CN104143977B - 一种压控振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种压控振荡器，其包括压控振荡电路，所述压控振荡电路包括LC谐振单元、起振振荡单元和偏置电压调节单元。其中，起振振荡单元包括交叉耦合的第一晶体管和第二晶体管，第一晶体管和第二晶体管的漏极分别连接LC谐振单元的差分电感的两端，栅极的电压随同一偏置电压而变化，源极接收同一偏置电流；偏置电压调节单元向起振振荡单元提供所述偏置电压并调节其大小，使得第一晶体管和第二晶体管的导通角在0～180度之间变化，从而使得LC谐振单元在CLASS‑AB模式下起振以及在CLASS‑C模式下振荡。此外，所述压控振荡电路还配置偏置电流调节单元，向起振振荡单元提供偏置电流，以实现功耗相位噪声配置。

Description

一种压控振荡器

技术领域

本发明涉及射频芯片用的压控振荡器，尤其是一种易起振且功耗低的压控振荡器。

背景技术

由于Wi-Fi的频段在世界范围内是无需任何电信运营执照的，因此WLAN无线设备提供了一个世界范围内可以使用的，费用极其低廉且数据带宽极高的无线空中接口。近年来随着Wi-Fi覆盖范围越来越广，人们对它们越来越多。用户不仅可以在Wi-Fi覆盖区域内实现蓝牙传输、高清视频传输、无线视频监控，还可以进行医疗、智能家居等方面的应用。目前Wi-Fi的频段较多，如世界范围内的2.4-2.5GHz，美国的902-928MHz，欧洲的863-868MHz，中国的755-787MHz以及日本的950-968MHz。面对种类繁多的标准，用户希望能够通过一个终端设备就能支持不同的协议。

压控振荡器是射频前端芯片中的关键电路模块，也是锁相环中对性能和功耗影响最大的模块。在支持多种Wi-Fi协议的射频前端芯片中，压控振荡器需要同时满足不同协议的应用并且能够根据不同的环境进行功耗相位噪声的自适应。通常，压控振荡器工作在Class-AB模式或者工作在Class-C模式：Class-AB模式具有起振容易，但电流利用率不高，功耗较大的缺点；Class-C模式具有起振较难，但电流利用率较高，相同相位噪声要求下功耗较少的优点。针对不同的通信应用场合，压控振荡器需要通过灵活的配置实现不同应用场景下功耗与相位噪声的折中，最大程度地降低功耗。

此外，为满足多种协议的应用，压控振荡器还要求覆盖尽可能宽的工作频率。虽然目前，学术界和工业界对Class-C压控振荡器已经开展了大量研究并取得了一些成果，但是这些Class-C压控振荡器仍然存在功耗和相位噪声折中以及宽覆盖范围等诸多问题。

发明内容

针对上述问题，本发明提出了一种新的易起振且功耗低的压控振荡器。

该压控振荡器包括压控振荡电路，所述压控振荡电路包括：

LC谐振单元，其包括差分电感；

起振振荡单元，其包括交叉耦合的第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管和第二晶体管的漏极分别连接所述差分电感的两端，栅极的电压随同一偏置电压而变化，源极接收同一偏置电流；

偏置电压调节单元，其输出端连接所述起起振振荡单元，用于向所述起振振荡单元提供所述偏置电压；

其中，所述偏置电压调节单元调节所述偏置电压的大小，使得所述第一晶体管和第二晶体管的导通角在0～180度之间变化，从而使得所述LC谐振单元在CLASS-AB模式下起振以及在CLASS-C模式下振荡。

进一步地，上述压控振荡电路还可以包括：

偏置电流调节单元，其输出端连接所述起振振荡单元，用于向所述起振振荡单元提供所述偏置电流，以实现功耗相位噪声配置。

根据本发明的实施例，上述偏置电流调节单元可以为数控电流源，包括：

第一偏置晶体管，其栅极与漏极连接，并接收一基准电流，其源极电性接地；

第二偏置晶体管，其栅极通过一电阻连接所述第一偏置晶体管的栅极，并且还通过一电容电性接地，其源极电性接地，其漏极作为所述偏置电流调节单元的输出端，输出所述偏置电流；

