CN107017842A - 信号产生器和谐振电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种信号产生器和谐振电路，其中，该信号产生器包括谐振电路，第一内部电路和第一外部电路；谐振电路包括：第一电感器，具有第一端和第三端；第二电感器，具有第二端和第四端；开关电路，包括多个开关，所述多个开关的配置是可调整的，在所述第一端，所述第二端，所述第三端，和所述第四端中的两个端之间产生的谐振是响应所述多个开关的配置的调整而相应变化的；第一内部电路，用于补偿在所述第一端和所述第三端之间产生的第一内部振荡信号；第一外部电路，用于补偿在所述第一端和所述第三端中的一个与所述第二端和所述第四端中的一个之间产生的第一外部振荡信号。使用本发明技术方案，信号产生器可以被应用到多个不同的通信标准。

Description

信号产生器和谐振电路
技术领域
本发明总体涉及一种信号产生器以及相关的谐振电路，具体的，涉及一种具有可配置开关电路的信号产生器以及相关的谐振电路，使得振荡信号的谐振频率能够被调整。
背景技术
射频(Radio Frequency，RF)装置(例如RF收发器)可以包括多个模拟和数字电路模块。在数字RF收发器中，锁相环(Phase-Locked Loop，PLL)用于解调和/或调制输入信号和/或待输出的信号。在电子电路和系统中使用振荡器来提供中心时钟信号(centralclock signal)，该中心时钟信号用于控制整个系统顺序运行。数字控制振荡器(DigitallyControlled Oscillator，DCO)是数字PLL中的最关键的模块之一。
不同的通信系统需求的振荡频率不同。所以，在不同的通信标准中，为了在蜂窝应用(cellular applications)中获得宽范围频率的通用覆盖范围，使用DCO设计是一种趋势。通常的，使用多个DCO来覆盖不同的通信标准所需要的不同的频带。然而，会导致硬件成本和DCO的功率损耗增加。
发明内容
本发明公开一种信号产生器和相关的谐振电路。该信号产生器和相关的谐振电路具有可配置开关和信号产生器中引起的谐振能够被调整。
本发明提供一种信号产生器，所述信号产生器包括谐振电路，第一内部电路和第一外部电路；所述谐振电路包括：第一电感器，具有第一端和第三端；第二电感器，具有第二端和第四端；开关电路，包括多个开关，其中，所述多个开关的配置是可调整的，以及在所述第一端，所述第二端，所述第三端，和所述第四端中的两个端之间产生的谐振是响应所述多个开关的配置的调整而相应变化的；所述第一内部电路，电性连接到所述第一端和所述第三端，用于补偿在所述第一端和所述第三端之间产生的第一内部振荡信号；所述第一外部电路，电性连接到所述第一电感器和所述第二电感器，用于补偿在所述第一端和所述第三端中的一个与所述第二端和所述第四端中的一个之间产生的第一外部振荡信号。具体的，信号产生器响应所述多个开关的配置而在第一端，第二端，第三端，和第四端中的两个端之间产生谐振。
本发明提供一种谐振电路，包括：第一电感器，具有第一端和第三端，以及所述第一电感器电性连接到第一内部电路；第二电感器，具有第二端和第四端，以及所述所述第一端和所述第三端中的一个以及所述第二端和所述第四端中的一个电性连接到第一外部电路；多个电容器，所述多个电容器中的每一个电性连接到所述第一端，所述第二端，所述第三端，和所述第四端中的一个；开关电路，包括多个开关，其中，所述多个开关的配置是可调整的，以及所述第一端，所述第二端，所述第三端，和所述第四端中的两个端之间产生的谐振是响应所述多个开关的配置的调整而相应变化的。
本发明实施例的信号产生器中的多个开关的配置是可调整的，第一电感器的第一端，第二电感器的第二端，第一电感器的第三端，和第二电感器的第四端中两个端之间产生的谐振是响应多个开关的配置的调整而相应改变的，因此可以根据开关电路的不同配置产生多种振荡频率，使得信号产生器可以被应用到多个不同的通信标准。
附图说明
图1A示出基于本发明实施例的可配置信号产生器的原理图；
图1B示出信号产生器中端N1，N2，N3和N4处的电压以及振荡信号的示意图；
图1C示出端N1，N2，N3和N4的相对位置的示意图；
图2a-图2c是当开关电路在单个环路模式(配置A1)中信号产生器的一种操作示意图；
图3a-图3c是当开关电路在单个环路模式(配置A1)中信号产生器的另一种操作示意图；
图4a-图4c是当开关电路在并行耦接模式(配置B)中信号产生器的一种操作示意图；
图5a-图5c是当开关电路在并行耦接模式(配置B)中信号产生器的另一种操作示意图；
图6a-图6c是当开关电路在交叉耦接模式(配置C)中信号产生器的一种操作示意图；
图7a-图7c是当开关电路在交叉耦接模式(配置C)中信号产生器的另一种操作示意图；
图8a-图8c是当开关电路在串行连接模式(配置D1)中信号产生器的一种操作示意图；
图9a-图9c是当开关电路在串行连接模式(配置D2)中信号产生器的一种操作示意图；
图10示出表示相位噪声和功率损耗之间关系的示意图；
图11示出在单个环路模式和并行耦接模式中表示品质因数(figure-of-merit)和谐振频率间关系的波形示意图；
图12A示出信号产生器的阻抗和谐振频率之间关系在并行耦接模式和交叉耦接模式中的比较示意图；
图12B示出信号产生器的阻抗和谐振频率之间关系在并行耦接模式和串行连接模式中的比较示意图；
图13是采用功率控制电路的示意图；
