KR101256697B1 - 가변 집적형 인덕터 - Google Patents

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Abstract

두 개 이상의 값들 사이에서 스위치될 수 있는 인덕턴스 값을 갖는 가변 집적형 인덕터가 본원에서 설명된다. 바람직한 실시예에서, 가변 집적형 인덕터는 한 쌍의 2차 인덕터들과 전자기적으로 결합된 멀티-루프 1차 인덕터를 포함한다. 2차 인덕터들은 자신이 멀티-루프 1차 인덕터들에 의해 출력되는 인덕턴스 값을 변경하기 위해서 직렬 연결 및 병렬 연결 사이에서 스위치될 수 있는 변경 가능한 위상을 갖는 폐쇄 회로를 형성하도록 서로 연결된다. 하나의 애플리케이션에서, 가변 집적형 인덕터는 다대역 RF 무선 송수신기(예컨대, 무선 통신 장치)에서 사용될 수 있는 유형의 전압 제어 오실레이터(VCO)에서 사용된다. 다른 애플리케이션에서, 가변 집적형 인덕터는 동조된 증폭기 로드, 임피던스 정합 네트워크, 디지털로 제어되는 오실레이터 또는 임의의 다른 유형의 주파수 선택적인 LC-네트워크에서 사용될 수 있다.
가변 집적형 인덕터, 다대역 무선 송수신기, 인덕턴스 값

Description

가변 집적형 인덕터{VARIABLE INTEGRATED INDUCTOR}
본 발명은 두 개 이상의 값 사이에서 스위치될 수 있는 인덕턴스 값을 갖는 가변 집적형 인덕터에 관한 것이다. 하나의 애플리케이션에서, 가변 집적형 인덕터는 다대역 RF 무선 송수신기(예를 들어, 이동 전화, 페이저, 랩톱 컴퓨터, 개인용 정보 단말기(PDA) 등과 같은 무선 통신 장치)에서 사용될 수 있는 유형의 전압 제어 오실레이터(VCO)에서 사용된다. 다른 애플리케이션에서, 가변 집적형 인덕터는 동조된 증폭기 로드, 임피던스 정합 네트워크, 디지털로 제어되는 오실레이터 또는 임의의 유형의 주파수 선택적인 LC-네트워크에서 사용될 수 있다.
종래 직접 변환 다대역 무선 송수신기(100)(예를 들어, 무선 통신 장치(100)의 기본적인 구성 요소를 도시하는 블록도인 도1(종래 기술)을 참조하자. 도시된 다대역 무선 송수신기(100)는 안테나(102), 송신/수신(T/R) 유닛(104), 수신 경로(106), 송신 경로(108) 및 기저대 신호 처리 유닛(110)을 포함한다. 수신 경로(106)는 안테나(102)에 의해 수신된 RF 주파수 신호를 기저대 신호 처리 유닛(110)에서 처리하는 부가적인 신호에 적합한 저주파수로 다운 컨버트하도록 전압 제어 오실레이터(VCO)와 함께 사용되는 혼합기(112)를 포함한다. 송신 경로(108)는 기저대 신호 처리 유닛(110)으로부터 수신된 기저대 신호를 안테나(102)에 의해 송 신되기 전에 고주파수로 업 컨버트하도록 VCO(118)과 함께 사용되는 혼합기(116)를 포함한다. 수신된 신호 및 송신된 신호의 RF 주파수(fRF)가 (2 팩터 이상으로) 매우 광범위하게 변경될 수 있기 때문에, 다대역 송신기(100)는 광대역 주파수 범위를 통해 동조 가능한 두 개의 VCO(114,118)를 필요로 한다.
다대역 무선 송수신기(100)를 위한 이러한 유형의 아키텍처는 과거에 잘 동작했다. 그러나 오늘날 집적형 무선 송수신기 솔루션은 더 많은 대역 및 더 많은 표준 무선 아키텍처를 지원하기 위해서 더 많은 주파수 대역을 커버할 수 있도록 요구되고 있다. 이러한 확장된 기능은 도1에 도시된 VCO(114,118)가 제한된 정합 범위를 갖기 때문에 충족되기 어렵다. VCO(114,118)가 제한된 동조 범위를 갖는 이유가 아래에서 설명된다.
VCO(114,118)는 병렬로 연결된 고정된 인덕터(121) 및 가변성 컨덕터(123)를 포함하는 LC 공진 회로(120)에 의해 설정된 오실레이팅 주파수(fO)를 갖는다. 오실레이팅 주파수(fO)는 다음 공식과 같이 주어진다:
Figure 112008015254515-pct00001
그 이유는, 인덕터(212)의 값이 고정되기 때문인데, 이는 LC 공진 회로(120)의 정합 범위가 가변성 커패시터(123)(즉, 배리캡(varicap)(123) 및 커패시턴스 스위치(123))를 조정함으로써 성취될 수 있는 커패시턴스 비율에 제한된다는 것을 의 미한다. LC-네트워크(120)의 제한된 동조 범위는 다대역 무선 송수신기(100)가 갖는 유일한 문제가 아니다. 예를 들어, 동조된 증폭기 로드 및 임피턴스 정합 네트워크들에서 사용될 수 있는 다른 유형의 주파수 선택적인 LC-네트워크가 갖는 문제점이 있다. 이러한 문제점을 처리하기 위한 종래 사용되던 다수의 솔루션이 도2 내지 도5를 참조하여 후술된다.