其中，所述第一偏置晶体管与第二偏置晶体管的沟道宽长比的比值按照下式配置式中b_j为电流控制码的第j位。

根据本发明的实施例，上述偏置电压调节单元可以包括：

电流源，其正极连接一个直流电压，其负极通过一个可调电阻电性接地；

运算放大器，其同相输入端连接所述电流源的负极，其反相输入端连接其输出端，作为所述偏置电压调节单元的输出端，输出所述偏置电压；

开关晶体管，其栅极接收模式切换信号，其源极连接所述电流源的正极，其漏极连接所述运算放大器的输出端。

根据本发明的实施例，上述LC谐振单元还可以包括：

电容阵列模块，其与所述谐振电感并联，并按照指定的规律改变自身电容值，以对所述LC谐振单元的谐振频率进行粗调；

变容二极管模块，其与所述谐振电感并联，并根据一调谐电压的变化改变自身容值，以对所述LC谐振单元的谐振频率进行细调。

根据本发明的实施例，上述电容阵列模块包括若干并联的支路，每一所述支路可以包括：

开关晶体管，其栅极接收相应的数字信号；

两个容值相等的电容，其一端分别连接所述开关晶体管的源极和漏极，其另一端分别连接所述谐振电感的两端；

两个阻值相等的电阻，其一端分别连接所述开关晶体管的源极和漏极，其另一端电性接地；

其中，所述若干支路的电容的容值之比为1:2:4:...:2ⁱ，i＝0……n，所述若干支路的电阻的阻值相等。

根据本发明的实施例，n＝4。

根据本发明的实施例，上述变容二极管模块可以包括：

两个变容二极管，其负极均接收所述调谐电压；

两个容值相等的电容，其一端分别连接两个所述变容二极管的正极，其另一端分别连接所述谐振电感的两端；

两个阻值相等的电阻，其一端分别连接两个所述变容二极管的正极，其另一端均电性接地。

根据本发明的实施例，进一步地，上述起振振荡单元中：

所述第一/第二晶体管的栅极连接第一/第二电容的一端，所述第一/第二电容的另一端连接所述第二/第一晶体管的漏极；

所述第一/第二晶体管的栅极还连接第一/第二电阻的一端，所述第一/第二电阻的另一端接收所述偏置电压；

其中，所述第一电容和第二电容的容值相等，所述第一电阻和第二电阻的阻值相等。

根据本发明的实施例，上述压控振荡电路还可以包括：

RC滤波单元，其连接在所述偏置电压滤波单元的输出端与所述起振振荡单元之间，用于将所述偏置电压滤波后提供给所述起振振荡单元。

与现有技术相比，本发明的一个或多个实施例可以具有如下优点：

1、本发明提出的压控振荡器通过配置偏置电压调节电路，改变作用于起振振荡单元的两个交叉耦合晶体管的栅极上的电压，使得谐振电路能够在Class-AB模式下起振，降低起振难度，同时还使得谐振电路能够在Class-C模式下以不同的导通角振荡，提高了电流利用率，尤其在相同相位噪声要求下能够有效节省功耗，达到功耗最优。

2、本发明提出的压控振荡器通过配置偏置电流调节电路，改变输入起振振荡单元的两个交叉耦合晶体管的源极的电流，实现功耗相位噪声可配置，满足不同应用环境下的系统要求。

3、本发明提出的压控振荡器可以覆盖常用的射频频段，通过在不同应用场景下灵活地配置能够实现功耗和相位噪声的优化，特别适合用于支持多种Wi-Fi协议的低功耗射频收发机芯片。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例共同用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1是本发明实施例中的压控振荡器的电路组成示意图。

图2是本发明实施例中的双频段的压控振荡器的电路组成示意图。

具体实施方式

实施例一

图1是本发明实施例一中的压控振荡器的组成示意图。从图1可知，该压控振荡器主要由一个压控振荡电路100和一个输出驱动电路200组成。其中，压控振荡电路100按照功能划分为LC谐振单元110、起振振荡单元120、偏置电压调节单元130和偏置电流调节单元140。

LC谐振单元110采用差分结构，由差分电感L1、电容C0-C5，电阻R0-R1，晶体管M0-M4和变容二极管Var1连接组成。其中，差分电感L1的中间抽头连接直流电压VDD，差分电感L1的两端并接有由电容C0-C4、晶体管M0-M4和电阻R0构成的电容阵列模块111，以及由电容C5，电阻R1和变容二极管Var1构成的变容二极管模块112。

