CN103138679A - 一种振荡周期内可变电容基本恒定的lc振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种振荡周期内可变电容基本恒定的LC振荡器，它包括由电感L和自适应补偿可变电容器组成的谐振网络，以及互补交叉耦合负阻放大器和偏置电流源组成，可变电容器为自适应补偿的可变电容器AC-Varactor。通过对AC-Varactor可变电容的动态补偿，消除由于输出波形幅度变化引起的可变电容值变化，消除幅度变化引起的频率调制，使因幅度噪声导致振荡器相位噪声性能的恶化最小化。本发明的LC振荡器克服了传统的LC振荡器，在一个振荡周期内，可变电容值随两端电压的变化而使振荡频率改变，由AM-FM过程而导致振荡器相位噪声性能下降的缺陷，在一种振荡周期内可变电容基本恒定的LC振荡器，具有良好的相位噪声性能，可广泛应用于无线通信系统。

Description

一种振荡周期内可变电容基本恒定的LC振荡器

技术领域

本发明属于无线通信领域，涉及低相位噪声、高性能的压控振荡器，尤其涉及一种振荡周期内可变电容基本恒定的LC振荡器，可广泛应用于无线通信系统。

背景技术

LC振荡器是无线通信系统中的关键部件之一，LC振荡器以高精度、低相位噪声的晶振频率为参考频率，通过频率合成器的反馈和运算，使其工作频率在某个倍数的参考频率上，并输出高频率稳定度、高频谱纯度的本地振荡信号。本振信号送至混频器进行混频，在接收机中，下混频至低中频或直接变频；在发射机中，将输入信号上变频至所需的高频，再经过功率放大器发射出去。振荡器有很多种类型，但能输出高频率、低相位噪声的只有LC振荡器。LC振荡器又有电感三点式的(Hartley)结构，电容三点式的(Colpitts)结构和负阻LC振荡器。LC振荡器的振荡频率由电感L和电容C决定，而频率调谐则通过调节可变电容(Varactor)两端的电压来调节可变电容值来实现。调节可变电容(Varactor)两端的振荡器控制电压对频率的调节，可用电压转换频率增益K_VCO表示，单位为MHz/V。因此，LC振荡器既是一个输出高频率、大信号的模块，也是一个超敏感模块，控制电压的轻微变化、可变电容两端电压的变化、以及电源电压的抖动和电源地由于噪声的反弹，都会通过K_VCO转换为频率的变化，造成频率的漂移，这种现象称之为幅度噪声转换为频率调制噪声(AM-FM)。

传统的LC振荡器，在一个振荡周期内，加在可变电容两端的电压会随着输出波形的变化而出现从零到电源电压的变化过程，而加在可变电容两端电压的变化会转化为可变电容电容值的变化，从而出现振荡频率的改变即幅度噪声转换为频率调制噪声(AM-FM)过程，存在振荡器相位噪声性能下降的严重缺陷。已有技术的申请号CN03822181.0名称为“LC振荡器”的中国发明专利，虽然也可以输出高频率、相对低一些的相位噪声的波形，但存在幅度噪声转换为频率调制噪声(AM-FM)较大的缺陷。上述技术方案，因频率调制噪声引起频率的轻微漂移，造成输出频谱产生旁辬，最终导致相位噪声性能恶化，频谱纯度变差。而在已有技术传统的几种LC振荡器结构中，由于可变电容跨接在振荡器的两个差分输出端，差分输出的正弦信号其幅度是随输出频率呈正弦变化，其变化的最大值可为电源电压。这意味着可变电容在每个振荡周期内，尽管振荡器的控制电压(Vctrl)不变，可变电容两端的电压最大会出现电源电压的变化。因此，即便振荡器采用稳压器输出的电源，控制电压采用滤波器滤除噪声，采用多重隔离环来隔离电源地上噪声的反弹，还会存在幅度噪声转换为频率调制噪声个问题，使振荡器的相位噪声性能极大的下降。

发明内容

本发明的目的是消除LC振荡器输出波形周期幅度变化引起的幅度噪声转换为频率调制噪声(AM-FM)的问题。提供了一种振荡周期内可变电容基本恒定的LC振荡器，采用可变电容(AC-Varactor)，通过自适应补偿使振荡器输出波形幅度按输出正弦周期变化时，电容基本不变，实现AM-FM最小化。

