CN101174834A - 压控振荡器基于同步补偿的增益线性化方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及压控振荡器中的变容管，具体地说是一种电压控制振荡器(VCO)基于同步补偿的增益线性化方法。按照本发明提供的技术方案，两个变容二极管的负极相互连接于节点N3，在每个变容二极管的正极N7、N8与负极N3之间并联连接若干个沟道电容C_tune，在每个沟道电容C_tune上串接电子开关B；每个变容二极管的正极N7、N8分别通过一个电阻R连接到零电位；每个变容二极管的正极N7、N8还分别通过电容C_ac连接到节点N1、N2，在节点N1、N2间并接电感L和负电阻－R_eq。利用本发明后可以解决VCO频率调节时的增益变化问题，提高锁相环系统的稳定性。

Description

压控振荡器基于同步补偿的增益线性化方法

技术领域

本发明涉及压控振荡器中的变容管，具体地说是一种压控振荡器(VCO)基于同步补偿的增益线性化方法。

背景技术

压控振荡器中的变容管通常有3种，反偏PN结型、反型MOS电容(IMOS)和累积型MOS电容(AMOS)，PN结型变容管有较好的线形和较高的Q值而被广泛使用，本论文研究的对象也是PN结型变容管。

在压控振荡器的增益调节过程中，增益显著波动是宽频带VCO的另一问题，原因在于变容管引起总电容的相对变化量在各频段不同，所带来的影响是：1、有可能导致锁相环回路的不稳定；2、导致VCO的相位噪声在各频段明显变化。因此，有必要采取相应措施来改善这一问题。

发明内容

本发明的目的在于设计一种压控振荡器(电压控制振荡器VCO)基于同步补偿的增益线性化方法，以解决VCO频率调节时的增益变化问题，提高锁相环系统的稳定性。

按照本发明提供的技术方案，两个变容二极管的负极相互连接于节点N3，在每个变容二极管的正极N7、N8与负极N3之间并联连接若干个沟道电容C_tune，在每个沟道电容C_tune上串接电子开关B；每个变容二极管的正极N7、N8分别通过一个电阻R连接到零电位；每个变容二极管的正极N7、N8还分别通过电容C_ac连接到节点N1、N2，在节点N1、N2间并接电感L和负电阻-R_eq；

在节点N1、N2间还并接若干组开关电容，每组开关电容包含两个串接的开关电容C_switch和一个电子开关A；

在节点N1、N2间还并接了两个相互串接的杂散电容C_stray；

工作时，由逻辑控制电路产生开关信号A和B，分别去控制上述电子开关A与电子开关B。

本发明的优点是：1、利用本发明后，可避免锁相环回路的不稳定性，使电路更加可靠；2、避免VCO的相位噪声在各频段出现明显的变化。

附图说明

图1是增益变化示意图，其中的(a)是理想调频曲线，(b)是实际调频曲线。

图2是谐振网络电容分布图。

图3是PN结变容管结构。

图4是基于同步补偿的增益线性化方案示意图。

具体实施方式

如图4所示：两个变容二极管的负极相互连接于节点N3，在每个变容二极管的正极N7、N8与负极N3之间并联连接若干个沟道电容C_tune，在每个沟道电容C_tune上串接电子开关B；每个变容二极管的正极N7、N8分别通过一个电阻R连接到零电位；每个变容二极管的正极N7、N8还分别通过电容C_ac连接到节点N1、N2，在节点N1、N2间并接电感L和负电阻-R_eq；

在节点N1、N2间还并接若干组开关电容，每组开关电容包含两个串接的开关电容C_switch和一个电子开关A；

在节点N1、N2间还并接了两个相互串接的杂散电容C_stray；

工作时，由逻辑控制电路产生开关信号A和B，分别去控制上述电子开关A与电子开关B。

如图1(a)所示，增益线性化的结果要求各条调频曲线的斜率比较接近，即当VCO的控制电压在同一范围内变化时，VCO频率变化的大小基本一致。理想情况下，当控制电压V_cont从V1到V2变化时，各条调频曲线的频率均变化了Δf。要实现调频曲线从非理想情况向理想情况的转变，必须改变其中一些调频曲线的调频范围，使各条调频曲线的Δf趋于一致。图1(b)中示意了这一思路。为了使结果具有代表性，图中仅给出了三条调频曲线，分别对应于低频段，中频段和高频段。图1(b)中实线对应的三条曲线斜率明显不同，将高频段和低频段的曲线调整到虚线对应的位置，则三条曲线具有一致的斜率，从而达到了增益的线性化。

