TWI431927B - 可變積體電感器 - Google Patents

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Description

可變積體電感器
本發明係關於一種具有可以在兩或多個數值之間加以切換的一電感數值之可變積體電感器。在一項應用中，該可變積體電感器係用於一電壓控制振盪器(VCO)，其為可用於一多頻帶RF無線電收發器(例如無線通信裝置，如行動電話、尋呼機、膝上型電腦、個人數位助理(PDA)及類似物)的類型。在其他應用中，該可變積體電感器可用於一調諧放大器負載、一阻抗匹配網路、數位控制振盪器或任何類型的頻率選擇性LC網路。
參考圖1(先前技術)，具有一方塊圖，其說明一傳統直接轉換多頻帶無線電收發器100(例如無線通信裝置100)之基本組件。所示的多頻帶無線電收發器100包含一天線102、一發射/接收(T/R)單元104、一接收路徑106、一發射路徑108及一基頻信號處理單元110。接收路徑106包含一混波器112，其係與一電壓控制振盪器(VCO)114一起使用以將藉由天線102接收的RF頻率信號降頻轉換至一較低頻率，其係適合於在基頻信號處理單元110中進行進一步的信號處理。發射路徑108包含一混波器116，其係與一VCO 118一起使用以在藉由天線102發射從基頻信號處理單元110接收的一基頻信號之前將該信號升頻轉換至一較高頻率。因為接收的信號及發射的信號之RF頻率(fRF )可以在非常寬的範圍(大於2的因數)內發生變化，所以多頻帶收發器 100需要VCO 114及118可在較寬頻率範圍內調諧。
用於多頻帶無線電收發器100之此類型的架構已在過去運行良好。然而，如今需要積體無線電收發器解決辦法，其可以涵蓋越來越多的頻帶以支援更多多頻帶及多標準無線電架構。已難以滿足此擴大的功能，因為圖1中顯示的VCO 114及118具有有限的調諧範圍。接著提供用於說明VCO 114及118為何具有有限調諧範圍之說明。
VCO 114及118具有一振盪頻率(f0 )，其係藉由一LC諧振器電路120設定，該電路包含並聯連接的一固定電感器121及一可變電容器123。振盪頻率(f0 )係藉由下列等式所提供： 因為電感器121的數值係固定的，此意味著LC諧振器電路120之調諧範圍係限於可以藉由調整可變電容器123(即變容二極體123及電容開關123)而達到的電容比率。LC網路120之有限調諧範圍不僅為多頻帶無線電收發器100的一個問題。其亦為其他類型之頻率選擇性LC網路(例如用於調諧放大器負載及阻抗匹配網路)的一個問題。接著參考圖2至5說明過去已用以解決此問題的若干解決辦法。參考圖2(先前技術)，具有一雙VCO 200之一方塊圖，該VCO具有皆與一多工器204連接的兩個VCO 202a及202b。每個VCO 202a及202b具有一LC諧振器電路206a及206b，其包含彼此並聯連接的一固定電感器205及一可變電容器207。在此情況下，雙VCO 200具有總頻率範圍Vout ，其係由藉由VCO 202a及202b輸出的兩個子範圍Vout1 及Vout2 所構成。儘管雙VCO 200係相對易於實施，但是其利用比用以實施(例如)圖1所示的VCO 114之矽區域多兩倍的區域。此並非所需要。