둘 다 멀티플렉서(204)에 연결된 두 개의 VCO(202a,202b)를 갖는 듀얼 VCO(200)의 블록도인 도2(종래 기술)를 참조하자. 각각의 VCO(202a,202b)는 서로 병렬로 연결된 고정된 인덕터(205) 및 가변성 커패시터(207)를 포함하는 LC 공진 회로(206a,206b)를 갖는다. 이러한 경우에, 듀얼 VCO(200)는 VCO(202a,202b)에 의해 출력되는 두 개의 서브 범위의 Vout1 및 Vout2로 구성된 Vout의 총 주파수 범위를 갖는다. 듀얼 VCO(200)가 각각 쉽게 구현될지라도, 이는 (예를 들어) 도1에 도시된 VCO(114)를 만드는데 사용되는 실리콘 에어리어의 두 배를 사용한다. 이는 바람직하지 않다.
분리기(302)에 연결된 VCO(300)의 블록도인 도3(종래 기술)을 참조하자. VCO(300)는 서로 병렬로 연결된 고정된 인덕터(305) 및 가변성 커패시터(307)를 포함하는 LC 공진 회로(304)를 갖는다. 분리비가 상이한 출력 주파수 대역에 상이한 정수값으로 설정될 수 있는 VCO(300)의 출력에서 부가적인 분리기(302)는 VCO(300)상에서 동조 범위 요구 조건을 효율적으로 감소시킨다. 그러나 특히, 위상 잡음 요구 조건이 엄격하다면, 부가적인 분리기(302)는 전력 소모가 상당히 증가하도록 한 다. 그리고 분리기(302)를 부가하는 것은 칩 상에서 사용되는 총 에어리어를 증가시킨다. 게다가, 부가적인 분리기(302)에서, 2의 배수가 아닌 분리기의 비율에 대해서 직각 위상 출력 신호를 발생시키기가 종종 어렵다. 이러한 어떠한 특성도 바람직하지 않다.
VCO(4000)의 출력 신호의 분수 분리를 구현하는데 사용되어온 복잡한 피드백 주파수 발생 방식의 블록도인 도4(종래 기술)를 참조하자. 이러한 방식에서, VCO(400)는 서로 병렬로 연결된 고정된 인덕터(403) 및 가변성 커패시터(405)를 포함하는 LC-유형 공진 회로(402)를 갖는다. 그리고 VCO의 출력 신호는 혼합기(404)를 통해 통과된 신호와 상기 신호를 혼합하는 혼합기(404)에 입력되고, 분리기(406)에서 정수(N)로 분리된다. 이러한 방식은 도2 및 도3에 도시된 이전 솔루션들 중 하나보다 더 많은 전류를 소비하고, 칩에서 더 많은 공간을 차지하는 단점이 있다.
VCO(500)의 출력신호의 분수 분리를 구현하는데 또한 사용되어온 복잡한 피드백 주파수 발생 방식의 블록도인 도5(종래 기술)를 참조하자. 이런 방식에서, VCO(500)는 서로 병렬로 연결된 고정된 인덕터(503) 및 가변성 커패시터(505)를 포함하는 LC 공진 회로(502)를 갖는다. 그리고 VCO의 출력 신호는 혼합기(504) 및 분리기(506)에 입력된다. 분리기(506)는 정수(N)로 출력 신호를 분리하는 역할을 하고, 그 후에 분리된 신호를 혼합기(504)에 입력한다. 그 후에, 혼합기(504)는 원래 출력 신호와 분리된 출력 신호를 혼합하고, 신호(Vout)를 출력한다. 이런 방식은 도 4에 도시된 피드백 방식과 동일한 단점을 갖는데, 이는 도2 및 도3에 도시된 이전 솔루션들 중 하나보다 더 많은 전류를 소비하고, 칩에서 더 많은 공간을 차지한다.
따라서, VCO의 동조 범위를 증가시키는데 사용될 수 있는 새로운 솔루션에 대한 요구가 있다고 보여질 수 있다. 이러한 새로운 솔루션은 종래 솔루션에 관련된 상술된 결점 및 단점들을 겪지 않는다. 본 발명의 가변 집적형 인덕터는 이러한 솔루션이다.
본 발명은 두 개 이상의 값 사이에서 스위치될 수 있는 인덕턴스 값을 갖는 가변 집적형 인덕터를 포함한다. 바람직한 실시예에서, 가변 집적형 인덕터는 한 쌍의 2차 인덕터들과 전자기적으로 결합된 멀티-루프 1차 인덕터를 포함한다. 2차 인덕터들은 제2 인덕터가 멀티-루프 1차 인덕터에 의해 출력되는 인덕턴스 값을 변경하기 위해서, 직렬 연결 및 병렬 연결 사이에서 스위치 될 수 있는 변경 가능한 위상을 갖는 폐쇄 회로를 구성하도록 서로 연결된다. 하나의 애플리케이션에서, 가변 집적형 인덕터는 다대역 RF 무선 송수신기(예를 들어, 무선 통신 장치)에서 사용될 수 있는 유형의 전압 제어 오실레이터(VCO)에서 사용된다. 다른 애플리케이션에서, 가변 집적형 인덕터는 동조된 증폭기 로드, 임피던스 정합 네트워크, 디지털로 제어되는 오실레이터 또는 임의의 유형의 주파수 선택적인 LC-네트워크에서 사용될 수 있다.
첨부된 도면들을 참조할 때 다음의 상세한 설명을 참조하여 본 발명을 더 완전히 이해할 수 있다.