图14是本发明实施例提供的信号产生器的示意图；
图15是传感器和振荡核(oscillation core)间布局(layout)示意图。
具体实施方式
本发明提出的信号产生器能够在多个操作模式中切换。该信号产生器能够作为PLL中的DCO。通过调整信号产生器中电感器间的连接关系，LC振荡器的整体电感(Ltotal)是可配置的。因此，信号产生器提供的振荡信号的谐振频率能够依据通信标准的需求而改变。由于基于这种可调整设计的信号产生器中相同的电感器能在信号产生器的不同操作模式中使用，所以能降低硬件成本。而且，通过切换信号产生器的操作模式，DCO设计的其他需求，例如，频率调谐范围，功率损耗，相位噪声(Phase Noise,PN)和相位噪声品质因数(figure-of-merit，FoM)能够被获得。
图1A是本发明实施例提供的可配置的信号产生器的示意图。本发明实施例提供的该信号产生器包括两个部分，谐振电路和核心电路(振荡核oscillation core)。谐振电路进一步包括：电感器，电容器和包括多个开关(S1,S2,S3和S4)的开关电路。在开关电路中的开关(S1,S2,S3和S4)和在核心电路中的跨导电路(第一跨导电路，第二跨导电路，第三跨导电路和第四跨导电路，第一跨导电路，第二跨导电路，第三跨导电路和第四跨导电路可以分别用Gm1,Gm2,Gm3,和Gm4表示)被电性连接到两个内部电感器(L1和L2)111,113中的至少一个，不被连接到外部电感器(L3)121。
如图1A所示，本发明实施例设计了两个内部电感器(L1和L2)111,113和一个外部电感器(L3)121。内部电感器(L1和L2)111,113在形状上是对称的以及内部电感器(L1和L2)111,113的面积(area)是相同的。在本发明实施例中，内部电感器(L1和L2)111,113的形状是八边形的(octagonal)。两个内部电感器(L1和L2)111,113被外部电感器(L3)121包围。这些电感器可以是线圈，螺旋形之物或者导电环等等。
信号产生器中的LC振荡器可以包括两个电感器(L1和L2)111,113中至少一个，和连接到两个电感器(L1和L2)111,113中至少一个的端(N1,N2,N3或者N4)的电容器(C1,C2,C3或者C4)。由于LC振荡器具有良好的相位噪声特性和容易实施，所以LC振荡器通常被使用在RF电路中。第一电感器(L1)111具有上端(第一端，N1)和下端(第三端，N3)，第二电感器具有上端(第二端，N2)和下端(第四端，N4)。在集成电路(Integrated Circuit，IC)中现有的芯片地(ground)可以用作外部电感器(L3)。IC的布局设计是非常精巧和困难的工作，以及使用现有的芯片地能节约成本。
核心电路包括多个跨导电路，第一跨导电路(Gm1)101，第二跨导电路(Gm2)102，第三跨导电路(Gm3)103和第四跨导电路(Gm4)104，该多个跨导电路用于开启和支持LC振荡器的振荡信号。这些跨导电路(Gm1,Gm2,Gm3,和Gm4)101,102,103,104可以包括交叉耦接的晶体管(PMOS,NMOS,CMOS等等)，可以理解的是，这些跨导电路并不限于由交叉耦接的晶体管来实现。例如，跨导电路可以是晶体管和其他主动元件和/或被动元件的组合。作为非常重要的振荡器设计参数，术语负电阻在振荡器行业中使用多年以用于建模需要设计稳定振荡器所需的增益。
跨导电路(例如，交叉耦接晶体管)使用负电阻，该负电阻补偿了LC振荡器(或者为谐振电路(tank circuit))的损失和其他损失。第一跨导电路(Gm1)101的负电阻能补偿在第一端N1和第三端N3之间产生的内部振荡信号。第二跨导电路(Gm2)102的负电阻能补偿在第二端N2和第四端N4之间产生的另一个内部振荡信号。第三跨导电路(Gm3)103的负电阻能补偿在第二端N2和第三端N3之间产生的外部振荡信号。第四跨导电路(Gm4)104的负电阻能补偿在第一端N1和第四端N4之间产生的另一个外部振荡信号。在元件和端N1,N2,N3和N4之间的连接被概括在表1中列出。
端 N1 N2 N3 N4
N1 - S1 L1,第一跨导电路 S3,第四跨导电路
N2 S1 - S4,第三跨导电路 L2,第二跨导电路
N3 L1,第一跨导电路 S4,第三跨导电路 - S2
N4 S3,第四跨导电路 L2,第二跨导电路 S2 -
表1
开关S1电性连接在端N1和N2之间。开关S2电性连接在端N3和N4之间。开关S3电性连接在端N1和N4之间。开关S4电性连接在端N3和N2之间。如图1A所示，开关S1和S2并行放置，以及开关S3和S4斜对着放置且彼此交叉。通过切换这些开关S1,S2,S3,S4，电感器L1和L2被选择性的桥接或者分离，以及在信号产生器中所引起的谐振的特征也被相应的改变。
第一跨导电路(Gm1)101通常电性连接到端N1和N3。第二跨导电路(Gm2)102通常电性连接到端N2和N4。第三跨导电路(Gm3)103通常电性连接到端N3和N2。第四跨导电路(Gm4)104通常电性连接到端N1和N4。
依赖多个跨导电路(Gm1,Gm2,Gm3和Gm4)的位置，将第一跨导电路(Gm1)101和第二跨导电路(Gm2)102作为内部电路，将第三跨导电路(Gm3)103和第四跨导电路(Gm4)104作为外部电路。除了采用跨导电路，内部电路和外部电路也可以采用其他类型的电路。