參考圖3(先前技術)，具有與除法器302連接的VCO 300之一方塊圖。VCO 300具有一LC諧振器電路304，其包含彼此並聯連接的一固定電感器305及一可變電容器307。在VCO 300之輸出處(其中可以將分割比率設定為用於不同輸出頻帶的不同整數值)添加除法器302可有效地減小對VCO 300的調諧範圍要求。然而，添加除法器302會引起電流消耗的重要增加，尤其在相位雜訊要求較嚴格時。並且添加除法器302會增加晶片上所用的總面積。此外，在添加除法器302的情況下，通常難以產生用於並非2的倍數之分割比率的正交輸出信號。該等特徵無一為所需要。
參考圖4(先前技術)，具有一複合回授頻率產生方案之方塊圖，該方案已用以實施VCO 400之輸出信號的分數。在此方案中，VCO 400具有一LC型諧振器電路402，其包含彼此並聯連接的一固定電感器403及一可變電容器405。而且VCO的輸出信號係輸入於一混波器404中，該混波器將該信號與穿過該混波器404且除以除法器406中的一整數N之一信號進行混波。此方案之缺點為與圖2至3所示的先前解決辦法之任一者相比其消耗較多的電流並佔據晶片上較多的空間。
參考圖5(先前技術)，具有一複合前饋頻率產生方案之方塊圖，該方案已用以實施VCO 500之輸出信號的分數。 在此方案中，VCO 500具有一LC諧振器電路502，其包含彼此並聯連接的一固定電感器503及一可變電容器505。而且VCO的輸出信號係輸入於一混波器504及一除法器506中。除法器506用以將輸出信號除以一整數N並接著將所除的信號輸入於混波器504中。混波器504接著對原始輸出信號與所除的輸出信號進行混波並輸出信號Vout 。此方案具有與圖4所示的回授方案相同之缺點，因為與圖2至3所示的先前解決辦法相比其消耗較多的電流並點據晶片上較多的空間。
因此，可以看出已經並仍需要新的解決辦法，其可用以增加VCO之調諧範圍。此新的解決辦法不應遭受與傳統解決辦法相關聯的上述短處與缺點。本發明之可變積體電感器為此一解決辦法。
本發明包含一種具有可以在兩或多個數值之間加以切換的一電感數值之可變積體電感器。在較佳具體實施例中，該可變積體電感器包含與一對次要電感器電磁耦合的一多迴路主要電感器。該等次要電感器係彼此連接以形成一閉路，在該閉路內該等次要電感器具有可以在一串聯連接與一並聯連接之間加以切換的一可改變拓撲以便改變藉由該多迴路主要電感器輸出的一電感數值。在一項應用中，該可變積體電感器係用於一電壓控制振盪器(VCO)，其為可用於一多頻帶RF無線電收發器(例如無線通信裝置)的類型。在其他應用中，該可變積體電感器可用於一調諧放大 器負載、一阻抗匹配網路、數位控制振盪器或任何其他類型的頻率選擇性LC網路。
參考圖6，具有說明一VCO 600的一方塊圖，該VCO具有一LC諧振器電路602，其包含一可變積體電感器604(本發明)及一可變電容器606。可變積體電感器604實施以下說明的獨特電感切換技術，該技術使電感器的電感可在兩或多個數值之間加以切換。結果，使用可變積體電感器604及可變電容器606的VCO 600具有一調諧範圍，其可以藉由利用電感切換及電容切換來加以擴大(參見等式1)。過去，此擴大的調諧範圍不可行，因為傳統VCO 114(例如)具有可以藉由使用僅電容切換(經由可變電容器123)來加以改變的一調諧範圍，因為電感器121係固定的(參見圖1)。
可變積體電感器604藉由在與主要電感器相同的晶片區域中添加若干次要電感器來實施此獨特電感切換技術(參見圖10至13)。次要電感器一般係不與主要電感器連接但是相反係與主要電感器電磁耦合。而且次要電感器本身可以在不同組態/拓撲中彼此連接以便可以改變次要電感器對主要電感器的影響。特定言之，可以切換次要電感器的組態/拓撲並改變藉由主要電感器輸出的總電感之數值。