本发明的目的是通过以下的技术方案来实现。

一种振荡周期内可变电容基本恒定的LC振荡器，包括由电感L和自适应补偿可变电容AC-Varactor组成的谐振网络，以及互补交叉耦合负阻放大器和偏置电流源；其中

谐振网络电感L和自适应补偿可变电容AC-Varactor的并联连接点为谐振网络的两个连接臂，自适应补偿可变电容AC-Varactor带控制端Vctrl；谐振网络用于消除输出波形对可变电容的幅度调制；

互补交叉耦合负阻放大器的两个差分输出端VP和VN，对应连接多端谐振网络的两个连接臂，互补交叉耦合负阻放大器的偏置端VT连接偏置电流源；

偏置电流源为电流镜结构电流源，用于为互补交叉耦合负阻放大器提供偏置电流。

所述的LC振荡器，其在于所述谐振网络为二端谐振网络，其两个连接臂对应连接互补交叉耦合负阻放大器的两个差分输出端VP和VN，自适应补偿可变电容AC-Varactor的控制端连接控制电压Vctrl。控制电压由片外的频率合成器提供，频率合成器的环路滤波器滤除高频噪声并转换为电压信号，用于调节LC振荡器的输出频率。

所述的LC振荡器，其在于所述自适应补偿可变电容AC-Varactor由第一两端可变电容电路、四端可变电容电路和第二两端可变电容电路组成，第一两端可变电容电路串接在四端可变电容电路的一个输出臂和LC调谐回路一个差分输出VP端之间，第二两端可变电容电路串接在四端可变电容电路的另一输出臂和LC调谐回路一差分输出VN端之间；其中

所述第一两端可变电容电路由并联连接的第1可变电容和第2可变电容组成，每个并联接点的第1可变电容和第2可变电容的极性相反；第一两端可变电容电路的一个并接点连接VP端，另一个并接点连接四端可变电容电路的一个臂端；

所述第二两端可变电容电路由并联连接的第5可变电容和第6可变电容组成，每个并联接点的第5可变电容和第6可变电容的极性相反；第二两端可变电容电路的一个并接点连接VN端，另一个并接点连接四端可变电容电路的另一个臂端；

所述四端可变电容电路由串联连接的第3可变电容和第4可变电容，串联连接的第1电阻和第2电阻，以及第3电阻组成；串联连接的第3可变电容和第4可变电容的两个正极性端各对应连接串联连接第1电阻和第2电阻的一端，第3电阻的一端连接第3可变电容和第4可变电容的负极性串联连接端，第3电阻的另一端连接偏置电压V_B1，偏置电压V_B1来自片内偏置电流源；第1电阻和第2电阻的串联连接点接控制电压Vctrl；第3可变电容和第1电阻的并接点连接第一可变电容电路的另一个并接点，第4可变电容和第2电阻的并接点连接第二可变电容电路的另一个并接点。

所述的LC振荡器，其在于所述自适应补偿可变电容AC-Varactor的可变电容为PN结或MOS管电容，或者累积型电容。

所述的LC振荡器，其还在于所述自适应补偿可变电容AC-Varactor由第一两端可变电容电路、五端可变电容电路和第二两端可变电容电路组成；第一两端可变电容电路串接在五端可变电容电路的一个输出臂和LC调谐回路一个差分输出VP端之间；第二两端可变电容电路并接在五端可变电容电路的另一输出臂上，和LC调谐回路一差分输出VN端直接相连；其中

所述第一两端可变电容电路由并联连接的第1可变电容和第2可变电容组成，每个并联接点的第1可变电容和第2可变电容的极性相反；第一两端可变电容电路的一个并接点连接VP端，另一个并接点连接五端可变电容电路的一个a臂端；

所述第二两端可变电容电路由并联连接的第5可变电容和第6可变电容组成，每个并联接点的第5可变电容和第6可变电容的极性相反；第二两端可变电容电路的一个并接点连接五端可变电容电路的一个b臂端并连接VN端，另一个并接点连接五端可变电容电路的另一个d臂端；