具体地，电容阵列模块111分为五个并联的支路。在第一个支路中，开关晶体管M1的栅极接收数字信号SW0，漏极和源极各自通过一个电容C0分别连接差分电感L1的两端，同时漏极和源极还各自通过一个电阻R0电性接地；在第二个支路中，开关晶体管M2的栅极接收数字信号SW1，漏极和源极各自通过一个电容C1分别连接差分电感L1的两端，同时漏极和源极还各自通过一个电阻R0电性接地；以此类推，在第五个支路中，开关晶体管M4的栅极接收数字信号SW4，漏极和源极各自通过一个电容C4分别连接差分电感L1的两端，同时漏极和源极还各自通过一个电阻R0电性接地。C0-C1的比值为1:2:4:8:16。在使用时，通过输入数字控制码SW0-SW4控制开关晶体管M0-M4的导通，从而对接入差分电感L1两端的电容大小进行调节，进而达到粗调谐振频率的技术效果。

其中，接入差分电感L1两端的电容大小为：

在本实施例中，n＝4。当然，这只是一个特例。在实际应用时，可以以此类推将电容阵列模块111缩减成少于五个或者扩展成多于五个的并联支路。

具体地，变容二极管模块112包括两个变容二极管Var1。两个变容二极管Var1的负极相互连接并接收调谐电压Vtune，正极则各自通过一个电容C5分别连接差分电感L1的两端，同时两个变容二极管Var1的正极还各自通过一个电阻R1电性接地。在使用时，通过改变调谐电压Vtune的大小改变变容二极管Var1容值，进而达到细调谐振频率的技术效果。

起振振荡单元120采用交叉耦合的第一晶体管M5和第二晶体管M6构成正反馈，为LC谐振单元110提供负跨导，确保起振振荡。第一晶体管M5和第二晶体管M6优选薄膜晶体管，并采用最小工艺尺寸作为沟道长度，以具备较高的跨导效率和较小的寄生电容。其中，第一晶体管M5的漏极连接差分电感L1的一端，栅极通过一个隔直电容C6连接第二晶体管M6的漏极，同时还通过一个隔直电阻R2接收偏置电压Vbias；第二晶体管M6的漏极连接差分电感L1的另一端，栅极通过一个隔直电容C6连接第一晶体管M5的漏极，同时还通过一个隔直电阻R2接收偏置电压Vbias；同时，第一晶体管M5和第二晶体管M6的源极相互连接接收偏置电流I。在实际应用时，第一晶体管M5和第二晶体管M6的栅极的电压随偏置电压Vbias变化而变化。

偏置电压调节单元130包括电流源I_B、可调电阻R3、运算放大器AMP和开关晶体管M7。其中，电流源I_B的正极连接直流电压VDD，负极通过可调电阻R3电性接地。同时，电流源I_B的负极还连接运算放大器AMP的同相输入端。运算放大器AMP为一跟随器，其反相输入端连接自身的输出端，并作为整个偏置电压调节单元130的输出端，输出偏置电压Vbias提供给起振振荡单元120。在直流电压VDD与偏置电压调节单元130的输出端之间设置有开关晶体管M7，其栅极接收模式切换信号Mode_Set，源极连接直流电压VDD，漏极连接偏置电压调节单元130的输出端，用于在模式切换信号Mode_Set的作用下，对偏置电压调节单元130的输出进行切换，进而达到切换压控振荡器工作模式的技术效果。具体地，在电路上电时，将模式切换信号Mode_Set置为低电平，偏置电压调节单元130输出的偏置电压等于直流电压VDD，使压控振荡器工作在Class-AB模式迅速起振，然后将模式切换信号Mode_Set置为高电平，偏置电压调节单元130输出的偏置电压由可调电阻R3上的电压决定，使压控振荡器工作在Class-C模式持续振荡。在实际应用时，电阻R3共16档可调，相应地可以将电流I_B转换成16种可配置电压，进而使得压控振荡器能够工作在16种不同导通角的Class-C模式。

偏置电流调节单元140为数控电流源，包括基准电流源I_Ref、第一偏置晶体管M8和第二偏置晶体管M9。其中，第一偏置晶体管M8的栅极与漏极连接，并连接基准电流源I_Ref，以接收基准电流I_Ref，源极电性接地；第二偏置晶体管M9的栅极通过一电阻R4连接第一偏置晶体管M8的栅极，并且还通过一电容C7电性接地，源极电性接地，漏极作为所述偏置电流调节单元140的输出端，输出所述偏置电流。其中，第一偏置晶体管M8与第二偏置晶体管M9的沟道宽长比的比值可以按照下式配置：