도1(종래 기술)은 종래 다대역 무선 송수신기의 기본적이 구성요소를 도시하는 블록도;
도2(종래 기술)은 도1에 도시된 다대역 무선 송수신기에서 사용될 수 있는 한 유형의 VCO를 도시하는 블록도;
도3(종래 기술)은 도1에 도시된 다대역 무선 송수신기에서 사용될 수 있는 다른 유형의 VCO를 도시하는 블록도;
도4(종래 기술)는 도1에 도시된 다대역 무선 송수신기에서 사용될 수 있는 또 다른 유형의 VCO를 도시하는 블록도;
도5(종래 기술)는 도1에 도시된 다대역 무선 송수신기에서 사용될 수 있는 또 다른 유형의 VCO를 도시하는 블록도;
도6은 본 발명에 따라 가변 집적형 인덕터 및 가변성 커패시터를 포함하는 LC 공진 회로를 갖는 VCO를 도시하는 블록도;
도7은 도6에 도시된 가변 집적형 인덕터의 개략도로서, 1차 인덕터가 한 쌍의 2차 인덕터들과 전자기적으로 결합되고, 2차 인덕터들은 본 발명에 따라 직렬로 연결되는, 개략도;
도8은 도6에 도시된 가변 집적형 인덕터의 개략도로서, 1차 인덕터가 한 쌍의 2차 인덕터들과 전자기적으로 결합되고, 2차 인덕터들은 본 발명에 따라 병렬로 연결되는, 개략도;
도9는 본 발명에 따라 가변 집적형 인덕터를 만들도록 2차 인덕터들(도시되 지 않음)과 함께 사용될 수 있는 싱글-턴 8자형 1차 인덕터를 도시하는 도면;
도10은 본 발명에 따라 서로 직렬로 연결된 두 개의 2차 인덕터들과 전자기적으로 결합된 싱글-턴 8자형 1차 인덕터를 갖는 예시적인 가변 집적형 인덕터의 블록도;
도11은 본 발명에 따라 서로 병렬로 연결된 두 개의 2차 인덕터들과 전자기적으로 결합된 싱글-턴 8자형 1차 인덕터를 갖는 예시적인 가변 집적형 인덕터의 블록도;
도12는 본 발명에 따라 두 개의 2차 인덕터들과 전자기적으로 결합된 더블-턴 8자형 1차 인덕터를 갖는 예시적인 가변 집적형 인덕터의 블록도;
도13은 본 발명에 따라 네 개의 2차 인덕터들과 전기적으로 결합된 클로버형의 1차 인덕터를 갖는 예시적인 가변 집적형 인덕터의 블록도;
도14는 본 발명에 따라 도6 내지 도12에서 도시되는 것과 같은 두 개의 가변 집적형 인덕터들과 통합하는 다대역 무선 송수신기의 기본적인 구성요소를 도시하는 블록도; 및
도15는 본 발명에 따라 가변 집적형 인덕터를 제조하는 방법의 기본적인 단계를 도시하는 흐름도.
가변 집적형 인덕터(604)(본 발명) 및 가변성 커패시터(606)를 포함하는 LC 공진 회로(602)를 갖는 VCO(600)를도시하는 블록도인 도6을 참조하자. 가변 집적형 인덕터(604)는 자신의 인덕턴스가 두 개 이상의 값 사이에서 스위치될 수 있다고 아래에서 설명되는 특정 유도 스위칭 기술(inductive switching technique)을 구현한다. 결과적으로, 가변 집적형 인덕터(604) 및 가변성 커패시터(606) 둘 다를 사용하는 VCO(600)는 유도 스위칭 및 용량성 스위칭(수학식 1을 참조) 둘 다를 사용함으로써 확장될 수 있는 동조 범위를 갖는다. 과거에는, 이러한 확장된 동조 범위가 불가능했는데, (예를 들어) 종래 VCO(114)는 인덕터(121)가 고정되었기 때문에(도1을 참조) (가변성 커패시터(123)를 통해) 용량성 스위칭만을 사용함으로써 바뀔 수 있는 동조 범위를 갖기 때문이다.
가변 집적형 인덕터(604)는 1차 인덕터와 동일한 칩에서 다수의 2차 인덕터를 부가함으로써 이러한 특정 유도 스위칭 기술을 구현한다(도10 내지 도13을 참조). 2차 인덕터들은 1차 인덕터에 물리적으로 연결되는 것이 아니라, 대신 1차 인덕터에 전자기적으로 결합된다. 그리고 2차 인덕터들은 스스로 상이한 구성/위상으로 서로 연결되므로, 2차 인덕터가 1차 인덕터 상에서 갖는 영향을 바꿀 수 있다. 특히, 이는 2차 인덕터들의 구성/위상을 스위치할 수 있고, 1차 인덕터에 의해 출력된 총 인덕턴스 값을 변경할 수 있다.
이러한 새로운 구성요소는 인덕터의 품질 인자를 디그레이드(degrade)할 수 있는 새로운 비여진 소자(parasitic elements)들을 유도하기 때문에 2차 인덕터들과 같은 새로운 구성 요소를 인덕터에 부가하는 것은 단순한 임무가 아니다. 이러한 문제를 피하기 위해서, 본 발명의 바람직한 실시예는 1차 인덕터(L1)에 물리적으로 결합되는 것이 아니라 전자기적으로 결합되는 두 개의 2차 인덕터들(L21,L22)을 사용한다(도7 및 도8을 참조). 두 개의 2차 인덕터들(L21,L22)은 동일한 인덕턴스를 가져야만 하고, 1차 인덕터(L1)에 동일한 결합을 가져야만 한다. 게다가, 두 개의 2차 인덕터들(L21,L22)은 반대 부호를 갖는 결합 계수(k)를 가져야만 한다. 이러한 방법으로, 세 개의 전자기적으로 결합된 구조(L1,L21,L22)의 결과적인 등가 인덕턴스는 두 개의 2차 장치(L21,L22)가 서로 연결되는 방법에 좌우된다.