所述五端可变电容电路由第3可变电容和第4可变电容，串联连接的第1电阻和第2电阻组成；五端可变电容电路的a臂端连接第3可变电容的正极端和第1电阻的一端，a臂端连接第一两端可变电容电路的第1可变电容和第2可变电容的一个并接端；五端可变电容电路的b臂端连接低3可变电容的负极端，b臂端连接第二两端可变电容电路的第5可变电容和第6可变电容的一个并接端，并连接VN端；五端可变电容电路的c臂端连接第4可变电容的负极端，c臂端连接VP端；五端可变电容电路的d臂端连接第二两端可变电容电路的第5可变电容和第6可变电容的另一个并接端，第3可变电容和第4可变电容的正极端各对应连接串联连接的第1电阻和第2电阻的一端；第1电阻和第2电阻的串联连接端接控制电压Vctrl。

所述的LC振荡器，其还在于所述四端可变电容电路或五端可变电容电路的第3可变电容的电容值的最大调节值为第一两端可变电容电路的第1可变电容、第2可变电容的电容值的1/M，对应的第4可变电容的电容值的最大调节值为第二两端可变电容电路第5可变电容、第6可变电容的电容值的1/M，M的取值范围为1～4；通过调整M值用于可变电容的有效调整和实现LC振荡器频率的调谐。

所述的LC振荡器，其还在于所述LC振荡器的由电感L和自适应补偿可变电容AC-Varactor组成的谐振网络，以及互补交叉耦合负阻放大器和偏置电流源的电路在片内集成。

本发明的LC振荡器与传统的LC振荡器相比，在一个振荡周期内，加在可变电容两端的电压会随着输出波形的变化而出现的变化过程得到明显改善，加在可变电容两端电压的变化会转化为可变电容电容值的变化显著减小，基本恒定的可变电容就能有效改善振荡频率的改变，从而使幅度噪声转换为频率调制噪声AM-FM，导致LC振荡器相位噪声性能下降的过程缺陷得以基本克服和缓解。

本发明的实质性效果为：

1、在LC振荡器整个振荡周期内，通过自适应补偿使控制可变电容两端电压为基本恒定的电压，使幅度噪声转换为频率调制噪声AM-FM实现最小化。

2、通过自适应补偿可变电容，抵消振荡周期内输出波形幅度变化对可变电容的影响，极大降低闪变的噪声幅度通过可变电容构成混频，使LC振荡器的相位噪声性能得到显著改善。

3、幅度噪声转换为频率调制噪声AM-FM的最小化，使本发明LC振荡器电路结构相对于传统LC振荡器，在同样的相位噪声性能下，本发明实施例则消除了由于振荡周期内幅度变化引入的相位噪声，而无需增大工作电流，从而有效降低LC振荡器电路功耗。