式中，b_j为电流控制码的第j位。

相应地，偏置电流调节单元140输出偏置电流为

此外，为了消除偏置电压Vbias引入的噪声，还可以在偏置电压调节单元130的输出端与起振振荡单元140之间设置一个RC滤波电路。在该RC滤波电路中，电阻R5的一端连接偏置电压调节单元130的输出端，另一端连接起振振荡单元140中的两个电阻R2，同时还通过电容C8电性接地。

进一步地，还可以将偏置电流调节单元140的输出端通过一个电容C9电性接地，以提高电路稳定性。

输出驱动电路200包括两个共源的晶体管M10和M11。两个晶体管M10和M11的栅极各自通过一个隔直电容C10分别连接起振振荡单元120的两端，同时还各自通过一个电阻R6接收共模电平VCM；两个晶体管M10和M11的源极彼此相连并连接至一个晶体管M12的漏极，晶体管M12的源极电性接地，晶体管M12的栅极连接电压源V_B；两个晶体管M10和M11的漏极各自通过一个电阻R7连接直流电压VDD。最终，从M9-M10的漏极输出信号Voutp和Voutn。

下面详细说明整个压控振荡器的工作原理。

由前述背景技术可知，传统压控振荡器一般工作在Class-A或者Class-AB模式下。对传统压控振荡器的简化模型进行分析，得到以下相位噪声和功耗的关系式：

其中，f₀为载波频率，△f为偏移载波的频率，Q为LC谐振电路的品质因子，R_P为LC谐振电路的等效并联阻抗，V_P为振荡信号的幅度，F为有源器件的等效噪声因子，k_B为玻尔兹曼常数，T为绝对温度。

由式(1)可知，输出信号幅度越大，相位噪声性能越好。此外，在其他条件给定的情况下，功耗和相位噪声成反比。为了在不增加功耗的情况下减小相位噪声，本发明提出了导通角可变的Class-C压控振荡器。为了更清晰的说明其工作原理，首先分析导通角对信号的影响。

为简化分析，先假设晶体管只工作在饱和区和截止区。在饱和区时，M5-M6漏极电流为直流与各次谐波之和；在截止区时，漏极电流为零。假设2θ_c为导通角，在-θ_c<θ<θ_c时晶体管工作在饱和区，电流峰值为I_M(θ＝ωt为瞬时相位，ω为载波频率，t为时间)。因此可以推导出以下漏电流的表达式：

对此电流进行傅里叶分析，可得到下式：

其中，直流分量a₀(θ_c)和基频分量a₁(θ_c)分别为：

其他高次谐波被滤除，因此不再列出。因为信号幅度由基波分量决定，所以定义振荡器的效率η为

式(4)～(6)适用于0≤2θ_c≤2π，因此对Class-A，Class-B，Class-AB，Class-C模式的振荡器均成立。式(4)～(6)两边同时对θ_c求导可得

由式(7)～(9)可知，随着导通角θ_c减小，直流功耗减小，基波信号幅度减小，但是振荡效率增加，因此可以推断，当减小导通角时，相同功耗情况下可以产生更大的振荡幅度，从而有效抑制电路的相位噪声。但当导通角减小到一定程度，用于产生基波的电流不足以维持振荡器的振荡，将没有振荡信号输出。

针对这样的特点，本发明采用偏置电压调节电路，将控制振荡器导通角的偏置电压分成若干档，其中1档用于让压控振荡器工作在Class-AB模式下，从而能在上电后迅速起振，其余档位当用来控制压控振荡器工作在Class-C模式下，并调节导通角的大小，使得振荡器在满足特定相位噪声要求下实现最低的功耗。

此外，进一步地，本发明还通过设置相应的偏置电流调节单元，改变流入起振振荡单元晶体管的偏置电流大小，使得振荡器实现功耗和相位噪声的灵活配置，达到环境自适应的要求。

实施例二

为满足宽频率覆盖范围的要求，本发明还提出一种如图2所示的双频段压控振荡器。该双频段压控振荡器由工作在1.5-1.9GHz的压控振荡器和工作在4.8-5GHz的压控振荡器并联而成，且这两个压控振荡器可以共用一个偏置电压调节单元。此双频段压控振荡器可以覆盖常用的射频频段，通过在不同应用场景下灵活地配置能够实现功耗和相位噪声的优化，特别适合用于支持多种Wi-Fi协议的低功耗射频收发机芯片。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (9)