为了方便起见，本发明中不再示出电容的变化和调整。这些电容器C1,C2,C3和C4的电容值被假定为2C。然而，电容器C1,C2,C3和C4的电容值可以是变化的。而且，为了校准的目的，可以采用电压或者数字控制的电路。其中，信号产生器响应所述多个开关的配置而在第一端，第二端，第三端，和第四端中的两个端之间产生谐振。
图1B示出在端N1,N2,N3和N4处的电压，以及信号产生器中的振荡信号。根据本发明实施例，端N1,N2,N3和N4处的电压分别表示为VN1,VN2,VN3,和VN4。
第一振荡信号(Vout1)为端N1和N3之间的电压差，即，Vout1＝(VN1-VN3)。第二振荡信号(Vout2)为端N2和N4之间的电压差，即Vout2＝(VN2-VN4)。第三振荡信号(Vout3)为端N2和N3之间的电压差，即Vout3＝(VN2-VN3)。第四振荡信号(Vout4)为端N1和N4之间的电压差，即Vout4＝(VN1-VN4)。
在这些振荡信号中，第一振荡信号(Vout1)对应于第一跨导电路(Gm1)；第二振荡信号(Vout2)对应于第一跨导电路(Gm2)；第三振荡信号(Vout3)对应于第三跨导电路(Gm3)；以及第四振荡信号(Vout4)对应于第四跨导电路(Gm4)。LC振荡器的谐振引起前述提及的振荡信号。
图1C示出了端N1,N2,N3和N4的相对位置。在端N1和N2之间的距离d12基本上与端N3和N4之间的距离d34相等，即，d12＝d34。在端N1和N3之间的距离d13基本上与端N2和N4之间的距离d24相等，即，d13＝d24。在端N1和N4之间的距离d14基本上与端N2和N3之间的距离d23相等，即，d14＝d23。而且，四个端N1,N2,N3和N4被安排成矩形，使得距离d14和d23比距离d12,d34,d13,和d24长。
本发明的信号产生器提供了多个操作模式，该多个操作模式包括：单环路模式，并行耦接模式，交叉耦接模式以及串行连接模式。根据所需的通信标准的需求，在开关电路中的开关被选择性的导通或者截止(不导通)，以及跨导电路(Gm1,Gm2,Gm3,和Gm4)101,102,103,104的操作分别被选择性的使能或者禁能。
依赖图1中的开关S1,S2,S3和S4的开关状态和跨导电路(Gm1,Gm2,Gm3,和Gm4)101,102,103,104的使能/禁能(禁用)，电感器L1和L2可以被单独的使用(在单环路模式中)，或者被并行的使用(在并行耦接模式和交叉耦接模式中)，或者被串行的使用(在串行连接模式中)。这些操作模式首先在表2中介绍，并且在后续图中将进一步被示出。
表2
图2a-2c,3a-3c,4a-4c,5a-5c,6a-6c,7a-7c,8a-8c,9a-9c示出了谐振电路不同的操作模式和配置。其中，图2a，图3a，图4a，图5a，图6a，图7a，图8a，图9a表示流经电感器的电流，图2b，图3b，图4b，图5b，图6b，图7b，图8b，图9b表示伴随电流的感应磁场的方向，图2c，图3c，图4c，图5c，图6c，图7c，图8c，图9c表示信号产生器的等效电路。在这些图中，磁场的方向规定为磁场的北端。符号"●"表示磁场的方向是从该页里面指向该页外面，以及符号"×"表示磁场的方向从该页外面指向该页里面。
首先，结合图2a-图2c和图3a-图3c，本发明示出单环路模式，可以参考表2中第一行和第二行。当开关电路处于单环路模式(第一模式)中，开关S1,S2,S3和S4全部截止(即不导通)。在单环路模式中，第一跨导电路(Gm1)101(配置A1)或者第二跨导电路(Gm2)102(配置A2)处于操作状态。
在集成电路中，在RF装置的操作过程中，一些电路可以干扰信号产生器或者被信号产生器干扰。在干扰源和被干扰的元件之间的相对距离与耦合效果相关。相对距离越远，所引起的耦合干扰越少。在干扰源距离电感器(L1)111相对较远，以及距离电感器(L2)113相对较近时，选择配置A1。可替换的，在干扰源距离电感器(L1)111相对较近，以及距离电感器(L2)113相对较远时，选择配置A2。也就是说，信号产生器受干扰源影响较少，或者较少干扰其他电路。由于配置A1和A2之间具有对称性，为了避免冗余赘述，将不再描述配置A2的细节。
图2a-图2c以及图3a-图3c示出当开关电路处于单环路模式(配置A1)时信号产生器的操作。根据配置A1，第一跨导电路(Gm1)101被使能，以及第二，第三，第四跨导电路(Gm2,Gm3,Gm4)102,103,104被禁能。而且，当信号产生器处于单环路模式时，端N1和N3的电压(VN1和VN3)符号相反。
在图2a中，端N1的电压(VN1)假定是负的，端N3的电压(VN3)假定是正的。相应的，电流以顺时针方向流过电感器(L1)111。在图2b中，顺时针的电流引起磁场直接的指向页面里面，以及在电感器(L3)121产生逆时针方向的感应电流。所以，在电感器(L1)111产生的磁场被电感器(L3)121产生的感应磁场变化轻微的影响。在图2c，产生向上的电流，以及信号产生器的等效电感表示为(L1-ΔL)，其中，ΔL表示电感器(L3)引起的互感应磁场变化。
信号产生器中的谐振频率能够利用等式(1)获得。在等式(1)中，ω是谐振频率，Ltotal是整体电感，以及C是信号产生器中的整体电容。
根据本发明实施例，开关电路的配置是可调整的，以及开关电路的切换导致整体电感Ltotal的改变。电容值也能够被调整，为了简洁此处不再详细描述。
