２１Ａ，１２１Ｂとモニタ回路１２２Ａ，１２２Ｂの素子サイズの１０：１にしていることから、面積や消費電力のオーバーヘッドを小さくすることができる利点がある。

図９は、本発明に係る無線通信装置のＲＦフロントエンド部の一実施形態を示す構成図である。このＲＦフロントエンド部に、図１〜図８に関連付けて説明した逓倍回路１０が局部発振信号を生成する局部発振部に適用されている。

この無線通信装置のＲＦフロントエンド部１００は、図９に示すように、アンテナ１０１、ＳＡＷフィルタを含む整合回路１０２、アンテナスイッチ１０３、ＬＮＡ（低雑音増幅器）１０４、局部発振部１０５、周波数変換回路としてのミキサ１０６、ＳＡＷフィルタ１０７、ＲＳＳＩ回路１０８、ＡＳＫ変調回路１０９、およびパワーアンプ（ＰＡ）１１０を有する。

局部発振部１０５は、ＶＣＯを除く位相比較器、分周器、チャージポンプ等を含むＰＬＬ部１０５１、図２に示すＶＣＯ１１が適用されるＶＣＯ１０５２、同じく図２に示す２逓倍回路１２が適用される２逓倍回路１０５３、ＶＣＯ１０５２の出力周波数成分を取り除くためのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０５４、およびＢＰＦ１０５４の出力を増幅してミキサ１０６および変調回路１０９に供給するドライブアンプ１０５５を有している。
ＰＬＬ部１０５１には、たとえば図示しない水晶発振器による周波数１６ＭＨｚ程度の基準信号ＴＣＸＯが供給され、ＶＣＯ１０５２からは周波数が略２．９ＧＨｚの差動発振出力信号が出力される。
したがって、２逓倍回路１０５３から周波数が略５．８ＭＨｚの局部発振信号が出力される。

たとえば、フロントエンド部１００においては、たとえば周波数５．９ＧＨｚ帯の無線信号ＲＦがアンテナ１０１で受信され、整合回路１０２、アンテナスイッチ１０３、さらにＬＮＡ１０４を介してミキサ１０６に入力される。
そして、ミキサ１０６において、局部発振部１０５による局部発振信号とミキシングされ、たとえば４０ＭＨｚの中間周波が抽出され、ＳＡＷフィルタ１０７、ＲＳＳＩ回路１０８で所定の処理が施されて、図示しないベースバンド処理部に出力される。

また、図示しないベースバンド処理部による送信信号ＴＸは、変調回路１０９において局部発振部１０５のよる局部発振信号により所定の方式で変調され、パワーアンプ１１０、アンテナスイッチ１０３を通して無線により送信される。

図９の無線通信装置のＲＦフロントエンド部１００においては、上述したように図１〜図８に関連付けて説明した逓倍回路１０が局部発振信号を生成する局部発振部１０５に適用されていることから、レベルが安定した局部発振信号を得ることができる。
その結果、安定したミキシング動作、変調動作を行うこと可能となる。

本発明に係る逓倍回路の一実施形態を示す基本構成図である。図１の逓倍回路の具体的な構成例を示す回路図である。本実施形態に係る２逓倍回路におけるコア回路の第１の構成例を示す回路図である。本実施形態に係る２逓倍回路におけるモニタ回路の第１の構成例を示す回路図である。本実施形態に係る２逓倍回路におけるコア回路の第２の構成例を示す回路図である。本実施形態に係る２逓倍回路におけるモニタ回路の第２の構成例を示す回路図である。本実施形態に係る素子サイズが異なるコア回路とモニタ回路に流れる電流について説明するための図である。本実施形態に係る逓倍回路の効果を説明するための図である。本発明に係る無線通信装置のＲＦフロントエンド部の一実施形態を示す構成図である。特許文献１に記載された２逓倍回路の構成を示す回路図である。

符号の説明

１０…逓倍回路、１１…ＶＣＯ、１２…２逓倍回路、１２１…コア回路、１２２…モニタ回路、１２３…制御信号生成部、１２３１…定電流源、１２３２…カレントミラー回路、１００…ＲＦフロントエンド部、１０１…アンテナ、１０３…アンテナスイッチ、１０４…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、１０５…局部発振部、１０６…ミキサ、１０９…変調回路、１１０…パワーアンプ。

