JP2005318300A - 逓倍回路、発振回路、および無線通信装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】2逓倍回路12がVCO11の差動発振出力信号の周波数を2逓倍した信号を生成して出力するコア回路121と、VCO11の差動発振出力信号を受けてコア回路121の出力信号と等価なレベルの信号を生成するモニタ回路122と、モニタ回路122の信号出力レベルに基づいて、コア回路121の出力レベルが所望の値となるように制御信号S12を生成してVCO11の電流源としてのMOSトランジスタQ13のゲートに出力する制御信号生成部123と、コア回路121の出力負荷としての集積化されたインダクタL13とを有する。
【選択図】 図2
Description
この2逓倍回路1は、図10に示すように、絶縁ゲート型電界効果トランジスタであるMOSトランジスタQ1,Q2、負荷抵抗素子R1、キャパシタC1、差動入力端子TIN,TINX、および出力端子TOUTを有している。
MOSトランジスタQ1およびQ2のソースが接地され、ドレイン同士が接続され、ドレイン同士の接続点が抵抗素子R1の一端に接続され、抵抗素子の他端が電源電位VCCに接続されている。そして、MOSトランジスタQ1およびQ2のドレイン同士の接続点と抵抗素子R1の一端との接続点がキャパシタC1の第1電極に接続され、キャパシタC1の第2電極が出力端子TOUTに接続されている。
ところが、2逓倍回路の出力レベルは、負荷に流れる電流に依存する。この電流は前段に接続されたVCOや増幅器の振幅や2逓倍回路を構成するデバイスの特性によって変化する。
このため、従来の2逓倍回路では出力レベルを一定に保つことが困難という不利益があった。
信号出力回路の出力信号は、逓倍回路のコア回路およびモニタ回路に並列に入力される。コア回路において、入力信号の周波数をたとえば2逓倍した信号が生成され、出力される。
一方、モニタ回路においては、コア回路とたとえば同一の回路構成を有していることから、コア回路の出力信号と等価なレベルの電流信号が生成され、制御信号生成部に出力される。
制御信号生成部では、たとえばカレントミラー回路によってモニタ回路の出力電流がIDとして取り出され、この電流が制御信号の出力ノードに流れる。
そして、モニタ回路に流れる電流と等価電流IDと定電流源による基準電流IREFとの差分が検出され、ノードから検出結果に応じて制御信号が信号出力回路に出力される。
この場合、モニタ回路に流れる電流IDが小さければ信号出力回路の振幅を大きく、モニタ回路に流れる電流IDが大きければ信号出力回路の出力振幅を小さくするように制御信号が生成される。
このように、逓倍回路の出力レベルが所望の値になるように、信号出力回路の振幅が制御信号で制御される。
これにより、逓倍回路の出力レベルは一定となる。
また、モニタ回路のトランジスタの素子サイズは、上記コア回路のトランジスタの素子サイズより小さく設定されていることから、面積や消費電力のオーバーヘッドを小さくすることができる利点がある。
可変容量キャパシタVC11とVC12の他端側が接続され、その接続点に発振制御電圧Vcが供給される。
npnトランジスタQ11とQ12のエミッタ同士が接続され、その接続点がMOSトランジスタQ13のドレインに接続され、MOSトランジスタQ13のソースが接地されている。そして、MOSトランジスタQ13のゲートが2逓倍回路12による制御信号S12の供給ラインに接続されている。
また、インダクタL11の他端とnpnトランジスタQ11のコレクタの接続点がキャパシタC11の一端(第1電極)に接続され、キャパシタC11の他端(第2電極)が電源電位VCCと接地電位GNDとの間に直列に接続された抵抗素子R11とR12の一端同士の接続点に接続され、これらの接続点がVCO11の差動発振信号の一方の出力ノードND11を構成している。
インダクタL12の他端とnpnトランジスタQ12のコレクタの接続点がキャパシタC12の一端(第1電極)に接続され、キャパシタC12の他端(第2電極)が電源電位VCCと接地電位GNDとの間に直列に接続された抵抗素子R13とR14の一端同士の接続点に接続され、これらの接続点がVCO11の差動発振信号の他方の出力ノードND12を構成している。
このVCO11の差動発振出力信号は、その振幅が電流源としてのMOSトランジスタQ13のゲートに印加される2逓倍回路12による制御信号S12で電流量が制御されて調整される。
すなわち、2逓倍回路12の出力レベルが所望の値になるように、VCO11の振幅が制御信号S12で制御される。
かつてはインダクタはIC上に集積化することは不可能とされていたが、近年ある制約下では実用化可能となってきた。
配線の多層化は、その導電性ゆえに損失の原因となるシリコン基板から離れた位置(遠いところ)にインダクタの形成を可能にするし、複数層配線に並列接続による直列抵抗損の低減や、複数配線層の直列接続によるインダクタンスの増加等の自由度をもたらす。
また、銅配線による低抵抗化はそのままQの改善をもたらす。
局部発振信号は、水晶発振器を基準として周波数変換に必要な任意の周波数を生成する。局部発振信号は、VCOにPLLによって水晶発振周波数とある比の関係を保つよう位相ロックループを形成することによって生成される。