두 개의 2차 인덕터들(L21,L22)이 도7에 도시된 바와 같이 직렬로 연결된다면, 두 개의 2차 인덕터들(L21,L22)의 효과는 반대 부호의 결합 계수(k,-k)로 인해 서로 상쇄된다. 이러한 경우에, 어떠한 전류도 두 개의 2차 인덕터들(L21,L22)을 갖는 측 상에서 흐르지 않을 것이고, 1차 인덕터(L1)의 인덕턴스 및 Q-팩터가 다음 공식에 따라 나타내지는 바와 같은 영향을 받지 않을 것이다:
LTOT = L1
그러나 두 개의 2차 인덕터들(L21,L22)이 도8에 도시된 바와 같이 병렬로 연결된다면, 상쇄 효과가 더 이상 없다. 1차 인덕터(L1)의 결과적인 인덕턴스 값은 다음 공식에 따라 나타내지는 바와 같이 결합 계수(k)의 크기에 좌우되는 새로운 값(LTOT)으로 감소될 것이다:
LTOT = L1·(1-2·K2)
이러한 위상에서, 가변 집적형 인덕터(604)의 Q-인자는 또한 손실 저항이 인덕턴스 값과 동일한 양만큼 감소되지 않는다는 사실로 인해 감소될 것이다. 도7 및 도8에서 도시되는 바와 같이, 두 개의 2차 인덕터들(L21,L22)은 항상 폐쇄 회로를 구성하도록 서로 연결되는데, 이는 상기 인덕터들이 직렬이나 병렬로 연결됨으로써 변경될 수 있는 이러한 폐쇄 회로 내에서만의 위상이다.
바람직한 실시예에서, 집적형 인덕터들(L1,L21,L22)은 반도체 기판(칩)의 최상부 상에서 금속 트레이스로서 구현된다. 인덕턴스 값, Q-인자 및 다른 금속 기판과의 전자기 결합과 같은 모든 중요한 수행 파라미터들은 기판의 물질 특성과 함께 인덕터 레이아웃의 지리적 특성에 의해 규정된다. 이와 같이, 집적형 인덕터들(L1,L21,L22)을 만드는데 사용되는 금속 트레이스들의 적절한 크기를 정하고 레이아웃을 정하는 것이 중요하다. 집적형 인덕터들(L1,L21,L22)을 만드는데 사용될 수 있는 어떤 다른 레이아웃들이 아래에서 설명된다.
싱글-턴 8자형 1차 인덕터(L1)의 레이아웃을 도시하는 블록도가 도시된 도9를 참조하자. 이런 예에서, 1차 인덕터(L1)는 상부 루프(902) 및 하부 루프(904)를 갖는 싱글-턴 8자형 구조의 형태를 갖는다. 8자형으로 인해, 상부 루프(902)에서 전류는 하부 루프(904)(예를 들어, 반시계 방향, 화살표를 참조)에서 전류에 반대방향(예를 들어, 시계 방향, 화살표를 참조)으로 이동한다. 결과적으로, 8자형 기하학적 구조는 두 개의 서브 루프(902,904)로부터 방출된 자기장(906,908)은 반대 방향을 갖는다. 그리고 이는 1차 인덕터(L1)로부터 임의의 거리로 나오는 자기장(906,908)은 (이러한 이점에 대한 상세한 설명을 위해 공동 계류중인 미국 특허 출원 일련 번호 제10,919,130호를 참조하면) 1차 인덕터(L1)가 다른 구성 요소 상에서 가질 수 있는 먼 필드 효과를 감소시키도록 서로 방해하는 경향이 있다. 1차 인덕터(L1)에 대한 이러한 대칭적인 레이아웃의 다른 이점은 후술되는 바와 같이 본 발명의 유도 스위칭 기술을 구현하는데 매우 적합하다는 것이다.
본 발명에 따라 싱글-턴 8자형 1차 인덕터(L1)에 전자기적으로 결합된 두 개의 2차 인덕터들(L21,L22)을 도시하는 예시적인 가변 집적형 인덕터(604)의 블록도인 도10을 참조하자. 중앙의 스위치(1002)는 두 개의 2차 인덕터들(L21,L22)의 폐쇄 회로 직렬 연결의 결과를 가져오도록 왼쪽이 열린다. 예를 들어, 스위치(1002)는 소프트웨어에 의해 제어될 수 있는 큰 금속 산화막 반도체(MOS) 트랜지스터(1002)일 수 있다. 인덕터들(L1,L21,L22) 사이의 완전한 레이아웃 대칭은 제2 인덕터들(L21,L22)의 결합 계수의 크기가 동일하다는 것을 보장한다. 그리고 대칭 8자형 1차 인덕터(L1)는 2차 인덕터들(L21,L22)의 결합 계수(k)의 부호가 반대라는 것을 자동으로 보장한다. 이는 1차 인덕터(L1)는 반대 자기장(906,908)을 갖는 두 개의 서브 루프(902,904)를 갖는다. 결과적으로, 이러한 구성에서 가변 집적형 인덕터(604)는 도7에 도시된 회로와 동일한 기능을 하고, 총 인덕턴스(LTOT)는 1차 인덕터(L1)의 인덕턴스와 동일하다.