Claims

制御信号に応じて差動発振出力信号の振幅を制御可能な信号出力回路による差動発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成する逓倍回路であって、
上記信号出力回路による差動発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成して出力するコア回路と、
上記信号出力回路による差動発振出力信号を受けて上記コア回路の出力信号と等価なレベルの信号を生成するモニタ回路と、
上記モニタ回路の信号出力レベルに基づいて、上記コア回路の出力信号のレベルが一定となるように上記制御信号を生成して上記信号出力回路に出力する制御信号生成手段と、を有し、
上記コア回路は、
制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第１から第６のトランジスタと、
第１電源に接続された第１の負荷素子と、
第２電源に接続された第１の電流源と、を含み、
上記第１および第２のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が上記第１の負荷素子に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第５のトランジスタの第１の端子に接続され、
上記第３および第４のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が出力負荷に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記６のトランジスタの第１の端子に接続され、
上記第５および第６のトランジスタの第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１の電流源に接続され、
上記第１、第４および第５のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの一方の出力信号の供給ラインに接続され、
上記第２、第３および第６のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの他方の出力信号の供給ラインに接続され、
上記モニタ回路は、
制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第７から第１２のトランジスタと、
第１電源に接続された第２の負荷素子と、
第２電源に接続された第２の電流源と、を含み、
上記第７および第８のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が上記第２の負荷素子に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１１のトランジスタの第１の端子に接続され、
上記第９および第１０のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が出力端子に接続され、当該出力端子が上記制御信号生成手段に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１２のトランジスタの第１の端子に接続され、
上記第１１および第１２のトランジスタの第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第２の電流源に接続され、
上記第７、第１０および第１１のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの一方の出力信号の供給ラインに接続され、
上記第８、第９および第１２のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの他方の出力信号の供給ラインに接続され、
上記制御信号生成手段は、
定電流源と、
低インピーダンス入力端子が上記モニタ回路の出力端子に接続され、高インピーダンス出力端子が上記定電流源に接続されたカンレトミラー回路と、を含み、
上記定電流源と上記カンレトミラー回路の高インピーダンス出力端子との接続点により上記制御信号を出力する
逓倍回路。
上記モニタ回路の第７から第１２のトランジスタの素子サイズは、上記コア回路の第１から第６のトランジスタの素子サイズより小さく設定されている
請求項１記載の逓倍回路。
制御信号に応じて差動発振出力信号の振幅を制御可能な電圧制御発振器を含む位相同期ループと、
上記電圧制御発振器の差動発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成する逓倍回路と、を有し、
上記逓倍回路は、
上記電圧制御発振器の差動発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成して出力するコア回路と、
上記電圧制御発振器の差動発振出力信号を受けて上記コア回路の出力信号と等価なレベルの信号を生成するモニタ回路と、
上記モニタ回路の信号出力レベルに基づいて、上記コア回路の出力信号のレベルが一定となるように上記制御信号を生成して上記電圧制御発振器に出力する制御信号生成手段と、を含み、
上記コア回路は、
制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第１から第６のトランジスタと、
第１電源に接続された第１の負荷素子と、
第２電源に接続された第１の電流源と、を含み、
上記第１および第２のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が上記第１の負荷素子に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第５のトランジスタの第１の端子に接続され、
上記第３および第４のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が出力負荷に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記６のトランジスタの第１の端子に接続され、
上記第５および第６のトランジスタの第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１の電流源に接続され、
上記第１、第４および第５のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの一方の出力信号の供給ラインに接続され、
上記第２、第３および第６のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの他方の出力信号の供給ラインに接続され、
上記モニタ回路は、
制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第７から第１２のトランジスタと、
第１電源に接続された第２の負荷素子と、
第２電源に接続された第２の電流源と、を含み、
上記第７および第８のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が上記第２の負荷素子に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１１のトランジスタの第１の端子に接続され、
上記第９および第１０のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が出力端子に接続され、当該出力端子が上記制御信号生成手段に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１２のトランジスタの第１の端子に接続され、
上記第１１および第１２のトランジスタの第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第２の電流源に接続され、
上記第７、第１０および第１１のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの一方の出力信号の供給ラインに接続され、