將諸如次要電感器之新組件加入一電感器並非一簡單作業，因為該等新組件會引入新寄生元件，其可以降低電感器的品質因數。為避免此問題，本發明之較佳具體實施例使用兩個次要電感器L21 及L22 ，其係與主要電感器L1 電磁 耦合而非實體耦合(參見圖7至8)。兩個次要電感器L21 及L22 應該具有相同電感並且其應該具有與主要電感器L1 的相同耦合。另外，兩個次要電感器L21 及L22 應該具有帶相反符號的耦合係數k。以此方式，所獲得的三個電磁耦合結構L1 、L21 及L22 之等效電感取決於如何彼此連接兩個次要電感器裝置L21 及L22 。
若兩個次要電感器L21 及L22 係串聯連接，如圖7所描述，則兩個次要電感器L21 及L22 之效應因耦合係數k與-k之相反符號而彼此抵消。在此情況下，在具有兩個次要電感器L21 及L22 之側上沒有電流流動並且主要電感器L1 之電感及Q因數將保持不受影響，如藉由以下等式所指示：LTOT =L1 等式2
然而，在兩個次要電感器L21 及L22 係並聯連接時，如圖8所描述，則不再存在抵消效應。所獲得的主要電感器L1 之電感數值將減小至新數值LTOT ，其取決於耦合係數k的大小，如以下等式所指示：LTOT =L1 ．(1-2．k2 ) 等式3
在此拓撲中，可變積體電感器604之總Q因數由於下列事實亦將減小：損失電阻並未減小與電感數值相同的數量。從圖7及8中可以看出，兩個次要電感器L21 及L22 係始終彼此連接以形成一閉路，在此閉路內僅有拓撲可藉由串聯或並聯連接電感器來加以改變。
在較佳具體實施例中，積體電感器L1 、L21 及L22 係實施為半導體基板(晶片)之頂部上的金屬跡線。藉由電感器佈 局之幾何特性與基板之材料特性一起定義所有重要性能參數，如電感數值、Q因數及與其他金屬結構的電磁耦合。同樣地，重要的係適當地設定大小並佈局用以製造積體電感器L1 、L21 及L22 的金屬跡線。以下提供關於可用以製造積體電感器L1 、L21 及L22 的某些不同佈局之說明。
參考圖9，其說明顯示單匝數字8形狀的主要電感器L1 之佈局的一方塊圖。在此範例中，主要電感器L1 具有單匝數字8形狀結構之形式，其具有上迴路902及下迴路904。依靠數字8形狀，上迴路902中的電流在與下迴路904中的電流之方向(例如反時針方向，參見箭頭)相反的方向(例如順時針方向，參見箭頭)上行進。結果，數字8幾何結構具有從兩個子迴路902及904發射的磁場906及908具有相反方向的優點。而且此意味著在與主要電感器L1 保持某一距離處發出的磁場906及908趨向於彼此抵消以便減小主要電感器L1 可能對其他組件產生的遠場效應(關於此優點的更多細節，請參見共同待審的美國專利申請案序列號10,919,130)。用於主要電感器L1 的此對稱佈局之另一優點在於其較佳適合於實施如以下說明的本發明之電感切換技術。
參考圖10，其說明一示範性可變積體電感器604之一方塊圖，該方塊圖顯示依據本發明與單匝數字8形狀之主要電感器L1 電磁耦合的兩個次要電感器L21 及L22 。處於中心的一開關1002係斷開的，從而產生兩個次要電感器L21 及L22 之閉路串聯連接。例如，開關1002可以為可藉由軟體 控制的大金氧半導體(MOS)電晶體1002。電感器L1 、L21 及L22 之間的全部佈局對稱可保證次要電感器L21 及L22 之耦合係數k係大小相同。而且主要電感器L1 之對稱數字8形狀自動地確保次要電感器L21 及L22 之耦合係數k具有相反符號。此係由於下列事實：主要電感器L1 具有兩個子迴路902及904，其具有相反的磁場906及908。結果，此組態中的可變積體電感器604如圖7所示之電路一樣發揮功能並且總電感LTOT 係等於主要電感器L1 之電感。