为实现上述的增益线性化，要对VCO的电路做相应的修改。本论文提出的方法是使用基于同步补偿的增益线性化方法。

一个实际的VCO电路中，LC谐振回路的结构如图2所示。其中，两个PN结变容管C_var实现频率的微调，C_stray是谐振两端的杂散电容。为了保证两个PN结型变容管始终处于反偏状态，PN结的正极通过电阻接到某个较低的偏置电位上，通常是一个比较干净的地，并且通过串联的电容C_ac耦合到LC谐振回路，电容C_ac称为耦合电容。PN结的负极均接到控制电压端。这样一来，相当于变容管电容与耦合电容串联后再连接到振荡回路的两端。耦合电容起到隔离直流作用。C_var的大小取决于反偏电压的大小和PN结变容管的尺寸，调节反偏电压起到调节C_var的作用。C_tune并联在C_var上，由数字开关控制，起到调节可变电容的目的。

对于一个反偏二极管，其结构如图3所示，其反偏电容包括两部分，C_v1是结电容，C_v2是侧墙电容，图中的可变电容部分可以表示为：

C_v＝C_dio+C_tune                         (1)

式中：

$C_{\mathrm{dio}}=\frac{C_j*L*W}{{(1+\frac{V}{V_j})}^m}+C_{\mathrm{jsw}}(2L+2W)=C_{v1}+C_{v2}---\left(2\right)$

$C_{v1}=\frac{C_j*L*W}{{(1+\frac{V}{V_j})}^m}---\left(3\right)$

C_v2＝C_jsw(2L+2W)                       (4)

其中C_j是结电容系数，W为结的宽度，L为结长度，V_j为结电压常数(通常为0.955)，V为反偏结电压，m为结电压指数(通常为0.4746)，C_jsw为侧墙电容系数。

$C_{\mathrm{total}}=C_{\mathrm{stray}}+C_{\mathrm{switch}}+\frac{C_v\·C_{\mathrm{ac}}}{C_v+C_{\mathrm{ac}}}---\left(5\right)$

由谐振频率公式

$f=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L.C_{\mathrm{total}}}}---\left(6\right)$

则有

$\frac{\mathrm{\Δf}}{f}=-\frac{\mathrm{\Δ}{C}_{\mathrm{total}}}{2C_{\mathrm{total}}}=\frac{\frac{C_{\mathrm{ac}}^2}{{(C_v+C_{\mathrm{ac}})}^2}\·\mathrm{\Δ}{C}_v}{2C_{\mathrm{total}}}---\left(7\right)$

所以有

$\mathrm{\Δf}=-\frac{\mathrm{\Δ}{C}_{\mathrm{total}}}{2C_{\mathrm{total}}}\·f=\frac{\frac{C_{\mathrm{ac}}^2}{{(C_v+C_{\mathrm{ac}})}^2}\·\mathrm{\Δ}{C}_v}{2C_{\mathrm{total}}}\·\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L\·C_{\mathrm{total}}}}$

$\frac{\mathrm{\Δf}}{\mathrm{\ΔV}}=\frac{\mathrm{\Δf}}{\mathrm{\Δ}{C}_v}\·\frac{\mathrm{\Δ}{C}_v}{\mathrm{\ΔV}}=[-\frac{\frac{C_{\mathrm{ac}}^2}{{(C_v+C_{\mathrm{ac}})}^2}}{2C_{\mathrm{total}}}\·\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L.C_{\mathrm{total}}}}]\·[C_j.L.W.(-m).\frac{1}{V_j}\frac{1}{{(1+\frac{V}{V_j})}^{(m+1)}}]$

$=\frac{C_{\mathrm{ac}}^2}{{(C_v+C_{\mathrm{ac}})}^2}\·\frac{1}{4\mathrm{\π}\sqrt{L}}\·\frac{1}{{\left(C_{\mathrm{total}}\right)}^{3/2}}\·\frac{C_j.L.W.m}{V_j}\·\frac{1}{{(1+\frac{V}{V_j})}^{(m+1)}}$