4、本发明的LC振荡器电路片内集成，可广泛应用于射频无线通信系统。

附图说明

图1为本发明实施例的振荡周期内可变电容基本恒定的的LC振荡器原理图；

图1中：11-互补交叉耦合负阻放大器，12-LC调谐回路，13-偏置电流源。

图2为传统的LC振荡器可变电容受输出波形幅度影响的原理示意图。

图3我本发明实施例LC振荡器的自适应补偿可变电容AC-Varactor消除输出波形幅度影响的原理示意图。

图4是本发明LC振荡器的实施例1自适应补偿可变电容AC-Varactor的构成电路原理图；

图4中：4-自适应补偿可变电容AC-Varactor，41-第一两端可变电容电路，42-四端可变电容电路，43-第二两端可变电容电路。

图5是本发明LC振荡器的实施例2自适应补偿可变电容AC-Varactor的构成电路原理图；

图5中：5-自适应补偿可变电容AC-Varactor，51-第一两端可变电容电路，52-五端可变电容电路，53-第二两端可变电容电路。

图6是本发明实施例与传统LC振荡器的相位噪声曲线图。

具体实施方式

下面结合实施例并参照附图对本发明的技术方案作进一步说明。

本发明实施例的一种振荡周期内可变电容基本恒定的LC振荡器如图1所示，它包括互补交叉耦合负阻放大器11、LC调谐回路12和电流源13。互补交叉耦合负阻放大器11由互补的场效应管交叉实现，其具体连接关系为：PMOS交叉对管MP1和MP2的源极并联连接于VT端，VT端连接配置电流源管MP_C的漏极，MP1的栅极和漏极分别与MP2的漏极和栅极相连；NMOS交叉对管MN1和MN2的源极并联连接在一起接地，MN1的栅极和漏极分别与MN2的漏极和栅极相连，MP1、MP2的漏极和MN1、MN2的漏极相接。负阻放大器产生的负阻用以抵消回路中由于LC引入的损耗阻抗，维持振荡的持续进行。LC调谐回路12为LC调谐回路，电感L为差分对称电感，电感L的两端接互补交叉对管MP1、MP2的漏极。具有消除输出波形幅度调制功能的自适应补偿可变电容AC-Varactor，并接在差分电感L的两端，控制电压Vctrl端接在自适应补偿可变电容AC-Varactor的两端，实现频率的调谐。LC调谐回路12由电流源13提供电流，电流源13的镜像电流管MP_C用PMOS管构成，MPc源级接电源VCC，栅极接参考电源Vb，漏极接负阻放大器的VT端。

传统的LC振荡器，其可变电容跨接在LC振荡器的两输出端，输出波形的幅度按振荡频率做正弦变化，这如同给可变电容上叠加了一个高频的幅度变化信号，对LC振荡器的性能产生直接影响。图2是传统的LC振荡器可变电容受输出波形幅度影响的原理示意图，结合图2来描述对LC振荡器的性能的影响。为了使描述简洁，设控制电压Vctrl为零，则振荡器输出波形的直流电平为VDD/2，再假设输出波形是轨到轨的对称，则可变电容两端的电压幅度V(t)的表示式为：

V(t)≈VDD/2+Acos(ωt)-Bcos(2ωt)    (1)

式中：A为输出波形幅度由于输出波形幅度A增大时，增大，输出频率下降。而当输出波形幅度A减小时，可变电容减小，频率增大。所以输出波形可以用一个基波和二次谐波来近似等效，B表示二次谐波幅度。用C(t)表示当可变电容两端电压V(t)变化时引起的电容的变化，将(1)式用傅立叶级数展开，则可变电容值变化值可用(2)式表示，

$C\left[V\left(t\right)\right]=c_0+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}2c_n\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)---\left(2\right)$

式中：C₀为可变电容的初始值，C_n为一个振荡周期内可变电容的一个变化值。从(2)式可见，在一个振荡周期内，可变电容值C(t)必然随加在可变电容两端的电压V(t)而变化，导致周期内的频率变化，即幅度调制转转频率调制的过程。

图3是本发明实施例LC振荡器的自适应补偿可变电容AC-Varactor消除输出波形幅度影响的原理示意图。本发明实施例采用的自适应补偿可变电容AC-Varactor消除输出波形幅度影响的工作原理，以第一两端可变电容电路C_V1和C_V2反极性并联结构，并结合图3来进行阐述。在一个振荡周期内，可变电容C_V1的可变电容值C1(t)必然随加在可变电容两端的电压V(t)而变化，可变电容C_V2的可变电容值C2(t)必然也随加在可变电容两端的电压V(t)而变化，由于可变电容值C1(t)和C2(t)的极性相反，当LC振荡器输出波形幅度变化加在可变电容C_V1两端几乎不变，故可变电容值则基本恒定。加可变电容C_V1的电压V₁(t)的表达式为：

V₁(t)≈VDD/2+Acos(ωt)-Bcos(2ωt)          (3)

在可变电容C_V1两端并联一个同样大小、极性相反的可变电容C_V2，则加在C_V2两端的电压V₂(t)为：

V₂(t)≈VDD/2+Acos(π+ωt)-Bcos(π+2ωt)    (4)

可变电容C_V1、C_V2由于两端电压V₁(t)、V₂(t)变化引起的电容变化，用傅立叶级数展开表示为(5)和(6)：

$C_1\left[V_1\left(t\right)\right]=c_0+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{2c}_n\cos \left(\mathrm{n\ωt}\right)---\left(5\right)$

$C_2\left[V_2\left(t\right)\right]=c_0+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{2c}_n\cos (\mathrm{\π}+\mathrm{n\ωt})---\left(6\right)$