參考圖11，其說明圖10所示的示範性可變積體電感器604之方塊圖，其中開關1002係閉合的因此次要電感器L21 及L22 係並列連接。再次說明，電感器L1 、L21 及L22 之間的全部佈局對稱可保證次要電感器L21 及L22 之耦合係數k係大小相同。而且電感器L1 、L21 及L22 之幾何結構尚未改變，因此次要電感器L21 及L22 仍具有帶相反符號的耦合係數k。結果，此組態中的可變積體電感器604如圖8所示的電路一樣發揮功能並且總電感LTOT 係依據等式3而得以減小。
參考圖12，其說明一示範性可變積體電感器604'之一方塊圖，該電感器具有依據本發明之另一具體實施例與雙匝數字8形狀之主要電感器L1 電磁耦合的兩個次要電感器L21 及L22 。雙匝數字8形狀之主要電感器L1 係非常類似於圖10至11所示的單匝數字8形狀之主要電感器L1 ，因為其具有一上迴路902及一下迴路904。然而，與圖10至11所示的單匝數字8形狀之主要電感器L1 相比，具有2匝的雙匝數字8形狀之主要電感器L1 具有較低Q因數並且對於相同電感數 值而言結構較小。切換機制1002可與圖10與11所示的機制相同。
在可變積體電感器604及604'之兩個具體實施例中，應注意根據電感器L1 、L21 及L22 之實際佈局，所連接的次要電感器L21 及L22 之電感數值在串聯組態與並聯組態之間可能稍微不同。然而，在下列情況下此並非一問題：在兩個次要電感器L21 、L22 本身之間，電感數值係相等L21 =L22 。
儘管以上就圖7至12顯示並說明一對次要電感器L21 及L22 ，但是也可以實施若干對次要電感器，此使得主要電感器L1 能輸出兩個以上的電感數值。可能需要使用多對次要電感器，因為將電感開關而非電容開關用於頻率調諧很可能對程序參數中的差異不敏感。此係因為電感開關係與可得到更嚴格控制的裝置幾何結構較近地連結。例如，可以藉由使用雷射切割工具來控制耦合係數k的大小以改變次要電感器相對於主要電感器L1 的幾何結構(例如大小、形狀)。若想要在產生期間執行可變積體電感器604之僅此主要的調諧(修整)以補償影響VCO頻率之其他組件中的程序變化，則雷射切割工具還可用以替代MOS開關1002。
大量的各種幾何結構可用於實施多對次要電感器之切換的可變積體電感器604，假定該等幾何結構可以採用簡單方式支援用於次要電感器之各耦合係數k的相反符號。一此範例係顯示在圖13中，此可變積體電感器604"具有一四葉形狀之主要電感器L1 及四個次要電感器L21 、L22 、L23 及L24 。四個次要電感器L21 、L22 、L23 及L24 係用於電感切 換，其中兩個次要電感器L21 、L23 (例如)具有正耦合係數k並且另兩個次要電感器L22 及L24 (例如)具有負耦合係數-k。切換機制1002可與圖10至11所示的機制相同。
如以上所指示，可採用大範圍的各種裝置來實施可變積體電感器604、604'及604"。例如，諸如調諧放大器負載、阻抗匹配網路、數位控制振盪器或其他類型的頻率選擇性LC網路之裝置可以得益於併入且使用可變積體電感器604、604'及604"之擴大的調諧範圍。另外，多頻帶無線收發器1400(例如圖14所示的收發器)可得益於使用兩個可變積體電感器604、604'及604"。