第一电感器和第二电感器的电感值假定为L。在单环路模式中，由于第一电感器和第二电感器(L1和L2)中仅仅一个被使用，所以整体电感Ltotal表示为L(Ltotal＝L)。相应的，在单环路模式中(配置A1和A2)，信号产生器的谐振频率ωa能够通过等式(2)获得。
在图2a-图2c和图3a-图3c中，端N1和N3的电压极性是相反的，即在图3a-图3c中，端N1的电压(VN1)是正的，端N3的电压(VN3)是负的。所以，在图2a-图2c和图3a-图3c中的电流方向是对称的，磁场方向是相反的。图3a-图3c的细节描述与图2a-图2c是对称的，在此不再赘述。
第二，结合图4a-图4c和图5a-图5c，本发明示出并行耦接模式，可以参考表2中第三行。当开关电路处于并行耦接模式，第一振荡信号Vout1和第二振荡信号Vout2基本同相。
图4a-图4c和图5a-图5c示出当开关电路处于并行耦接模式(配置B)时，信号产生器的操作。当开关电路处于并行耦接模式(第二模式)，开关S1和S2被打开(导通)，以及开关S3和S4被关闭(不导通)。第一和第二跨导电路(Gm1和Gm2)101,102被使能，以及第三和第四跨导电路(Gm3和Gm4)103,104被禁能。而且，端N1和N3的电压(VN1和VN3)符号相反，端N2和N4的电压(VN2和VN4)符号相反。
在图4a，端N3和N4的电压(VN3和VN4)假定为正，端N1和N2的电压(VN1和VN2)假定为负。相应的，顺时针电流流过电感器(L1)111，逆时针电流流过电感器(L2)113。在图4b，流经电感器(L1)111的电流引起方向向里的电磁域，流经电感器(L2)113的电流引起方向向外的电磁域。也就是说，流经电感器(L1)111的电流和流经电感器(L2)113的电流是对称的并且所产生的两个磁场具有相反的方向。所以，在并行耦接模式中发生了磁场抵消。在并行耦接模式中电流的镜像对称确保在电感器(L3)121没有引起电流。由于并行耦接模式中内在的电流镜像对称，理想情况下信号产生器能够抑制任何外部磁场干扰。
在图4c，在左边部分出现向上的电流，在右边部分出现另一个向上的电流。信号产生器的左边部分和右边部分的等效电感分别表示为L1和L2。由于端N1和N2通过开关S1连接，以及端N3和N4通过开关S2连接，所以电感器(L1)111和电感器(L2)113形成并联。
应该理解的是，虽然开关S1和S2被导通使得电感器(L1)和(L2)彼此连接，但是没有电流流过开关S1和S2中的任何一个。也就是说，第一振荡信号(Vout1)既没有被传递到端N2和N4(通过开关S1和S2)，第二振荡信号(Vout2)也没有被传递到端N1和N3(通过开关S1和S2)。所以，开关S1和S2对第一和第二振荡信号(Vout1和Vout2)来说没有引起损失。
因为当信号产生器处于并行耦接模式中，电感器L1和L2并联，整体电感Ltotal基本上等于0.5L(Ltotal＝0.5L)。并行耦接模式(配置B)中的谐振频率ωb能够通过等式(3)获得。
在图4a-图4c和图5a-图5c中，端N1，N2，N3和N4上的电压极性相反。即，在图5a-5c中，端N3和N4的电压(VN3和VN4)假定为负，端N1和N2的电压(VN1和VN2)假定为正。所以，图4a-图4c和图5a-图5c中的电流方向是对称的，磁场方向是相反的。图5a-图5c的细节描述与图4a-图4c是对称的，在此不再赘述。
第三，结合图6a-图6c和图7a-图7c，本发明示出交叉耦接模式，可以参考表2中第四行。当信号产生器处于交叉耦接模式，第一振荡信号Vout1和第二振荡信号Vout2基本是180度异相，即第一振荡信号Vout1和第二振荡信号Vout2的相位相差180度。
图6a-图6c和图7a-图7c示出当开关电路处于交叉耦接模式(配置C)时，信号产生器的操作。当开关电路处于交叉耦接模式(第三模式)，开关S1和S2被截止(不导通)，以及开关S3和S4被导通。第一和第二跨导电路(Gm1和Gm2)101,102被使能，以及第三和第四跨导电路(Gm3和Gm4)103,104被禁能。而且，端N1和N3的电压(VN1和VN3)符号相反，端N2和N4的电压(VN2和VN4)符号相反。
在图6a，端N1和N4的电压(VN1和VN4)假定为正，端N2和N3的电压(VN2和VN3)假定为负。相应的，逆时针电流流过电感器L1，逆时针电流流过电感器L2。也就是说，当开关电路处于交叉耦接模式时，流经电感器L1和L2的电流的方向是一致的。在图6b，流经电感器(L1)111的电流引起向外的电磁域，流经电感器(L2)113的电流引起另一个向外的电磁域。流经电感器(L1)111的电流和流经电感器(L2)113的电流引起电感器(L3)121中具有感应电流。电感器(L3)113中的感应电流进一步引起感应的磁场，该感应的磁场的方向直接指向页面内。
在图6c，在左边部分产生向下的电流，在右边部分产生向上的电流。信号产生器的左边部分和右边部分的等效电感分别表示为(L1-ΔL1)和(L2-ΔL2)。感应的磁场变化ΔL1和ΔL2表示相互感应的磁场变化，该相互感应的磁场变化ΔL1和ΔL2是流经电感器(L3)的感应电流分别在电感器(L1)和(L2)上引起的互感应磁场变化。感应磁场变化ΔL1和ΔL2基本上相等(ΔL1＝ΔL2＝M)。电感器(L1)和(L2)并联以及电感器(L1)和(L2)的电感分别减去互感M，所以，图6a-图6c和图7a-图7c中的信号产生器的整体电感Ltotal表示为[(L-M)//(L-M)]＝0.5·(L-M)。相应的，在交叉耦接模式(配置C)中的谐振频率ωc能够通过等式(4)获得。