显而易见，第一两端可变电容电路总的电容为C＝C1+C2＝2C₀，即在一个振荡周期内消除了由于振幅随振荡频率正弦变化的影响，有效的可变电容在一个周期内恒定，同样，第二两端可变电容电路的可变电容在一个周期内恒定，有效消除由此引入的幅度噪声转换为频率调制噪声AM-FM。整个自适应补偿可变电容AC-Varactor具有良好的消除输出波形幅度对调谐回路可变电容影响的功能，从而使LC振荡器的幅度噪声转换为频率调制噪声(AM-FM)实现最小化。

实施例1

图4给出本发明LC振荡器的实施例1自适应补偿可变电容AC-Varactor的一种构成电原理图，如图4所示：自适应补偿可变电容AC-Varactor 4为差分结构，它由第一两端可变电容电路41，四端可变电容电路42和第二两端可变电容电路43组成。第一两端可变电容电路41串接在四端可变电容电路42的一输出臂和LC调谐回路一差分输出VP端之间，第二两端可变电容电路43串接在四端可变电容电路42的另一输出臂和LC调谐回路一差分输出VN端之间。第一两端可变电容电路41的可变电容C_V1和C_V2反极性并接，其一端接LC振荡器的正输出端VP，其另一端与四端可变电容电路42的可变电容C_V3正极端相连。第二两端可变电容电路43的可变电容C_V5和C_V6反极性并接，其一端接LC振荡器的正输出端VN，另一端与四端可变电容电路42的可变电容C_V4的正极端相连。四端可变电容电路42的可变电容C_V3和C_V4的负极相连接，可变电容C_V3和C_V4的负极连接点通过电阻R3接偏置电压V_B1。电阻R1和R2串联连接，其串联连接点连接控制电压Vctrl。串联连接的电阻R1和R2的两端对应连接可变电容C_V3、C_V4的正极端，控制电压Vctrl通过电阻R1和R2加到可变电容C_V3、C_V4的正极端，控制可变电容C_V3和C_V4的电容值随控制电压Vctrl呈线性变化。四端可变电容电路42的一个输出臂经串接的第一两端可变电容电路41，再连接VP端，由反极性并接的可变电容C_V1和C_V2消除振荡器正输出端VP周期内幅度变化引起的可变电容变化的影响。四端可变电容电路42的另一个输出臂经串接的第二两端可变电容电路43，由反极性并接的可变电容C_V5和C_V6消除振荡器正输出端VN周期内幅度变化引起的可变电容变化的影响。

自适应补偿可变电容AC-Varactor采用差分结构连接，其两个差分输出臂VP端和VN端都具有消除LC振荡器差分输出端的周期内幅度变化引起的可变电容变化的影响的功能。四端可变电容电路42的可变电容C_V3的电容值可以取C_V1、C_V2的倍数，可变电容C_V4的电容值可以取C_V5、C_V6的倍数，有效可变电容的调整和频率的调谐。

偏置电压V_B1根据电源电压和可变电容的电容-电压(C-V)曲线配置。在控制电压Vctrl的变化范围内，可变电容C_V1、C_V2和C_V3等效的总可变电容，其电容-电压的关系呈线性，使LC振荡器的频率在调节范围内实现线性调节，在同等的调谐范围内，可降低压控灵敏度K_VCO，相应的由于控制电压上噪声转换成的频偏也小了，降低了相位噪声。

实施例2

图5给出本发明LC振荡器的实施例2自适应补偿可变电容AC-Varactor的另一种构成电路原理图。如图5所示，差分结构自适应补偿可变电容AC-Varactor 5为差分结构，它由第一两端可变电容电路51，五端可变电容电路52和第二两端可变电容电路53组成。第一两端可变电容电路51串接在五端可变电容电路52的一输出臂和LC调谐回路一差分输出VP端之间。第二两端可变电容电路53并接在五端可变电容电路52的另一输出臂，和LC调谐回路一差分输出VN端直接相连。第一两端可变电容电路51的可变电容C_V1和C_V2反极性并接，其一端接LC振荡器的正输出端VP，其另一端与五端可变电容电路42的可变电容C_V3正极端相连。第二两端可变电容电路53的可变电容C_V5和C_V6反极性并接，其一端接LC振荡器的一输出端VN，自适应补偿可变电容AC-Varactor的可变电容C_V1和C_V2反极性并接在一起，一端接LC振荡器的正输出端VP，另一端与可变电容C_V3的正极相连，C_V3接LC振荡器的负输出端VN，同样的可变电容C_V5、C_V6反并接在一起，一端接LC振荡器的正输出端VN，另一端与可变电容C_V4的正极相连，可变电容C_V4接LC振荡器的另一输出端VP，控制电压Vctrl通过电阻R1、R2分别接可变电容C_V3、C_V4的正极。第一两端可变电容电路51的可变电容C_V1和C_V2以及五端可变电容电路52的可变电容C_V4，抵消VP端的幅度变化引起的电容变化和实现频率的调谐。第二两端可变电容电路53的可变电容C_V5和C_V6以及五端可变电容电路52的可变电容C_V3，抵消VN端的幅度变化引起的电容变化和实现频率的调谐。