參考圖14，具有說明依據本發明之多頻帶無線電收發器1400之基本組件的方塊圖。所示的多頻帶無線電收發器1400(例如無線通信裝置1400)包含一天線1402、一發射/接收(T/R)單元1404、一接收路徑1406、一發射路徑1408及一基頻信號處理單元1410。接收路徑1406包含一混波器1412，其係與一VCO 1414一起使用以將藉由天線1402接收的RF頻率信號降頻轉換至一較低頻率，其係適合於在基頻信號處理單元1410中進行進一步的信號處理。發射路徑1408包含一混波器1416，其係與一VCO 1418一起使用以在藉由天線1402發射從基頻信號處理單元1410接收的一基頻信號升頻轉換為一較高頻率。
多頻帶無線電收發器1400具有與圖1所示之傳統多頻帶無線電收發器100相同的組態，下列情況除外：VCO 1414及1418之調諧範圍係大於用於傳統多頻帶無線電收發器 100的VCO 114及118之調諧範圍。再次說明，VCO 1414及1418具有擴大的調諧範圍，因為其可以使用電感切換(經由可變積體電感器604、604'及604")與電容切換(經由可變電容器606)的組合。過去，此擴大的調諧範圍不可行，因為傳統VCO 114及118具有可以藉由使用僅電容切換(經由可變電容器123)來加以改變的一調諧範圍，因為電感器121係固定的(參見圖1)。為簡潔起見，本文提供的關於多頻帶無線電收發器1400之說明省略了關於對瞭解本發明而言不必要的熟知組件之某些細節。
與使用多頻帶無線電收發器1400(若任何裝置)中的可變積體電感器604、604'及604"相關聯的另一優點為在VCO 1414與1418之間存在較少的相互EM耦合。此係因為每個可變積體電感器604、604'及604"係對稱的。而且，因為每個可變積體電感器604、604'及604"由對稱的多個迴路組成，所以此意味著每個電感器發射趨向於本身互連的磁場。因此，兩個可變積體電感器604、604'及604"可彼此放在附近並以下列方式定向：在很大程度上減小由於起源於其他可變積體電感器604、604'及604"的磁場而引起的一個可變積體電感器604、604'及604"中的電感電流。對於關於與使用對稱主要電感器相關聯的此優點及其他優點之更詳細的說明，參考共同待審美國專利申請案序列號10/919,130。
參考圖15，具有說明用以依據本發明製造可變積體電感器604、604'及604"的方法1500之基本步驟的流程圖。從步驟1502開始，藉由將金屬跡線放置於晶片上而形成多迴路 主要電感器L1 。在步驟1504中，(例如)藉由將金屬跡線放置在晶片上而形成一或多對次要電感器L21 及L22 。如以上所說明，將次要電感器L21 及L22 與多迴路主要電感器L1 電磁耦合。而且，次要電感器L21 及L22 形成一閉路，其具有可以在一串聯連接與並列連接之間加以切換的一可改變拓撲。在步驟1506中，在晶片上形成一開關1002。將開關1002用以改變次要電感器L21 及L22 之可改變拓撲，並改變藉由多迴路主要電感器L1 輸出的電感數值。
以下為與本發明相關聯的某些額外特徵與優點：
‧使用VCO諧振器中的可切換積體電感器可擴大超出藉由電容開關所施加的限制之頻率調諧範圍。此舉可以使用單一VCO來涵蓋多頻帶無線電收發器中的更多頻帶。同樣，積體VCO之晶片面積由於電感器本身而已經相對較大，並且減小數量的VCO意味著用於收發器晶片的實質成本減小。
‧可切換積體電感器具有一電感數值，其可以藉由改變繞組之間的耦合係數k而加以設定為任意數值(在某些限制內)。該步驟係幾乎與程序變化無關，因為其係主要藉由地理參數所決定。