应当理解的是，虽然开关S3和S4被导通使得电感器L1和L2的端彼此连接，但是没有电流流过开关S3和S4中的任何一个。也就是说，第一振荡信号(Vout1)既没有被传递到端N2和N4(通过开关S3和S4)，第二振荡信号(Vout2)也没有被传递到端N1和N3(通过开关S3和S4)。所以，开关S3和S4对第一和第二振荡信号(Vout1和Vout2)来说没有引起损失。
图6a-图6c和图7a-图7c中的端N1，N2，N3和N4上的电压极性是相反的，即在图7a中，端N1和N4的电压(VN1和VN4)为负，端N2和N3的电压(VN2和VN3)为正。所以，图6a-图6c和图7a-图7c中的电流方向是对称的，磁场方向是相反的。图7a-图7c的细节描述与图6a-图6c是对称的，在此不再赘述。
第四，结合图8a-图8c和图9a-图9c，本发明示出串行连接模式，可以参考表2中第五行和第六行。当开关电路处于串行连接模式(第四模式)，开关S1和S2截止(不导通)，开关S3和S4中的一个导通，以及开关S3和S4中的另一个截止(不导通)。在串行连接模式中，第三跨导电路(Gm3)103被使能以及开关S3导通(配置D1)，或者，第四跨导电路(Gm4)104被使能以及开关S4被导通(配置D2)。由于配置D1和配置D2间的对称性，为了避免冗余，配置D2的细节将不再赘述。
图8a-图8c和图9a-9c中示出当开关电路处于串行连接模式(配置D1)时，信号产生器的操作。在图8a-图8c中，第三跨导电路(Gm3)被使能，以及第一，第二和第四跨导电路(Gm1,Gm2,Gm4)101,102,104被禁能。而且，端N3和N2上的电压符号相反。
在图8a，流经电感器(L1)和(L2)的电流是8形的。根据这个图，电流首先顺时针流经端N3,电感器(L1)111和端N1，经过开关S3，然后以逆时针方向流经端N4，电感器(L2)113和端N2。在图8b，流经电感器(L1)111的电流引起具有方向指向页面里面的感应磁场，以及流经电感器(L2)113的电流引起具有方向指向页面外面的感应磁场。也就是说，流经电感器(L1)111的电流和流经电感器(L2)113的电流是对称的，以及产生的两个感应磁场具有相反的方向。所以，在串行连接模式中发生了磁场抵消。在图8c，端N3的电压(VN3)是正的，以及端N2的电压(VN2)是负的。从端N3开始的电流首先向上流过电感器(L1)。然后，该电流流过开关S3到达端N4。然后，该电流向上流到端N2。相应的，产生了第三振荡信号(Vout3)。
在串行连接模式中，通过开关S3传输第三振荡信号(Vout3)(配置D1)，通过开关S4传输第四振荡信号(Vout4)(配置D2)。振荡信号通过开关S3或者S4传导，可能出现信号损失。在串行连接模式中引起的信号损失与开关电容器阵列(switched capacitor array,SCA)中对电容器充电和放电所引起的信号损失相似。
在串行连接模式中，通过将电感器(L1和L2)的电感求和得到整体电感Ltotal，即Ltotal＝L1+L2＝2L。在串行连接模式中的谐振频率ωd能够通过等式(5)获得。
图8a-图8c和图9a-图9c中的端N2和N3上的电压极性是相反的，即在图9a中，端N3的电压(VN3)是负的，以及端N2的电压(VN2)是正的。所以，图8a-图8c和图9a-图9c中的电流方向是对称的，磁场方向是相反的。图9a-图9c的细节描述与图8a-图8c是对称的，在此不再赘述。
本发明实施例涉及DCO设计的不同需求，例如，频率调谐范围，功率损耗，PN和FoM，以及提出的信号产生器响应通信标准的需求可以操作在不同的操作模式。前述操作中的每一个操作对应到不同的特性。例如，单环路模式适合于低功率的需求，并行耦接模式适合于高性能的需求，交叉耦接模式适合于提供较高的谐振频率，以及串行连接模式适合于提供较低的谐振频率。换句话说，模式切换方式可以有助于性能，功率损耗等等之间进行权衡折中。关于操作模式选择的详细描述请参见图10，图11,图12A和图12B。
相位噪声(PN)在振荡器设计中是最重要的性能之一，相位噪声会在时域中影响输出波形的抖动。所以，蜂窝标准(cellular standards)具有非常严格的相位噪声需求。如下方程式(6)定义了相位噪声(PN)。根据等式(6)，PN与电容C，电感器的质量因子Q，以及电压平方(V2)成反比。
图10示出相位噪声对功率的波形示意图。竖直轴表示相位噪声(PN)，以及水平轴表示功率损耗。基本的，相位噪声(PN)越小，需要的功率损耗越高。
在图10中，左边曲线C71a对应单环路模式中的相位噪声(PN)，以及右边曲线C71b对应并行耦接模式中的相位噪声(PN)。如图10所示，开关电路处于并行耦接模式的信号产生器的PN比开关电路处于单环路模式的信号产生器的PN好很多。当开关电路处于单环路模式中，仅仅一个跨导电路被使用，以及当开关电路处于并行耦接模式中，两个跨导电路被使用。理想情况下，如果多个振荡器被耦接，理论证明相位噪声(PN)是按比例缩小的，其可以从图10得以验证。
功率损耗Pa对应相位噪声PNa，功率损耗Pb对应相位噪声PNb。相位噪声PNa比相位噪声PNb高。左边曲线C71a示出一旦信号产生器的功率损耗大于或者等于Pa(P≧Pa)，功率损耗的增长不再导致相位噪声(PN)的降低。也就是说，单环路模式相对适合于低功率损耗的需求。另一方面，右边曲线C71b示出了并行耦接模式相对适合于低PN的应用。