스위치(1002)가 닫혀서 2차 인덕터들(L21,L22)이 병렬로 연결된 도10에 도시된 예시적인 가변 집적형 인덕터(604)의 블록도인 도11을 참조하자. 또한, 인덕터들(L1,L21,L22) 사이의 완전한 레이아웃 대칭은 제2 인덕터들(L21,L22)의 결합 계수(k)는 크기가 동일하다는 것을 보장한다. 그리고 인덕터들(L1,L21,L22)의 기하학적 구조는 변경되지 않아서, 2차 인덕터들(L21,L22)은 반대 부호를 갖는 결합 계수(k)를 갖는다. 결과적으로, 이런 구조에서 가변 집적형 인덕터(604)는 도8에 도시된 회로와 같은 기능을 하고, 총 인덕턴스(LTOT)는 수학식 3에 따라 감소된다.
본 발명의 다른 실시예에 따라 더블-턴 8자형 1차 인덕터(L1)에 전자기적으로 결합된 두 개의 2차 인덕터들(L21,L22)을 갖는 예시적인 가변 집적형 인덕터(604')의 블록도인 도12를 참조하자. 더블-턴 8자형 1차 인덕터(L1)는 상부 루프(902) 및 하부 루프(904)를 갖는 도10 및 도11에 도시된 싱글-턴 8자형 1차 인덕터(L1)와 매우 유사하다. 그러나 2번 꼬인 더블-턴 8자형 1차 인덕터(L1)는 낮은 Q- 인자를 가지며, 도10 및 도11에 도시된 싱글-턴 8자형 1차 인덕터(L1)와 비교할 때 동일한 인덕턴스 값에 대해 구조적으로 더 작다. 스위칭 메커니즘(1002)은 도10 및 도11에 도시된 것과 동일할 수 있다.
가변 집적형 인덕터(604,604')의 실시예에서, 인덕터들(L1,L21,L22)의 실제 레이아웃에 따라, 연결된 2차 인덕터들(L21,L22)의 인덕턴스 값은 직렬 구조 및 병렬 구조 사이에서 약간 차이가 있을 수 있다는 것을 주의해야만 한다. 그러나 인덕턴스 값이 두 개의 2차 인덕터들(L21,L22) 자신들 사이에서 동일(L21=L22)하다는 것이 문제가 아니다.
한 쌍의 2차 인덕터들(L21,L22)이 도시되고, 도7 내지 도12에 관하여 상술될지라도, 1차 인덕터(L1)가 두 개의 인덕턴스 값 이상을 출력하도록 하는 여러 쌍의 2차 인덕터들을 또한 구현할 수 있다. 여러 쌍의 2차 인덕터들의 사용은 주파수 동조를 위한 용량성 스위치들 대신 유도 스위치들을 사용하는 것이 프로세스 파라미터에서 차이에 아마도 덜 민감하기 때문에 바람직할 수 있다. 이는 유도 스위치들이 더욱 강하게 제어될 수 있는 장치 지리적인 구조에 근접하여 링크되기 때문이다. 예를 들어, 결합 계수(k)의 크기는 1차 인덕터(L1)에 관하여 2차 인덕터들의 지리적인 구조(예를 들어, 크기, 형태)를 바꾸도록 레이저-커팅 툴을 사용함으로써 제어될 수 있다. 레이저-커팅 툴은 또한 VCO 주파수에 영향을 미치는 다른 구성 요소에서 프로세스 변형을 보완하는 제조 동안 가변 집적형 인덕터(604)의 모든 동 조(트리밍)에 대해 한번 수행되기를 원한다면, MOS 스위치(1002)를 교체하는데 사용될 수 있다.
여러 다양한 지리적인 구조는 단순한 방법으로 2차 인덕터들의 여러 결합 계수(k)에 대한 반대 부호를 지원할 수 있다고 제공되는 여러 쌍의 2차 인덕터들을 구현하는 스위치된 가변 집적형 인덕터들(604)에 대해 사용될 수 있다. 하나의 이러한 예는 도13에 도시되고, 이런 가변 집적형 인덕터(604")는 클로버형 1차 인덕터(L1) 및 네 개의 2차 인덕터들(L21,L22,L23,L24)을 갖는다. 네 개의 2차 인덕터들(L21,L22,L23,L24)은 (예컨대) 두 개의 2차 인덕터들(L21,L23)이 양의 결합 계수(k)를 가지며 (예컨대) 두 개의 2차 인덕터들(L22,L23)은 음의 결합 계수(-k)를 갖는 인덕턴스 스위칭에 사용된다. 스위칭 메커니즘(1002)은 도10 및 도11에 도시된 것과 동일할 수 있다.
상술된 바와 같이, 가변 집적형 인덕터들(604,604',604")은 여러 장치에서 구현될 수 있다. 예를 들어, 동조된 증폭기 로드, 임피던스 정합 네트워크, 디지털로 제어되는 오실레이터 또는 임의의 유형의 주파수 선택적인 LC-네트워크와 같은 장치들은 가변 집적형 인덕터들(604,604',604")의 확장된 동조 범위를 통합하여 사용하는 것으로부터 이득이 있을 수 있다. 게다가, 도14에 도시된 것과 같은 다대역 무선 송수신기(1400)는 두 개의 가변 집적형 인덕터들(604,604',604")의 사용으로부터 이득이 있을 수 있다.