‧次要電感器並非與諧振器電路電連接。此可最小化寄生效應並且較容易實施開關元件，因為可以施加最合適的電壓於次要繞組。
‧電感切換技術可用於大量的各種電感器佈局並且其使用將不會佔據比藉由傳統電感器使用的晶片面積多之晶片 面積。
‧可應用電感切換技術，因此電感器佈局將具有與其他晶片上或晶片外導體之減少的電磁耦合。
‧次要電感器在低電感狀態中並聯連接時可以引入額外損失。而且因此，電感器之品質因數可以降低並且VCO之相位雜訊性能可得以減小。然而，此可以藉由相位雜訊要求係較嚴格之應用中增加的供應電流而輕易得到補償。
‧若製造程序中的變化產生具有太低振盪頻率的VCO(其包含可變積體電感器)，則可以執行電感器之生產修整以將振盪頻率增加至可接受數值。
儘管附圖及以上實施方式中已說明本發明之若干具體實施例，但應明白，本發明不限於所揭示的具體實施例，而能夠具有許多重新佈局、修改與替代卻不脫離如以下申請專利範圍所提出並定義的本發明之精神。
100‧‧‧多頻帶無線電收發器
102‧‧‧天線
104‧‧‧發射/接收(T/R)單元
106‧‧‧接收路徑
108‧‧‧發射路徑
110‧‧‧基頻信號處理單元
112‧‧‧混波器
114‧‧‧電壓控制振盪器
118‧‧‧電壓控制振盪器
120‧‧‧LC振諧器電路
121‧‧‧固定電感器
123‧‧‧可變電容器
202a‧‧‧VCO
202b‧‧‧VCO
204‧‧‧多工器
205‧‧‧固定電感器
206a‧‧‧LC振諧器電路
206b‧‧‧LC振諧器電路
207‧‧‧可變電容器
300‧‧‧VCO
302‧‧‧除法器
304‧‧‧LC振諧器電路
305‧‧‧固定電感器
307‧‧‧可變電容器
400‧‧‧VCO
402‧‧‧LC型振諧器電路
403‧‧‧固定電感器
404‧‧‧混波器
405‧‧‧可變電容器
406‧‧‧除法器
500‧‧‧VCO
502‧‧‧LC振諧器電路
503‧‧‧固定電感器
504‧‧‧混波器
505‧‧‧可變電容器
506‧‧‧除法器
600‧‧‧VCO
602‧‧‧LC諧振器電路
604‧‧‧可變積體電感器
604'‧‧‧可變積體電感器
604"‧‧‧可變積體電感器
606‧‧‧可變電容器
902‧‧‧上迴路
904‧‧‧下迴路
906‧‧‧磁場
908‧‧‧磁場
1002‧‧‧開關
1400‧‧‧多頻帶無線收發器
1402‧‧‧天線
1404‧‧‧發射/接收(T/R)單元
1406‧‧‧接收路徑
1408‧‧‧發射路徑
1410‧‧‧基頻信號處理單元
1412‧‧‧混波器
1414‧‧‧VCO
1416‧‧‧混波器
1418‧‧‧VCO
L1 ‧‧‧主要電感器
L21 ‧‧‧次要電感器
L22 ‧‧‧次要電感器
L23 ‧‧‧次要電感器
L24 ‧‧‧次要電感器
參考以上結合附圖所作的詳細說明可更全面地瞭解本發明，在該等圖式中：圖1(先前技術)為說明一傳統多頻帶無線電收發器之基本組件的方塊圖；圖2(先前技術)為說明可用於圖1所示之多頻帶收發器的VCO之一種類型的方塊圖；圖3(先前技術)為說明可用於圖1所示之多頻帶收發器的VCO之另一種類型的方塊圖；圖4(先前技術)為說明可用於圖1所示之多頻帶收發器的 