そのため、VCOは非常に重要な要素技術であり、特にその位相ノイズが重要である。 一般に、LC発振回路によるVCOは他の方法、たとえばRC発振回路やリング発振回路に比べ位相ノイズが低い。その理由は、LC共振回路に周波数選択機能(共振回路のQに対応する)があるためである。
そのため、無線通信システムの厳しい位相ノイズの仕様を満たすにはVCOとして、図2に示すようなLC発振回路を用いることが事実上必須である。
npnトランジスタQ21、Q24、およびQ25のベースが入力端子TCINに接続され、npnトランジスタQ22、Q23、およびQ26のベースが入力端子TCINXに接続されている。
そして、出力端子TCOがインダクタL13の一端に接続されている。
VCO11の差動発振出力信号は、周波数が同じで位相が互いに180度異なることから、トランジスタQ21〜Q24からなるダブルバランスミキサで混合することにより、入力信号の周波数の2倍の周波数の信号を生成することができる。
npnトランジスタQ31、Q34、およびQ35のベースが入力端子TMINに接続され、npnトランジスタQ32、Q33、およびQ36のベースが入力端子TMINXに接続されている。
そして、出力端子TMOが制御信号生成部123の入力端子に接続されている。
ただし、本実施形態においては、図3および図4に示すように、コア回路121Aを構成する各トランジスタQ21〜Q26の素子サイズm=10とすると、モニタ回路122Aを構成する各トランジスタQ31〜Q36の素子サイズm=1としている。
これにより、面積や消費電力のオーバーヘッドは小さい。
MOSトランジスタQ41およびQ42のソースが接地され、ドレイン同士が接続され、ドレイン同士の接続点がコア出力端子TCOに接続され、コア出力端子TCOがインダクタL13の一端に接続されている。
MOSトランジスタQ51およびQ52のソースが接地され、ドレイン同士が接続され、ドレイン同士の接続点がモニタ出力端子TMOに接続され、モニタ出力端子TMOが制御信号生成部123の入力端子に接続されている。
ただし、本実施形態においては、図5および図6に示すように、コア回路121Bを構成する各トランジスタQ41,Q42の素子サイズm=10とすると、モニタ回路122Bを構成する各トランジスタQ51,Q52の素子サイズm=1としている。
これにより、面積や消費電力のオーバーヘッドは小さい。
MOSトランジスタQ61とQ62のソースが電源電位VCCに接続され、モニタ回路12の出力端子TMOにMOSトランジスタQ61のドレイン、並びにMOSトランジスタQ61とQ62のゲートが接続されている。そして、MOSトランジスタQ62のドレインが定電流源1231に接続され、これらの接続点により制御信号S12の出力ノードND13が構成されている。
コア回路121において、VCO11の差動発振出力信号の周波数を2逓倍した信号が生成され、キャパシタC13を介して出力端子TOUTから出力される。
制御信号生成部123では、カレントミラー回路1232によってモニタ回路122の出力電流がMOSトランジスタQ62にIDとして取り出され、この電流IDはノードND13に流れる。
そして、モニタ回路122に流れる電流と等価な電流IDと定電流源1231による基準電流IREFとの差分が検出され、ノードND13から検出結果に応じて制御信号S12がVCO11の電流源としてのMOSトランジスタQ13のゲートに出力される。
この場合、モニタ回路122に流れる電流IDが小さければVCO11の出力振幅を大きく(電流源Q13による供給電流を多くする)、モニタ回路122に流れる電流IDが大きければVCO11の出力振幅を小さくする(電流源Q13による供給電流を少なくする)ように制御信号S12が生成される。
このように、VCO11の差動発振出力信号は、その振幅が電流源としてのMOSトランジスタQ13のゲートに印加される2逓倍回路12による制御信号S12で電流量が制御されて調整される。
すなわち、2逓倍回路12の出力レベルが所望の値になるように、VCO11の振幅が制御信号S12で制御される。
これにより、2逓倍回路12の出力レベルは一定となる。
また、コア回路121A,121Bとモニタ回路122A,122Bの素子サイズの10:1にしていることから、面積や消費電力のオーバーヘッドを小さくすることができる利点がある。
PLL部1051には、たとえば図示しない水晶発振器による周波数16MHz程度の基準信号TCXOが供給され、VCO1052からは周波数が略2.9GHzの差動発振出力信号が出力される。
したがって、2逓倍回路1053から周波数が略5.8MHzの局部発振信号が出力される。
そして、ミキサ106において、局部発振部105による局部発振信号とミキシングされ、たとえば40MHzの中間周波が抽出され、SAWフィルタ107、RSSI回路108で所定の処理が施されて、図示しないベースバンド処理部に出力される。
その結果、安定したミキシング動作、変調動作を行うこと可能となる。
Claims (14)
- 制御信号を応じて出力信号の振幅を制御可能な信号出力回路による信号の周波数を逓倍した信号を生成する逓倍回路であって、