1.一种压控振荡器，其特征在于，包括压控振荡电路，所述压控振荡电路包括：

LC谐振单元，其包括差分电感；

起振振荡单元，其包括交叉耦合的第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管和第二晶体管的漏极分别连接所述差分电感的两端，栅极的电压随同一偏置电压而变化，源极接收同一偏置电流；

偏置电压调节单元，其包括电流源、运算放大器和开关晶体管，其输出端连接所述起振振荡单元，用于向所述起振振荡单元提供所述偏置电压；所述电流源，其正极连接一个直流电压，其负极通过一个可调电阻电性接地；所述运算放大器，其同相输入端连接所述电流源的负极，其反相输入端连接该运算放大器的输出端，作为所述偏置电压调节单元的输出端，输出所述偏置电压；所述开关晶体管，其栅极接收模式切换信号，其源极连接所述电流源的正极，其漏极连接所述运算放大器的输出端；

其中，所述偏置电压调节单元调节所述偏置电压的大小，使得所述第一晶体管和第二晶体管的导通角在0～180度之间变化，从而使得所述LC谐振单元在CLASS-AB模式下起振以及在CLASS-C模式下振荡。

2.如权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，所述压控振荡电路还包括：

偏置电流调节单元，其输出端连接所述起振振荡单元，用于向所述起振振荡单元提供所述偏置电流，以实现功耗相位噪声配置。

3.如权利要求2所述的压控振荡器，其特征在于，所述偏置电流调节单元为数控电流源，包括：

第一偏置晶体管，其栅极与漏极连接，并接收一基准电流，其源极电性接地；

第二偏置晶体管，其栅极通过一电阻连接所述第一偏置晶体管的栅极，并且还通过一电容电性接地，其源极电性接地，其漏极作为所述偏置电流调节单元的输出端，输出所述偏置电流；

其中，所述第一偏置晶体管与第二偏置晶体管的沟道宽长比的比值按照下式配置

式中b_j为电流控制码的第j位，n为电流控制码的位数。

4.如权利要求1～3任意一项所述的压控振荡器，其特征在于，所述LC谐振单元还包括：

电容阵列模块，其与所述差分电感并联，并按照指定的规律改变自身电容值，以对所述LC谐振单元的谐振频率进行粗调；

变容二极管模块，其与所述差分电感并联，并根据一调谐电压的变化改变自身容值，以对所述LC谐振单元的谐振频率进行细调。

5.如权利要求4所述的压控振荡器，其特征在于，所述电容阵列模块包括若干并联的支路，每一所述支路包括：

开关晶体管，其栅极接收相应的数字信号；

两个容值相等的电容，其一端分别连接所述开关晶体管的源极和漏极，其另一端分别连接所述差分电感的两端；

两个阻值相等的电阻，其一端分别连接所述开关晶体管的源极和漏极，其另一端电性接地；

其中，所述若干支路的电容的容值之比为1:2:4:...:2ⁱ，i＝0……m，所述若干支路的电阻的阻值相等。

6.如权利要求5所述的压控振荡器，其特征在于：

m＝4。

7.如权利要求4所述的压控振荡器，其特征在于，所述变容二极管模块包括：

两个变容二极管，其负极均接收所述调谐电压；

两个容值相等的电容，其一端分别连接两个所述变容二极管的正极，其另一端分别连接所述差分电感的两端；

两个阻值相等的电阻，其一端分别连接两个所述变容二极管的正极，其另一端均电性接地。

8.如权利要求1～3任意一项所述的压控振荡器，其特征在于，进一步地，所述起振振荡单元中：

所述第一/第二晶体管的栅极连接第一/第二电容的一端，所述第一/第二电容的另一端连接所述第二/第一晶体管的漏极；

所述第一/第二晶体管的栅极还连接第一/第二电阻的一端，所述第一/第二电阻的另一端接收所述偏置电压；

其中，所述第一电容和第二电容的容值相等，所述第一电阻和第二电阻的阻值相等。

9.如权利要求1～3任意一项所述的压控振荡器，其特征在于，所述压控振荡电路还包括：

RC滤波单元，其连接在所述偏置电压调节单元的输出端与所述起振振荡单元之间，用于将所述偏置电压滤波后提供给所述起振振荡单元。