在实际的应用中，可以选择功率门限值(Pth)。当需要较低功率损耗时，信号产生器操作在单环路模式。否则，信号产生器切换到并行耦接模式，反之亦然。功率门限值(Pth)的选择是可调整的并且不受限制。如图10所示，Pb可以等于Pa的两倍，PNb为PNa的一半，即可以用两倍的功耗换低一半的相位噪声。
可以将FoM作为一种类型的质量参数以及较宽范围的功率损耗中优选使用恒定的FoM。在如下等式(7)中定义了FoM。在等式(7)中，f0是谐振频率，Δf是偏移频率，PN(Δf)是以dBc/Hz为单位的相位噪声，以及PmW是以毫瓦(mW)为单位的功率损耗。
图11示出在单环路模式和并行耦接模式中FoM对功率的波形图。竖直轴表示FoM以及水平轴表示功率损耗。在图11中，左边曲线C72a对应单环路模式中的FoM，以及右边曲线C72b对应并行耦接模式中的FoM。当功率损耗低于功率门限值Pth，单环路模式中的FoM大体上恒定，以及当功率损耗高于功率门限值Pth，并行耦接模式中的FoM大体上恒定。
请一并参考图10以及图11。图11中FoM曲线的恒定范围大致与图10中PN曲线的线性范围一致。也就是说，图11中FoM曲线的恒定范围和/或图10中PN曲线的线性范围在功率损耗Pa和功率损耗Pb之间。所以，通过在单环路模式和并行耦接模式之间切换，FoM在宽范围功率损耗中基本保持恒定。图11中的双向箭头表示FoM的恒定范围随着模式切换而延伸。
图12A示出在并行耦接模式和交叉耦接模式中LC谐振(tank)阻抗|Z|对谐振频率的比较。LC谐振阻抗|Z|由电感器和电容器损耗决定，为了方便分析假定电容器损耗是恒定的。在图12A中，左边曲线C81b对应并行耦接模式中信号产生器的阻抗，以及右边曲线C81c对应交叉耦接模式中信号产生器的阻抗。并行耦接模式中的谐振频率(ωb)对应左边曲线C81b的最大(峰值)阻抗|Zb|，以及交叉耦接模式的的谐振频率(ωc)对应右边曲线C81c的最大(峰值)阻抗|Zc|。并行耦接模式和交叉耦接模式之间的谐振频率的偏移是由电感器(L3)上的互感引起的。此外，左边曲线C81b的最大(峰值)阻抗|Zb|比交叉耦接模式中的最大(峰值)阻抗|Zc|稍高，即|Zb|>|Zc|。|Zb|与|Zc|之间的差是因为在交叉耦接模式中外部的电感器(L3)使得互感(M)损失一些能量。
请再参考等式(3)和(4)，等式(3)以及(4)中电感(L)的系数都等于“0.5”，但是在等式(4)中的电感L减去了互感变化“M”。减去互感变化“M”会引起谐振频率的轻微偏移。根据等式(3)和(4)，并行耦接模式中的谐振频率ωb比交叉耦接模式中的谐振频率ωc小。显然，如果互感变化M变大，交叉耦接模式中的谐振频率ωc变高，但是最大(峰值)阻抗|Zc|变低。所以，图12A中的图与等式(3)与(4)之间的比较结果相一致。
图12B示出在并行耦接模式和串行连接模式中阻抗对谐振频率的比较示意图。在图12B中，左边曲线C91d和右边曲线C91b分别对应到串行连接模式和并行耦接模式中信号产生器的阻抗。并行耦接模式的谐振频率ωb对应右边曲线C91b的最大阻抗(峰值)|Zb|，以及串行连接模式的谐振频率ωd对应左边曲线C91d的最大阻抗(峰值)|Zd|。
根据等式(3)和(5)，串行连接模式中的谐振频率ωd比并行耦接模式中的谐振频率ωb低很多(ωd＝1/√2*ωb)。如图12B所示，串行连接模式中的谐振频率ωd明显低于并行耦接模式中的谐振频率ωb。也就是说，ωd<ωb。所以，图12B中的图与等式(3)和(5)之间的比较结果一致。
如图12B所示，并行耦接模式中的最大(峰值)阻抗|Zb|比串行连接模式中的最大(峰值)阻抗|Zd|高很多，其中，串行连接模式中的阻抗的显著下降源于在开关S3和S4处的信号损失。本发明提供一种能在不同的操作模式中切换的信号产生器，能够根据主要关心的特性来自由的选择和决定最适当的操作模式。可以全面比较这些操作模式，相应的选择信号产生器合适的操作模式。所以，可以灵活的使用信号产生器。
并行耦接模式中信号产生器的相位噪声PN与交叉耦接模式中信号产生器的相位噪声PN相似，且两者都低于单环路模式中信号产生器的相位噪声PN，单环路模式中信号产生器的相位噪声PN低于串行连接模式中信号产生器的相位噪声PN。所以，并行耦接模式以及交叉耦接模式更适合低相位噪声PN的需求。
并行耦接模式中的信号产生器的FoM与单环路模式中的信号产生器的FoM相似，且两者都大于交叉耦接模式中的信号产生器的FoM，该交叉耦接模式中的信号产生器的FoM大于串行连接模式中信号产生器的FoM。相应的，并行耦接模式和单环路模式更适合高FoM的需求。
在并行耦接模式中和交叉耦接模式中信号产生器的阻抗相似，两者都低于单环路模式中信号产生器的阻抗，单环路模式中信号产生器的阻抗小于串行连接模式中信号产生器的阻抗。因此，并行耦接模式和交叉耦接模式更适合低阻抗的需求。
串行连接模式中信号产生器的频率调谐范围比并行耦接模式中信号产生器的频率调谐范围低，并行耦接模式中信号产生器的频率调谐范围比单环路模式中信号产生器的频率调谐范围低。而且，单环路模式中信号产生器的频率调谐范围比交叉耦接模式中信号产生器的频率调谐范围低。因此，串行连接模式最适合低频率调谐范围的需求。
跨导电路(Gm1,Gm2,Gm3,和Gm4)的设计和实施不需要相同。所以，跨导电路(Gm1,Gm2,Gm3,和Gm4)可以对应不同的谐振频率。例如，第一振荡信号(Vout1)可用于3G应用，以及第二振荡信号(Vout2)可用于2G应用。在一些应用中，仅仅使用第三和第四跨导电路(Gm3和Gm4)中的一个也是可行的。在图13中，假设省略第四跨导电路(Gm4)。