本发明第1实施例和第2实施例自适应补偿可变电容AC-Varactor的C_V1和C_V2、C_V5和C_V6是反极性并联，C_V3和C_V4是反极性串联，对于LC振荡器来说是差分对称连接，保证了电路的差分对称性。

由于幅度周期变化引起的幅度噪声转换为频率调制噪声AM-FM越大，则引入的相位噪声越大，AM-FM的大小与由于幅度噪声引起的电容变化成正比。将幅度噪声转换电容增益降为零，则由KAM-FM引入的相位噪声也为零。本发明实施例的自适应补偿可变电容AC-Varactor，在一个周期内可变电容基本恒定，在同等相位噪声指标下，传统结构靠增大工作电流获得大的输出幅度来降低相位噪声，本发明实施例则消除了由于振荡周期内幅度变化引入的相位噪声，而无需增大工作电流，从而有效降低LC振荡器功耗。

图6给出本发明实施例LC振荡器相位噪声曲线与传统LC振荡器的相位噪声曲线的对比图。一个采用传统可变电容Conventionl-Varactor LC振荡器与采用本发明自适应补偿可变电容AC-Varactor的LC振荡器相位噪声性能的仿真结果表明，如图6所示，本发明实施例的相位噪声改善度达到6.5dB，在LC振荡器整个振荡周期内，通过自适应补偿使控制可变电容两端电压为基本恒定的电压，使幅度噪声转换为频率调制噪声AM-FM实现最小化，从而使LC振荡器获得良好的相位噪声性能。显而易见，本发明振荡周期内可变电容基本恒定的LC振荡器可广泛应用于射频无线通信系统。

本发明的保护范围，并非局限于本发明描述的实施例。只要各种变化在所附权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的实例均在保护之列。

Claims (8)

1. 一种振荡周期内可变电容基本恒定的LC振荡器，包括由电感L和自适应补偿可变电容AC-Varactor组成的谐振网络，以及互补交叉耦合负阻放大器和偏置电流源；其中

谐振网络电感L和自适应补偿可变电容AC-Varactor的并联连接点为谐振网络的两个连接臂，自适应补偿可变电容AC-Varactor带控制端Vctrl；谐振网络用于消除输出波形对可变电容的幅度调制；

互补交叉耦合负阻放大器的两个差分输出端VP和VN，对应连接谐振网络的两个连接臂，互补交叉耦合负阻放大器的偏置端VT连接偏置电流源； 

偏置电流源为电流镜结构电流源，用于为互补交叉耦合负阻放大器提供偏置电流和电源噪声抑制。

2.如权利要求1所述的LC振荡器，其特征在于：所述谐振网络为二端谐振网络，其两个连接臂对应连接互补交叉耦合负阻放大器的两个差分输出端VP和VN，自适应补偿可变电容AC-Varactor的控制端连接控制电压Vctrl，控制电压Vctrl由片外的频率合成器提供。

3.如权利要求1所述的LC振荡器，其特征在于：所述自适应补偿可变电容AC-Varactor由第一两端可变电容电路、四端可变电容电路和第二两端可变电容电路组成，第一两端可变电容电路串接在四端可变电容电路的一个输出臂和LC调谐回路一个差分输出VP端之间，第二两端可变电容电路串接在四端可变电容电路的另一输出臂和LC调谐回路一个差分输出VN端之间；其中