$=\frac{C_{\mathrm{ac}}^2}{{(C_v+C_{\mathrm{ac}})}^2}\·\frac{1}{4\mathrm{\π}\sqrt{L}}\·\frac{C_j.L.W.m}{V_j}\·[\frac{1}{{\left(C_{\mathrm{total}}\right)}^{3/2}}\·\frac{1}{{(1+\frac{V}{V_j})}^{(m+1)}}]$

$=[\frac{1}{{(1+\frac{V}{V_j})}^{(m+1)}}\·\frac{1}{4\mathrm{\π}\sqrt{L}}\·\frac{C_j.L.W.m}{V_j}]\·[\frac{C_{\mathrm{ac}}^2}{{(C_v+C_{\mathrm{ac}})}^2}\·\frac{1}{{\left(C_{\mathrm{total}}\right)}^{3/2}}]$

$=[\frac{1}{{(1+\frac{V}{V_j})}^{(m+1)}}\·\frac{1}{4\mathrm{\π}\sqrt{L}}\·\frac{C_j.L.W.m}{V_j}]\·\left[\frac{1}{{(1+\frac{C_v}{C_{\mathrm{ac}}})}^2\·{\left(C_{\mathrm{total}}\right)}^{3/2}}\right]---\left(8\right)$

$=\mathrm{\α}.\mathrm{\β}$

其中：

$\mathrm{\α}=[\frac{1}{{(1+\frac{V}{V_j})}^{(m+1)}}\·\frac{1}{4\mathrm{\π}\sqrt{L}}\·\frac{C_j.L.W.m}{V_j}]---\left(9\right)$

$\mathrm{\β}=\left[\frac{1}{{(1+\frac{C_v}{C_{\mathrm{ac}}})}^2\·{\left(C_{\mathrm{total}}\right)}^{3/2}}\right]---\left(10\right)$

正如前面推导，当开关电容切换时，ΔC_v＜＜ΔC_switch，因此α变化很小，但是随着C_total增加，β变小，也即在低频段的增益变小。若要保持整个频段增益稳定，则必须使β在开关电容切换时保持不变，即：

$\mathrm{\β}=\left[\frac{1}{{(1+\frac{C_v}{C_{\mathrm{ac}}})}^2\·{\left(C_{\mathrm{total}}\right)}^{3/2}}\right]\≈k---\left(11\right)$

由于C_ac是定值，也就是说，在开关电容阵列闭合时候，谐振回路电容增大，此时应该关闭并联在变容管上的调节电容，使变容管的调节作用更加明显；当开关电容阵列断开时则相反操作。根据上述原理设计的电路如图4所示。

使用可变耦合电容的VCO电路如图4所示，图中用开关电容的形式实现可变的调节电容。如图4所示，增益调节电容的控制位是B[2:0]，实现频率粗调的开关电容控制位是A[2:0]。A[2:0]和B[2:0]由电路同步给出，当选择不同的频段时，相应地接通所需大小的调节电容。

上述方法本质上是对调频曲线的频率范围进行了调整，而调频范围是VCO电路设计中的一个重要指标，因此要综合考虑它们之间的相互影响。

另外，在上述增益线性化的实现方案中，开关的设计是一个重要的问题。电路中的开关通常由工作在线性区的MOS管来实现。MOS管等效为一个电阻串联到电容中，这会降低电容的Q值，从而在一定程度上影响相位噪声的性能。因此，对MOS管开关的设计需要十分慎重。

Claims (1)

1.压控振荡器基于同步补偿的增益线性化方法，其特征是：两个变容二极管的负极相互连接于节点(N3)，在每个变容二极管的正极(N7、N8)与负极(N3)之间并联连接若干个沟道电容(C_tune)，在每个沟道电容(C_tune)上串接电子开关(B)；每个变容二极管的正极(N7、N8)分别通过一个电阻(R)连接到零电位；每个变容二极管的正极(N7、N8)还分别通过电容(C_ac)连接到节点(N1、N2)，在节点(N1、N2)间并接电感(L)和负电阻(-R_eq)；

在节点(N1、N2)间还并接若干组开关电容，每组开关电容包含两个串接的开关电容(C_switch)和一个电子开关(A)；

在节点(N1、N2)间还并接了两个相互串接的杂散电容(C_stray)；

工作时，由逻辑控制电路产生开关信号，分别去控制上述电子开关(A)与电子开关(B)。

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