图13示出采用功率控制电路的示意图。请一并参考图1A和图13。虽然图13中第三跨导电路(Gm3)203的位置与图1A中的第三跨导电路的位置稍微不同，但是图13和图1A中第三跨导电路(Gm3)和开关电路的端之间的连接关系保持一直。在图13中，电感器211,213采用类似于变压器的结构21。
两个功率控制电路203a,203b电性连接到第三跨导电路(Gm3)203。由于第三跨导电路(Gm3)203电性连接到两个电感器211和213，所以第三跨导电路(Gm3)203需要被两个功率控制电路203a，203b控制。相对的，第一和第二跨导电路(Gm1和Gm2)201,202中的每一个仅电性连接到电感器211和213中的一个。所以，功率控制电路201a和202a分别的电性连接到第一和第二跨导电路(Gm1和Gm2)201,202。
图14是本发明实施例提供的信号产生器的实施方式示意图。在图14中，使用传输门35a,35b,35c,35d作为开关S1,S2,S3和S4。根据传输门的小信号模型，相同传输门的PMOS晶体管和NMOS晶体管能同时的导通或者断开。跨导电路(Gm1,Gm2,Gm3)301,302,303中的每一个假定包括一对交叉耦接的反相器(inverter)。图14出示的布局没有按照比例绘制并且元件的相对位置也可能不精确。例如，图中开关电路35和跨导电路(Gm1,Gm2和Gm3)位于类似变压器的结构31的外面，但其应该位于类似变压器的结构31的里面。
在图14中，功率控制电路301a,302a,303a假定为PMOS晶体管，该PMOS晶体管的源极被电性连接到供电电压(Vdd)。功率控制电路303b可以是一对NMOS晶体管，该对NMOS晶体管的栅极相互连接，且该对NMOS晶体管的源极共同电性连接到地电压(Vss)。第一控制信号(Vcl1)控制功率控制电路301a中PMOS晶体管的栅极端。当第一控制信号(Vcl1)为高电平，第一跨导电路(Gm1)301被禁能；当第一控制信号(Vcl1)为低电平第一跨导电路(Gm1)301被使能。类似的，功率控制电路302a，303a中PMOS晶体管的栅极端分别被第二控制信号(Vcl2)和第三控制信号(Vcl3)控制。
图15示出电感器和振荡核之间的布局。振荡核40输出的振荡信号在两端产生，该两端为第一端(N1)和第三端(N3)中的一个，和第二端(N2)和第四端(N4)中的一个。振荡核40需要发送振荡信号到本地振荡器41和PLL电路42。本地振荡器路径(LO)和反馈路径(FB)很大可能会彼此干扰，所以优选的将两者彼此分离。在图15中，LO路径和FB路径能同时从振荡核40接收振荡器信号。所以，本发明实施例的平面图适合于避免干扰。在实际应用中，LO路径和FB路径的连接布置可以互相交换。
在实际应用中，可以灵活的设计和选择跨导电路。例如，依赖目标通信系统的需求，仅采用两个或者三个跨导电路是可行的。
在信号产生器中仅实施第一和第二跨导电路(Gm1和Gm2)的情况下，信号产生器可以支持单环路模式，并行耦接模式，以及交叉耦接模式。在信号产生器中仅实施第一和第三跨导电路(Gm1和Gm3)的情况下，信号产生器可以支持单环路模式和串行连接模式。在信号产生器中仅采用第一，第二和第三跨导电路(Gm1，Gm2和Gm3)的情况下，信号产生器可以支持单环路模式，并行耦接模式，交叉耦接模式和串行连接模式。总之，基于可扩展和可重配置的配置，信号产生器可以被应用到不同的通信标准。基于本发明实施例的信号产生器能获得宽调谐范围，低的功率损耗，小巧的电路尺寸，高质量，以及较少的相位噪声劣化。此外，成本和所需的芯片面积也被降低。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (18)

1.一种信号产生器，其特征在于，所述信号产生器包括谐振电路，第一内部电路和第一外部电路；
所述谐振电路包括：
第一电感器，具有第一端和第三端；
第二电感器，具有第二端和第四端；
开关电路，包括多个开关，其中，所述多个开关的配置是可调整的，以及在所述第一端，所述第二端，所述第三端，和所述第四端中的两个端之间产生的谐振是响应所述多个开关的配置的调整而相应变化的；
所述第一内部电路，电性连接到所述第一端和所述第三端，用于补偿在所述第一端和所述第三端之间产生的第一内部振荡信号；
所述第一外部电路，电性连接到所述第一电感器和所述第二电感器，用于补偿在所述第一端和所述第三端中的一个与所述第二端和所述第四端中的一个之间产生的第一外部振荡信号。
2.根据权利要求1所述的信号产生器，其特征在于，所述开关电路包括：第一开关，第二开关，第三开关和第四开关中至少一个，
所述第一开关，选择性的电性连接在所述第一端和所述第二端之间；
所述第二开关，选择性的电性连接在所述第三端和所述第四端之间；
所述第三开关，选择性的电性连接在所述第一端和所述第四端之间；
所述第四开关，选择性的电性连接在所述第二端和所述第三端之间。
3.根据权利要求2所述的信号产生器，其特征在于，
当所述开关电路处于第一模式，所述第一开关，所述第二开关，所述第三开关和所述第四开关都不导通；
当所述开关电路处于第二模式，所述第一开关和所述第二开关导通，所述第三开关和所述第四开关不导通；
当所述开关电路处于第三模式，所述第一开关和所述第二开关不导通，所述第三开关和所述第四开关导通；