逓倍した信号の出力レベルを検知する検知手段と、
上記検出手段の検知結果に基づいて、出力レベルが所望の値となるように上記制御信号を生成して上記信号出力回路に出力する制御信号生成手段と
を有する逓倍回路。 - 制御信号を応じて出力信号の振幅を制御可能な信号出力回路による信号の周波数を逓倍した信号を生成する逓倍回路であって、
上記信号出力回路による信号の周波数を逓倍した信号を生成して出力するコア回路と、 上記信号出力回路による信号を受けて上記コア回路の出力信号と等価なレベルの信号を生成するモニタ回路と、
上記モニタ回路の信号出力レベルに基づいて、上記コア回路の出力レベルが所望の値となるように上記制御信号を生成して上記信号出力回路に出力する制御信号生成手段と
を有する逓倍回路。 - 上記コア回路と上記モニタ回路は、出力端子が負荷に接続され、上記信号出力回路による信号が制御端子に供給され、当該出力端子から逓倍した信号を出力するトランジスタを含み、
上記制御信号生成手段は、上記モニタ回路に流れる電流を検知して検知結果に応じて上記制御信号を生成する
請求項2記載の逓倍回路。 - 上記制御信号生成手段は、
定電流源と、
低インピーダンス入力端子が上記モニタ回路の出力端子に接続され、高インピーダンス出力端子が上記定電流源に接続されたカンレトミラー回路と、を含み、
上記定電流源と上記カンレトミラー回路の高インピーダンス出力端子との接続点により上記制御信号を出力する
請求項3記載の逓倍回路。 - 上記モニタ回路のトランジスタの素子サイズは、上記コア回路のトランジスタの素子サイズより小さく設定されている
請求項3記載の逓倍回路。 - 上記モニタ回路のトランジスタの素子サイズは、上記コア回路のトランジスタの素子サイズより小さく設定されている
請求項4記載の逓倍回路。 - 制御信号を応じて出力信号の振幅を制御可能な電圧制御発振器を含む位相同期ループと、
上記電圧制御発振器の発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成する逓倍回路と、を有し、
上記逓倍回路は、
上記電圧制御発振器の発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成して出力するコア回路と、
上記電圧制御発振器の発振出力信号を受けて上記コア回路の出力信号と等価なレベルの信号を生成するモニタ回路と、
上記モニタ回路の信号出力レベルに基づいて、上記コア回路の出力レベルが所望の値となるように上記制御信号を生成して上記電圧制御発振器に出力する制御信号生成手段と、を含む
発振回路。 - 上記コア回路と上記モニタ回路は、出力端子が負荷に接続され、上記電圧制御発振器による発振出力信号が制御端子に供給され、当該出力端子から逓倍した信号を出力するトランジスタを含み、
上記制御信号生成手段は、上記モニタ回路に流れる電流を検知して検知結果に応じて上記制御信号を生成する
請求項7記載の発振回路。 - 上記制御信号生成手段は、
定電流源と、
低インピーダンス入力端子が上記モニタ回路の出力端子に接続され、高インピーダンス出力端子が上記定電流源に接続されたカンレトミラー回路と、を含み、
上記定電流源と上記カンレトミラー回路の高インピーダンス出力端子との接続点により上記制御信号を出力する
請求項8記載の発振回路。 - 上記モニタ回路のトランジスタの素子サイズは、上記コア回路のトランジスタの素子サイズより小さく設定されている
請求項8記載の発振回路。 - 上記モニタ回路のトランジスタの素子サイズは、上記コア回路のトランジスタの素子サイズより小さく設定されている
請求項9記載の発振回路。 - 局部発振部による局部発振信号に基づいて主信号に対する所定の処理を行うフロントエンド部を有する無線通信装置であって、
上記局部発振部は、
制御信号を応じて出力信号の振幅を制御可能な電圧制御発振器を含む位相同期ループと、
上記電圧制御発振器の発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成する逓倍回路と、を有し、
上記逓倍回路は、
上記電圧制御発振器の発振出力信号の周波数を逓倍した信号を生成して出力するコア回路と、
上記電圧制御発振器の発振出力信号を受けて上記コア回路の出力信号と等価なレベルの信号を生成するモニタ回路と、
上記モニタ回路の信号出力レベルに基づいて、上記コア回路の出力レベルが所望の値となるように上記制御信号を生成して上記電圧制御発振器に出力する制御信号生成手段と、を含む
無線通信装置。 - 所定周波数の受信信号を所定の利得をもって増幅する低雑音増幅器と、
上記低雑音増幅器から出力された所定周波数の受信信号を上記局部発振部による局部発振信号により中間周波数の信号に変換する周波数変換回路と、を有する
請求項12記載の無線通信装置。 - 送信信号を上記局部発振部のよる局部発振信号により所定の方式で変調する変調回路と、
変調回路により変調された送信信号を無線により送信させるパワー増幅器と、を有する
請求項12記載の無線通信装置。
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