VCO之另一種類型的方塊圖；圖5(先前技術)為說明可用於圖1所示之多頻帶收發器的VCO之另一種類型的方塊圖；圖6為說明具有包含依據本發明之一可變積體電感器及一可變電容器的LC諧振器電路之VCO的方塊圖；圖7為圖6所示之可變積體電感器的示意圖，其中一主要電感器係與一對次要電感器電磁耦合並且該等次要電感器係依據本發明而串聯連接；圖8為圖6所示之可變積體電感器的示意圖，其中一主要電感器係與一對次要電感器電磁耦合並且該等次要電感器係依據本發明而並聯連接；圖9為說明可與次要電感器(圖中未顯示)一起使用以製造依據本發明之可變積體電感器的單匝數字8形狀之主要電感器的圖式；圖10為具有與依據本發明彼此串聯連接之兩個次要電感器電磁耦合的一單匝數字8形狀之主要電感器的一示範性可變積體電感器之方塊圖；圖11為具有與依據本發明彼此並聯連接之兩個次要電感器電磁耦合的一單匝數字8形狀之主要電感器的一示範性可變積體電感器之方塊圖；圖12為具有與依據本發明之兩個次要電感器電磁耦合的一雙匝數字8形狀之主要電感器的一示範性可變積體電感器之方塊圖；圖13為具有與依據本發明之四個次要電感器電磁耦合的 一四葉形狀之主要電感器的一示範性可變積體電感器之方塊圖；圖14為說明根據本發明併入兩個可變積體電感器(如圖6至12所示之電感器)的多頻帶無線電收發器之基本組件的方塊圖；以及圖15為說明用以製造依據本發明之可變積體電感器的方法之基本步驟的流程圖。
604‧‧‧可變積體電感器
902‧‧‧上迴路
904‧‧‧下迴路
906‧‧‧磁場
908‧‧‧磁場
1002‧‧‧開關
L1 ‧‧‧主要電感器
L21 ‧‧‧次要電感器
L22 ‧‧‧次要電感器

Claims (21)

  1. 一種可變積體(integrated)電感器，其包括：一多迴路主要電感器；以及一對次要電感器，其係與該多迴路主要電感器電磁耦合，該等次要電感器係彼此連接以形成一閉路(closed circuit)，在該閉路內該等次要電感器具有可以在一串聯連接與一並聯連接之間加以切換的一可改變拓撲以改變藉由該多迴路主要電感器輸出的一電感數值。
  2. 如請求項1之可變積體電感器，其中在該對次要電感器具有該串聯連接時，則在藉由該多迴路主要電感器輸出之該電感數值中不存在變化。
  3. 如請求項1之可變積體電感器，其中在該對次要電感器具有該並聯連接時，則在藉由該多迴路主要電感器輸出之該電感數值中存在一減小。
  4. 如請求項1之可變積體電感器，其中該對次要電感器包含具有一預定電感及一正耦合係數k的一個次要電感器與具有一預定電感及一負耦合係數-k的另一個次要電感器。
  5. 如請求項1之可變積體電感器，其中該多迴路主要電感器為一對稱多迴路主要電感器。
  6. 如請求項1之可變積體電感器，其中該多迴路主要電感器為一單匝數字8形狀之電感器，其具有兩個子迴路，該第一子迴路在一個方向上具有一磁場並且該第二子迴路在一相反方向上具有一磁場。
  7. 如請求項1之可變積體電感器，其中該多迴路主要電感器為一四葉形狀之電感器。
  8. 如請求項1之可變積體電感器，其中該多迴路主要電感器為一兩匝數字8形狀之電感器。
  9. 如請求項1之可變積體電感器，其進一步包括係用以增加可以藉由該多迴路主要電感器輸出的若干可行電感數值之多對次要電感器。
  10. 如請求項1之可變積體電感器，其中該多迴路主要電感器及該對次要電感器係用於下列裝置之一選擇的裝置：一電壓控制振盪器；一調諧放大器負載；一數位控制振盪器；一阻抗匹配網路；以及一頻率選擇性LC網路。
  11. 一種用以製造一切換積體電感器的方法，該方法包括下列步驟：在一晶片上形成一多迴路主要電感器；在該晶片上形成一對次要電感器以便：該對次要電感器係與該多迴路主要電感器電磁耦合；以及該對次要電感器形成具有一可切換拓撲的一閉路；以及在該晶片上形成一開關，該開關係用以將該對次要電感器之該可切換拓撲改變為一串聯連接或一並聯連接以 改變藉由該多迴路主要電感器輸出的一電感數值。