본 발명에 따른 다대역 무선 송수신기(1400)의 기본적인 구성요소들을 도시 하는 블록도인 도14를 참조하자. 도시된 다대역 무선 송수신기(1400)(예컨대, 무선 통신 장치(1400))는 안테나(1402), 송신/수신(T/R) 유닛(1404), 수신 경로(1406), 송신 경로(1408) 및 기저대 신호 처리 유닛(1410)을 포함한다. 수신 경로(1406)는 안테나(1402)로부터 수신된 RF 주파수 신호를 기저대 신호 처리 유닛(1410)에서 처리하는 부가적인 신호에 적합한 저주파수로 다운 컨버트하도록 VCO와 함께 사용되는 혼합기(1412)를 포함한다. 송신 경로(1408)는 기저대 신호 처리 유닛(1410)으로부터 수신된 기저대 신호를 안테나(1402)에 의해 송신되기 전에 고주파수로 업 컨버트하도록 VCO(1418)와 함께 사용되는 혼합기(1416)를 포함한다.
다대역 무선 송수신기(1400)는 VCO(1414,1418)의 동조 범위가 종래 다대역 무선 송수신기(100)에서 사용되는 VCO(114,118)의 동조 범위보다 큰 것을 제외하고는, 도1에 도시된 종래 다대역 무선 송수신기(100)와 동일한 구조를 갖는다. 또한, VCO(1414,1419)는 (가변 집적형 인덕터(604,604',604")를 통한) 유도 스위칭 및 (가변성 커패시터(606)를 통해) 용량성 스위칭 둘 다의 결합물을 사용할 수 있기 때문에 확장된 동조 범위를 갖는다. 과거에는, 인덕터(121)가 고정되었기 때문에(도1참조) (가변성 커패시터(123)를 통해 )단지 용량성 스위칭을 사용함으로써 변경될 수 있는 동조 범위를 종래 VCO(114,118)가 가지므로 이러한 확장된 동조 범위가 가능하지 않았다. 명확하게 하기 위해서, 다대역 무선 송수신기(1400)에 대해 본원에서 제공되는 설명은 본원을 이해하기 위해 필수적이지 않은 널리 공지된 구성 요소들에 대한 세부 사항을 생략한다.
다대역 무선 송수신기(1400)(또는 임의의 장치)에서 가변 집적형 인덕터 들(604,604',604")을 사용하는 것에 관한 다른 이점은 VCO(1414,1418)들 사이의 상호 EM 결합이 덜하다는 것이다. 이는 각각의 가변 집적형 인덕터(604,604',604")가 대칭형이기 때문이다. 그리고 각각의 가변 집적형 인덕터(604,604',604")가 대칭형 다수의 루프로 구성되기 때문에, 이는 이들 각각이 스스로 방해하도록 의도된 자기장을 방출한다는 것을 의미한다. 결과적으로, 두 개의 가변 집적형 인덕터들(604,604',604")은 서로 근접하게 위치될 수 있고, 다른 가변 집적형 인덕터(604,604',604")로부터 방향지어진 자기장으로 인해 하나의 가변 집적형 인덕터((604,604',604")에서 유도된 전류가 상당히 감소되도록 하는 방법으로 방향지어진다. 대칭형 1차 인덕터를 사용하는 것에 관한 이러한 이점 및 다른 이점들에 대한 더 상세한 논의를 위해서, 공동 계류중인 미국 특허 출원 일련번호 제 10/919,130호를 참조한다.
본 발명에 따른 가변 집적형 인덕터(604,604',604")를 제조하는 방법(1500)의 기본적인 단계를 도시하는 흐름도인 도15를 참조하자. 단계(1502)에서 시작하여, 멀티-루프 1차 인덕터(L1)는 칩 상에서 메탈 트레이스들을 위치시킴으로써 형성된다. 단계(1504)에서, (예를 들어) 하나 이상의 쌍의 2차 인덕터들(L21,L22)이 칩 상에서 메탈 트레이스들을 위치시킴으로써 형성된다. 상술된 바와 같이, 2차 인덕터들(L21,L22)은 멀티-루프 1차 인덕터(L1)와 전자기적으로 결합된다. 그리고 2차 인덕터들(L21,L22)은 직렬 연결 및 병렬 연결 사이에서 스위치될 수 있는 변경 가능한 위상을 갖는 폐쇄 회로를 형성한다. 단계(1506)에서, 스위치(1002)는 칩 상에 형성 된다. 스위치(1002)는 2차 인덕터들(L21,L22)의 변경 가능한 위상을 변경하고, 멀티-루프 1차 인덕터(L1)에 의해 출력되는 인덕턴스 값을 변경하는데 사용된다.
다음은 본 발명에 관련된 여러 부가적인 특징들 및 이점들이다:
* VCO 공진기에서 스위치 가능한 집적형 인덕터를 사용하는 것은 용량성 스위치들에 의해 강요되는 제한을 넘어서 주파수 동조 범위를 확장시킨다. 또한, 집적형 VCO의 칩 에어리어는 인덕터 자신으로 인해 이미 상대적으로 크고, VCO의 수가 감소한 것은 송수신 칩을 위해 실질적으로 가격이 감소했다는 것을 의미한다.
* 스위치 가능한 집적형 인덕터는 권선들 간에 결합 계수(K)를 변경함으로써(임의의 제한 내에서) 임의의 값으로 설정될 수 있는 인덕턴스 값을 갖는다. 단계는 거의 프로세스 변화가 지리적인 파라미터들에 의해 주로 결정되기 때문에 프로세스 변화에 독립적이다.
* 2차 인덕터들은 공진 회로에 갈바니적으로(galvanicly) 연결되지 않는다. 이는 와류 영향(parasitic effect)들을 최소화하고, 스위치 요소가 2차 권선들로 가장 적합한 전압을 인가할 수 있기 때문에 스위치 요소를 쉽게 구현한다.