当所述开关电路处于第四模式，所述第一开关和所述第二开关不导通，所述第三开关和所述第四开关中的一个开关导通，所述第三开关和所述第四开关中的另一个开关不导通。
4.根据权利要求3所述的信号产生器，其特征在于，
当所述开关电路处于所述第一模式，所述第二模式，或者所述第三模式，所述第一内部电路被使能且所述第一外部电路被禁能；
当所述开关电路处于所述第四模式，所述第一内部电路被禁能且所述第一外部电路被使能。
5.根据权利要求3所述的信号产生器，其特征在于，
当所述开关电路处于第二模式，流经所述第一电感器的第一电流的方向与流经所述第二电感器的第二电流的方向是相反的；
当所述开关电路处于第三模式，流经所述第一电感器的第三电流的方向与流经所述第二电感器的第四电流的方向是一致的；以及
当所述开关电路处于第四模式，流经所述第一电感器和所述第二电感器的第五电流的方向是8形的。
6.根据权利要求3所述的信号产生器，其特征在于，所述信号产生器进一步包括：
多个电容器，所述多个电容器中的每一个被电性连接到所述第一端，所述第二端，所述第三端和所述第四端中的一个，其中，当所述第一内部电路或者所述第一外部电路被使能时，所述多个电容器中的至少一个和所述第一电感器和所述第二电感器中的至少一个联合产生谐振。
7.根据权利要求6所述的信号产生器，其特征在于，
所述多个电容器中的第一电容器电性连接到所述第一端；
所述多个电容器中的第二电容器电性连接到所述第二端；
所述多个电容器中的第三电容器电性连接到所述第三端；以及
所述多个电容器中的第四电容器电性连接到所述第四端。
8.根据权利要求1所述的信号产生器，其特征在于，还包括：
第二内部电路，用于补偿在所述第二端和所述第四端之间产生的第二内部振荡信号。
9.根据权利要求8所述的信号产生器，其特征在于，
当所述开关电路处于所述第二模式或者所述第三模式中，所述第一内部电路和所述第二内部电路被使能。
10.根据权利要求8所述的信号产生器，其特征在于，
当干扰源与所述第一传感器的距离比所述干扰源与所述第二传感器的距离远时，所述第一内部电路被使能，以及所述第二内部电路被禁能；或者
当干扰源与所述第一传感器的距离比所述干扰源与所述第二传感器的距离近时，所述第一内部电路被禁能，以及所述第二内部电路被使能。
11.根据权利要求1所述的信号产生器，其特征在于，进一步包括：
第二外部电路，电性连接到所述第一端和所述第三端中的另一个，和所述第二端和所述第四端中的另一个，用于补偿在所述第一端和所述第三端中的另一个与所述第二端和所述第四端中的另一个之间产生的第二外部振荡信号。
12.根据权利要求1所述的信号产生器，其特征在于，所述第一电感器和所述第二电感器是对称的，以及所述第一电感器和所述第二电感器被第三电感器包围。
13.一种谐振电路，其特征在于，包括：
第一电感器，具有第一端和第三端，以及所述第一电感器电性连接到第一内部电路；
第二电感器，具有第二端和第四端，以及所述所述第一端和所述第三端中的一个以及所述第二端和所述第四端中的一个电性连接到第一外部电路；
多个电容器，所述多个电容器中的每一个电性连接到所述第一端，所述第二端，所述第三端，和所述第四端中的一个；
开关电路，包括多个开关，其中，所述多个开关的配置是可调整的，以及所述第一端，所述第二端，所述第三端，和所述第四端中的两个端之间产生的谐振是响应所述多个开关的配置的调整而相应变化的。
14.根据权利要求13所述的谐振电路，其特征在于，
所述多个电容器包括第一电容器和第三电容器；
所述第一电容器电性连接到所述第一端；
所述第三电容器电性连接到所述第三端；
和/或，
所述多个电容器包括第二电容器和第四电容器；
所述第二电容器电性连接到所述第二端；
所述第四电容器电性连接到所述第四端。
15.根据权利要求13所述的谐振电路，其特征在于，所述开关电路包括：第一开关，第二开关，第三开关，和第四开关中至少一个；
所述第一开关，选择性的电性连接在所述第一端和所述第二端之间；
所述第二开关，选择性的电性连接在所述第三端和所述第四端之间；
所述第三开关，选择性的电性连接在所述第一端和所述第四端之间；
所述第四开关，选择性的电性连接在所述第二端和所述第三端之间。
16.根据权利要求15所述的谐振电路，其特征在于，
当所述开关电路处于第一模式，所述第一开关，所述第二开关，所述第三开关和所述第四开关都截止；
当所述开关电路处于第二模式，所述第一开关和所述第二开关导通，所述第三开关和所述第四开关截止；
当所述开关电路处于第三模式，所述第一开关和所述第二开关截止，所述第三开关和所述第四开关导通；
当所述开关电路处于第四模式，所述第一开关和所述第二开关截止，所述第三开关和所述第四开关中的一个开关导通，所述第三开关和所述第四开关中的另一个开关截止。
17.根据权利要求16所述的谐振电路，其特征在于，
当所述开关电路处于所述第一模式，所述第二模式，或者所述第三模式，所述第一内部电路被使能且所述第一外部电路被禁能；
当所述开关电路处于所述第四模式，所述第一内部电路被禁能且所述第一外部电路被使能；
其中，所述第一内部电路用于补偿在所述第一端和所述第三端之间产生的第一内部振荡信号；所述第一外部电路用于补偿在所述第一端和所述第三端中的一个与所述第二端和所述第四端中的一个之间产生的第一外部振荡信号。
18.根据权利要求13所述的谐振电路，其特征在于，所述第一电感器和所述第二电感器是对称的，以及所述第一电感器和所述第二电感器被第三电感器包围。
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