  12. 如請求項11之方法，其中在該開關係處於一斷開位置時，則該對次要電感器具有不會引起對藉由該多迴路主要電感器輸出之該電感數值的一變化之該串聯連接。
  13. 如請求項11之方法，其中在該開關係處於一閉合位置時，則該對次要電感器具有會引起藉由該多迴路主要電感器輸出之該電感數值中的一減小之該並聯連接。
  14. 如請求項11之方法，其中該對次要電感器包含具有一預定電感及一正耦合係數k的一個次要電感器與具有一預定電感及一負耦合係數-k的另一個次要電感器。
  15. 如請求項11之方法，其中該多迴路主要電感器為一對稱多迴路主要電感器。
  16. 如請求項15之方法，其中該多迴路主要電感器為一單匝數字8形狀之電感器，其具有兩個子迴路，該第一子迴路在一個方向上具有一磁場並且該第二子迴路在一相反方向上具有一磁場。
  17. 一種多頻帶無線電收發器，其包括：一接收路徑，其併入一第一電壓控制振盪器，該路徑包含：一第一可變電容器；以及一第一可變積體電感器，其中該第一可變積體電感器包含：一第一多迴路主要電感器；以及一第一對次要電感器，其係與該第一多迴路主要 電感器電磁耦合，該第一對次要電感器係彼此連接以形成一閉路，在該閉路內該第一對次要電感器具有可以在一串聯連接與一並聯連接之間加以切換的一可改變拓撲以改變藉由該多迴路主要電感器輸出的一電感數值；以及一發射路徑，其併入一第二電壓控制振盪器，該路徑包含：一第二可變電容器；以及一第二可變積體電感器，其中該第二可變積體電感器包含：一第二多迴路主要電感器；以及一第二對次要電感器，其係與該第二多迴路主要電感器電磁耦合，該第二對次要電感器係彼此連接以形成一閉路，在該閉路內該第二對次要電感器具有可以在一串聯連接與一並聯連接之間加以切換的一可改變拓撲以改變藉由該第二多迴路主要電感器輸出的一電感數值。
  18. 如請求項17之多頻帶無線電收發器，其中該第一可變積體電感器具有一對稱多迴路佈局，其減少與該第二可變積體電感器的電磁耦合且反之亦然。
  19. 如請求項17之多頻帶無線電收發器，其中在該對次要電感器之一具有該串聯連接時，則在藉由該對應之多迴路主要電感器輸出的該電感數值中不存在變化。
  20. 如請求項17之多頻帶無線電收發器，其中在該對次要電感器之一具有該並聯連接時，則在藉由該對應之多迴路 主要電感器輸出的該電感數值中存在一減小。
  21. 一種無線通信裝置，其包括：一接收路徑，其併入一第一電壓控制振盪器，該路徑包含：一第一可變電容器；以及一第一對稱可變積體電感器，其中該第一對稱可變積體電感器包含：一第一多迴路主要電感器；以及一第一對次要電感器，其係與該第一多迴路主要電感器電磁耦合，該第一對次要電感器係彼此連接以形成一閉路，在該閉路內該第一對次要電感器具有可以在一串聯連接與一並聯連接之間加以切換的一可改變拓撲以改變藉由該多迴路主要電感器輸出的一電感數值；以及一發射路徑，其併入一第二電壓控制振盪器，該路徑包含：一第二可變電容器；以及一第二對稱可變積體電感器，其中該第二對稱可變積體電感器包含：一第二多迴路主要電感器；以及一第二對次要電感器，其係與該第二多迴路主要電感器電磁耦合，該第二對次要電感器係彼此連接以形成一閉路，在該閉路內該第二對次要電感器具有可以在一串聯連接與一並聯連接之間加以切換的一可改變拓撲以改變藉由該第二多迴路主要電感器輸出的一電感數值。
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