* 유도 스위칭 기술은 매우 다양한 인덕터 레이아웃에서 사용될 수 있고, 이들의 사용은 종래 인덕터에 의해 사용되는 것보다 더 많은 칩 에어리어를 차지하지 않을 것이다.
* 유도 스위칭 기술은 인덕터 레이아웃들이 온-칩 또는 오프-칩인 다른 컨덕터들과의 전자기적 결합을 감소시키도록 적용될 수 있다.
* 2차 인덕터들은 낮은 인덕턴스 상태에서 병렬 접속할 때 부가적인 손실을 가져올 수 있다. 그리고 결과적으로, 인덕터의 품질-인자가 드롭될 수 있고, VCO의 위상 잡음 수행이 감소될 수 있다. 그러나 이는 위상 잡음 요구 조건이 엄격한 애플리케이션에서 증가된 공급 전력에 의해 쉽게 보완될 수 있다.
* 제조 과정에서 변화가 매우 낮은 오실레이션 주파수를 갖는 (가변 집적형 인덕터를 포함하는) VCO의 결과를 가져오는 경우에, 인덕터들의 제조 트리밍이 오실레이션 주파수를 허용 가능한 값으로 증가시키도록 수행될 수 있다.
본 발명의 여러 실시예들이 상기 상세한 설명에서 설명되고, 첨부된 도면에서 도시될지라도, 본 발명이 상술된 실시예들에 국한되는 것이 아니라, 다음의 청구항들에 의해 규정되고 설명되는 바와 같이 본 발명의 정신을 벗어나지 않고 여러 재배열, 수정 및 치환할 수 있다는 것을 이해해야만 한다.

Claims (21)

  1. 가변 집적형 인덕터에 있어서,
    멀티-루프 1차 인덕터; 및
    상기 멀티-루프 1차 인덕터에 전자기적으로 결합된 한 쌍의 2차 인덕터들을 포함하는데, 상기 2차 인덕터들이 상기 멀티-루프 1차 인덕터에 의해서 출력되는 인덕턴스 값을 변경시키기 위해서 직렬 연결 및 병렬 연결 사이에서 스위치될 수 있는 변경 가능한 위상을 갖는 폐쇄 회로를 형성하도록 서로 연결되는, 가변 집적형 인덕터.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 2차 인덕터들 쌍이 직렬로 연결될 때, 상기 멀티-루프 1차 인덕터에 의해 출력되는 인덕턴스 값에 변화가 없는 것을 특징으로 하는 가변 집적형 인덕터.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 2차 인덕터들 쌍이 병렬로 연결될 때, 상기 멀티-루프 1차 인덕터에 의해 출력되는 인덕턴스 값이 감소되는 것을 특징으로 하는 가변 집적형 인덕터.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 한 쌍의 2차 인덕터들이 소정의 인덕턴스 및 양의 결합 계수(k)를 갖는 하나의 2차 인덕터 및 소정의 인덕턴스 및 음의 결합 계수(-k)를 갖는 다른 2차 인덕터를 갖는 것을 특징으로 하는 가변 집적형 인덕터.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 멀티-루프 1차 인덕터가 대칭형 멀티-루프 1차 인덕터인 것을 특징으로 하는 가변 집적형 인덕터.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 멀티-루프 1차 인덕터는 제1 서브-루프가 한 방향으로 자기장을 가지며 2차 서브-루프는 반대 방향으로 자기장을 갖는 두 개의 서브-루프들을 갖는 싱글-턴 8자형 인덕터인 것을 특징으로 하는 가변 집적형 인덕터.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 멀티-루프 1차 인덕터가 클로버형 인덕터인 것을 특징으로 하는 가변 집적형 인덕터.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 멀티-루프 1차 인덕터가 이중 턴 8자형 인덕터인 것을 특징으로 하는 가변 집적형 인덕터.
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 멀티-루프 1차 인덕터에 의해 출력될 수 있는 다수의 가능한 인덕턴스 값들을 증가시키는데 사용되는 여러 쌍의 2차 인덕터들을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 가변 집적형 인덕터.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 멀티-루프 1차 인덕터 및 상기 한 쌍의 2차 인덕터들이 다음의 장치들:
    전압 제어 오실레이터;
    동조된 증폭기 로드;
    디지털로 제어되는 오실레이터;
    임피던스 정합 네트워크; 및
    주파수 선택적인 LC-네트워크들 중 선택된 하나에서 사용되는 것을 특징으로 하는 가변 집적형 인덕터.
  11. 스위칭된 집적형 인덕터를 제조하는 방법에 있어서,
    칩 상에서 멀티-루프 1차 인덕터를 형성하는 단계;
    한 쌍의 2차 인덕터들이 상기 멀티-루프 1차 인덕터에 전자기적으로 결합되며 스위치 가능한 위상을 갖는 폐쇄 회로를 형성하도록 상기 칩 상에 상기 한 쌍의 2차 인덕터들을 형성하는 단계; 및
    상기 멀티-루프 1차 인덕터에 의해 출력되는 인덕턴스 값을 변경하기 위해서 상기 한 쌍의 2차 인덕터들의 스위치 가능한 위상을 직렬 연결 또는 병렬 연결 중 하나로 변경하도록 사용되는 스위치를 상기 칩 상에 형성하는 단계를 포함하는, 스위칭된 집적형 인덕터를 제조하는 방법.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 스위치가 열린 위치에 있을 때, 상기 한 쌍의 2차 인덕터들은 상기 멀티-루프 1차 인덕터에 의해 출력되는 상기 인덕턴스 값으로 변경시키지 않는 직렬 연결을 갖는 것을 특징으로 하는 스위칭된 집적형 인덕터를 제조하는 방법.