上記第８、第９および第１２のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの他方の出力信号の供給ラインに接続され、
上記制御信号生成手段は、
定電流源と、
低インピーダンス入力端子が上記モニタ回路の出力端子に接続され、高インピーダンス出力端子が上記定電流源に接続されたカンレトミラー回路と、を含み、
上記定電流源と上記カンレトミラー回路の高インピーダンス出力端子との接続点により形成される出力ノードから上記制御信号を出力し、
上記電圧制御発振器は、
制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第１３から第１５のトランジスタと、
第１および第２のインダクタと、
第１および第２の可変容量キャパシタと、を含み、
上記第１のインダクタの一端が第１電源に接続され、他端が上記第１３のトランジスタの第１の端子に接続され、その接続点に上記第１４のトランジスタの制御端子および上記第１の可変容量キャパシタの一端が接続され、
上記第２のインダクタの一端が第１電源に接続され、他端が上記第１４のトランジスタの第１の端子に接続され、その接続点に上記第１３のトランジスタの制御端子および上記第２の可変容量キャパシタの一端が接続され、
上記第１の可変容量キャパシタの他端と上記第２の可変容量キャパシタの他端に発振制御電圧が供給され、
上記第１５のトランジスタの第１の端子が上記第１３および第１４のトランジスタの第２の端子に接続され、第２の端子が第２電源に接続され、制御端子が上記制御信号生成手段の上記制御信号を出力する上記出力ノードに接続されている
発振回路。
上記モニタ回路の第７から第１２のトランジスタの素子サイズは、上記コア回路の第１から第６のトランジスタの素子サイズより小さく設定されている
請求項３記載の発振回路。
局部発振部による局部発振信号に基づいて受信信号および送信信号の少なくとも一方に対する所定の処理を行うフロントエンド部を有する無線通信装置であって、
上記局部発振部は、
制御信号に応じて差動発振出力信号の振幅を制御可能な電圧制御発振器を含む位相同期ループと、
上記電圧制御発振器の差動発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成する逓倍回路と、を有し、
上記逓倍回路は、
上記電圧制御発振器の差動発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成して出力するコア回路と、
上記電圧制御発振器の差動発振出力信号を受けて上記コア回路の出力信号と等価なレベルの信号を生成するモニタ回路と、
上記モニタ回路の信号出力レベルに基づいて、上記コア回路の出力信号のレベルが一定となるように上記制御信号を生成して上記電圧制御発振器に出力する制御信号生成手段と、を含み、
上記コア回路は、
制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第１から第６のトランジスタと、
第１電源に接続された第１の負荷素子と、
第２電源に接続された第１の電流源と、を含み、
上記第１および第２のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が上記第１の負荷素子に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第５のトランジスタの第１の端子に接続され、
上記第３および第４のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が出力負荷に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第６のトランジスタの第１の端子に接続され、
上記第５および第６のトランジスタの第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１の電流源に接続され、
上記第１、第４および第５のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの一方の出力信号の供給ラインに接続され、
上記第２、第３および第６のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの他方の出力信号の供給ラインに接続され、
上記モニタ回路は、
制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第７から第１２のトランジスタと、
第１電源に接続された第２の負荷素子と、
第２電源に接続された第２の電流源と、を含み、
上記第７および第８のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が上記第２の負荷素子に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１１のトランジスタの第１の端子に接続され、
上記第９および第１０のトランジスタの第１の端子同士が接続され、その接続点が出力端子に接続され、当該出力端子が上記制御信号生成手段に接続され、並びに、第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第１２のトランジスタの第１の端子に接続され、
上記第１１および第１２のトランジスタの第２の端子同士が接続され、その接続点が上記第２の電流源に接続され、
上記第７、第１０および第１１のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの一方の出力信号の供給ラインに接続され、
上記第８、第９および第１２のトランジスタの制御端子が上記差動発振出力信号のうちの他方の出力信号の供給ラインに接続され、
上記制御信号生成手段は、
定電流源と、
低インピーダンス入力端子が上記モニタ回路の出力端子に接続され、高インピーダンス出力端子が上記定電流源に接続されたカンレトミラー回路と、を含み、
上記定電流源と上記カンレトミラー回路の高インピーダンス出力端子との接続点により形成される出力ノードから上記制御信号を出力し、
上記電圧制御発振器は、
制御端子並びに入出力用の第１の端子および第２の端子を有する第１３から第１５のトランジスタと、
第１および第２のインダクタと、
第１および第２の可変容量キャパシタと、を含み、
上記第１のインダクタの一端が第１電源に接続され、他端が上記第１３のトランジスタの第１の端子に接続され、その接続点に上記第１４のトランジスタの制御端子および上記第１の可変容量キャパシタの一端が接続され、
上記第２のインダクタの一端が第１電源に接続され、他端が上記第１４のトランジスタの第１の端子に接続され、その接続点に上記第１３のトランジスタの制御端子および上記第２の可変容量キャパシタの一端が接続され、
上記第１の可変容量キャパシタの他端と上記第２の可変容量キャパシタの他端に発振制御電圧が供給され、
上記第１５のトランジスタの第１の端子が上記第１３および第１４のトランジスタの第２の端子に接続され、第２の端子が第２電源に接続され、制御端子が上記制御信号生成手段の上記制御信号を出力する上記出力ノードに接続されている
無線通信装置。
上記モニタ回路の第７から第１２のトランジスタの素子サイズは、上記コア回路の第１から第６のトランジスタの素子サイズより小さく設定されている
請求項５記載の無線通信装置。
上記フロントエンド部は、
所定周波数の受信信号を所定の利得をもって増幅する低雑音増幅器と、
上記低雑音増幅器から出力された所定周波数の受信信号を上記局部発振部による局部発振信号により中間周波数の信号に変換する周波数変換回路と、を有する
請求項５または６記載の無線通信装置。
上記フロントエンド部は、
送信信号を上記局部発振部による局部発振信号により所定の方式で変調する変調回路と、
変調回路により変調された送信信号を無線により送信させるパワー増幅器と、を有する
請求項５から７のいずれか一に記載の無線通信装置。