所述第一两端可变电容电路由并联连接的第1可变电容和第2可变电容组成，每个并联接点的第1可变电容和第2可变电容的极性相反；第一两端可变电容电路的一个并接点连接VP端，另一个并接点连接四端可变电容电路的一个臂端；

所述第二两端可变电容电路由并联连接的第5可变电容和第6可变电容组成，每个并联接点的第5可变电容和第6可变电容的极性相反；第二两端可变电容电路的一个并接点连接VN端，另一个并接点连接四端可变电容电路的另一个臂端；

所述四端可变电容电路由串联连接的第3可变电容和第4可变电容，串联连接的第1电阻和第2电阻，以及第3电阻组成；串联连接的可变电容C_V3和C_V4的两个正极性端各对应连接串联连接第1电阻和第2电阻的一端，第3电阻的一端连接第3可变电容和第4可变电容的负极性串联连接端，第3电阻的另一端连接偏置电压V_B1，偏置电压V_B 1来自片内偏置电流源；第1电阻和第2电阻的串联连接点接控制电压Vctrl；第3可变电容和第1电阻的并接点连接第一可变电容电路的另一个并接点，第4可变电容和第2电阻的并接点连接第二可变电容电路的另一个并接点。

4.如权利要求1-3所述的LC振荡器，其特征还在于：所述自适应补偿可变电容AC-Varactor的可变电容为PN结或MOS管电容，或者累积型电容。

5.如权利要求1所述的LC振荡器，其特征还在于：所述自适应补偿可变电容AC-Varactor由第一两端可变电容电路、五端可变电容电路和第二两端可变电容电路组成；第一两端可变电容电路串接在五端可变电容电路的一个输出臂和LC调谐回路一个差分输出VP端之间；第二两端可变电容电路并接在五端可变电容电路的另一输出臂上，和LC调谐回路一个差分输出VN端直接相连；其中

所述第一两端可变电容电路由并联连接的第1可变电容和第2可变电容组成，每个并联接点的第1可变电容和第2可变电容的极性相反；第一两端可变电容电路的一个并接点连接VP端，另一个并接点连接五端可变电容电路的一个a臂端；

所述第二两端可变电容电路由并联连接的第5可变电容和第6可变电容组成，每个并联接点的第5可变电容和第6可变电容的极性相反；第二两端可变电容电路的一个并接点连接五端可变电容电路的一个b臂端并连接VN端，另一个并接点连接五端可变电容电路的另一个d臂端；

所述五端可变电容电路由第3可变电容和第4可变电容，以及串联连接的第1电阻和第2电阻组成；五端可变电容电路的a臂端连接第3可变电容的正极端和第1电阻的一端，a臂端连接第一两端可变电容电路的第1可变电容和第2可变电容的一个并接端；五端可变电容电路的b臂端连接低3可变电容的负极端，b臂端连接第二两端可变电容电路的第5可变电容和第6可变电容的一个并接端，并连接VN端；五端可变电容电路的c臂端连接第4可变电容的负极端，并连接VP端；五端可变电容电路的d臂端连接第二两端可变电容电路的第5可变电容和第6可变电容的另一个并接端，第3可变电容和第4可变电容的正极端各对应连接串联连接的第1电阻和第2电阻的一端；第1电阻和第2电阻的串联连接端接控制电压Vctrl。

6.如权利要求5所述的LC振荡器，其特征还在于：所述自适应补偿可变电容AC-Varactor的可变电容为PN结或MOS管电容，或者累积型电容。

7.如权利要求3或5所述的LC振荡器，其特征还在于，所述四端可变电容电路或五端可变电容电路的第3可变电容的电容值的最大调节值为第一两端可变电容电路的第1可变电容、第2可变电容的电容值的1/M，对应的第4可变电容的电容值的最大调节值为第二两端可变电容电路第5可变电容、第6可变电容的电容值的1/M，M的取值范围为1~4；调整M值用于可变电容的有效调整和实现LC振荡器频率的调谐。

8.如权利要求1-3或5所述的LC振荡器，其特征还在于，所述LC振荡器的由电感L和自适应补偿可变电容AC-Varactor组成的谐振网络，以及互补交叉耦合负阻放大器和偏置电流源的电路在片内集成。

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