  13. 제 11항에 있어서,
    상기 스위치가 닫힌 위치에 있을 때, 상기 한 쌍의 2차 인덕터들은 상기 멀티-루프 1차 인덕터들에 의해 출력되는 상기 인덕턴스 값을 감소시키는 병렬 연결을 갖는 것을 특징으로 하는 스위칭된 집적형 인덕터를 제조하는 방법.
  14. 제 11항에 있어서,
    상기 한 쌍의 2차 인덕터들이 소정의 인덕턴스 및 양의 결합 계수(k)를 갖는 하나의 2차 인덕터 및 소정의 인덕턴스 및 음의 결합 계수(-k)를 갖는 다른 2차 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭된 집적형 인덕터를 제조하는 방법.
  15. 제 11항에 있어서,
    상기 멀티-루프 1차 인덕터가 대칭형 멀티-루프 1차 인덕터인 것을 특징으로 하는 스위칭된 집적형 인덕터를 제조하는 방법.
  16. 제 15항에 있어서,
    상기 멀티-루프 1차 인덕터는 제1 서브-루프가 한 방향으로 자기장을 가지며 2차 서브-루프는 반대 방향으로 자기장을 갖는 두 개의 서브-루프들을 갖는 싱글-턴 8자형 인덕터인 것을 특징으로 하는 스위칭된 집적형 인덕터를 제조하는 방법.
  17. 다대역 무선 송수신기에 있어서,
    제1 가변성 커패시터; 및
    제1 멀티-루프 1차 인덕터 및 상기 제1 멀티-루프 1차 인덕터와 전자기적으로 결합된 제1 한 쌍의 2차 인덕터들을 포함하는 제1 가변 집적형 인덕터를 포함하는 제1 전압 제어 오실레이터와 통합된 수신 경로; 및
    제2 가변성 커패시터; 및
    제2 멀티-루프 1차 인덕터 및 상기 제2 멀티-루프 1차 인덕터에 전자기적으로 결합된 제2 한 쌍의 2차 인덕터들을 포함하는 제2 가변 집적형 인덕터를 포함하는 2차 전압 제어 오실레이터와 통합된 송신 경로를 포함하는데;
    상기 제1 한 쌍의 2차 인덕터들은 상기 제1 멀티-루프 1차 인덕터에 의해 출력되는 인덕턴스 값을 변경하기 위해서 직렬 연결 및 병렬 연결 사이에서 스위치될 수 있는 변경 가능한 위상을 갖는 폐쇄 회로를 형성하기 위해서 서로 연결되며;
    상기 제2 한 쌍의 2차 인덕터들이 상기 제2 멀티-루프 1차 인덕터에 의해 출력되는 인덕턴스 값을 변경하기 위해서 직렬 연결 및 병렬 연결 사이에서 스위치될 수 있는 변경 가능한 위상을 갖는 폐쇄 회로를 형성하도록 서로 연결되는, 다대역 무선 송수신기.
  18. 제 17항에 있어서,
    상기 제1 가변 집적형 인덕터는 상기 제2 가변 집적형 인덕터에 전자기적 결합을 감소시키거나 증가시키는 대칭형 멀티-루프 레이아웃을 갖는 것을 특징으로 하는 다대역 무선 송수신기.
  19. 제 17항에 있어서,
    상기 한 쌍의 인덕터들 중 하나가 직렬 연결일 때, 상응하는 멀티-루프 1차 인덕터에 의해 출력되는 인덕턴스 값에 변화가 없는 것을 특징으로 하는 다대역 무선 송수신기.
  20. 제 17항에 있어서,
    상기 한 쌍의 2차 인덕터들 중 하나가 병렬 연결일 때, 상응하는 멀티-루프 1차 인덕터에 의해 출력되는 인덕턴스 값이 감소되는 것을 특징으로 하는 다대역 무선 송수신기.
  21. 무선 통신 장치에 있어서,
    제1 가변성 커패시터; 및
    제1 멀티-루프 1차 인덕터 및 상기 제1 멀티-루프 1차 인덕터와 전자기적으로 결합된 제1 한 쌍의 2차 인덕터들을 포함하는 제1 대칭형 가변 집적형 인덕터를 포함하는 제1 전압 제어 오실레이터와 통합된 수신 경로; 및
    제2 가변성 커패시터; 및
    제2 멀티-루프 1차 인덕터 및 상기 제2 멀티-루프 1차 인덕터에 전자기적으로 결합된 제2 한 쌍의 2차 인덕터들을 포함하는 제2 대칭형 가변 집적형 인덕터를 포함하는 2차 전압 제어 오실레이터와 통합된 송신 경로를 포함하는데;
    상기 제1 한 쌍의 2차 인덕터들은 상기 제1 멀티-루프 1차 인덕터에 의해 출력되는 인덕턴스 값을 변경하기 위해서 직렬 연결 및 병렬 연결 사이에서 스위치될 수 있는 변경 가능한 위상을 갖는 폐쇄 회로를 형성하기 위해서 서로 연결되며;
    상기 제2 한 쌍의 2차 인덕터들이 상기 제2 멀티-루프 1차 인덕터에 의해 출력되는 인덕턴스 값을 변경하기 위해서 직렬 연결 및 병렬 연결 사이에서 스위치될 수 있는 변경 가능한 위상을 갖는 폐쇄 회로를 형성하도록 서로 연결되는, 무선 통신 장치.
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