CN101183851A

CN101183851A - 一种可降低闪烁噪声的lc正交压控振荡器

Info

Publication number: CN101183851A
Application number: CNA200710172177XA
Authority: CN
Inventors: 李巍; 郑剑钦
Original assignee: Fudan University
Current assignee: Fudan University
Priority date: 2007-12-13
Filing date: 2007-12-13
Publication date: 2008-05-21

Abstract

本发明属于集成电路技术领域，具体为一种可降低闪砾噪声的LC正交压控振荡器。使用正交耦合器连接两个负阻型振荡器使之输出正交信号，通过在正交振荡器中使用更线形的窄带调谐可变电容结构、寄生电容较小的多带切换数字阵列以及在输出电压过零点时减少进入器件闪烁噪声进入LC振荡器的闪烁噪声消除电路，从而获得较低的相位噪声。

Description

一种可降低闪烁噪声的LC正交压控振荡器

技术领域

本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种应用于正交压控振荡器(简称为QVCO)的可降低闪烁噪声的LC正交振荡器。

技术背景

随着通信技术的发展，采用正交上变频或者下变频技术的镜像抑制收发机结构得到广泛的应用，这种镜像抑制电路收发机都需要提供正交的本地载波信号。

一种传统的产生正交信号的QVCO电路结构如图1所示，通过正交耦合两个LC振荡器(以下简称“VCO”)来直接输出正交信号。相位噪声和相位误差是QVCO的两个关键性能指标。因为谐振腔的等效品质因子显著下降，这种QVCO的相位噪声比较差，而且在实现中存在相位噪声与相位误差之间的折衷[1]，即相位噪声性能好，相位误差就大，反之亦然。还有其它的降低相位噪声的技术，例如，采用高品质因子Q的片上电感或利用高品质因子Q的鍵合线(bonding wire)电感；采用两次90度相移网络间接提高Q值的方法[2]。但是，前者的片上电感的Q值主要受工艺的限制一般低于10，而鍵合线电感的精度很低，这会导致I/Q两路信号的幅度和相位失配比较大；后者，相移网络的设计难度比较大同时会增加功耗。

综上所述，有必要设计开发一种QVCO电路，既可以获得较低的相位噪声，又能保证较小的相位误差，而相位噪声的降低不是通过牺牲相位误差来获得。

[1]M.Tiebout，“Low-power low-phase-noise differentially tuned quadrature VCOdesign in standard CMOS，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.36，pp.1018-1024，July 2001.

[2]P.van de Ven，J.van der Tang，D.Kasperkovitz，and A.van Roer Mund，“An optiMally coupled 5GHz quadrature LC oscillator，”in Proc.2001Sy mp.VLSICircuits，June 2001，pp.115-118.

发明内容

本发明的目的在于提供一种可降低以降低闪烁噪声的LC正交压控振器。

本发明提供的LC正交压控振荡器包含：

(1)一个由片上电感和片上电容构成的LC谐振腔；

(2)一个由2个NMOS管交叉耦合连接成的负阻产生器；

(3)一个正交耦合器，包含一条直接正交耦合路径和一条交叉正交耦合路径；

(4)一个用于窄带调谐的可变电容结构和一个用于多带切换的数字控制阵列；

(5)一个在尾部对偏置源进行噪声滤波的π形低通滤波器；

(6)一个闪烁噪声(1/f噪声)消除电路，在输出电压过零点时，可以减少进入LC振荡器腔的1/f噪声。

附图说明

图1.传统的正交压控振荡器结构示意图；

图2.正交压控振荡器的模型。

图3.本发明的正交压控振荡器结构示意图。

图4.可变电容连接方式。

图5.可变电容的电容值。

图6.数字控制阵列(DCCA)结构。

图7.消除1/f噪声的QVCO结构示意图。

图8.1/f噪声消除原理图。其中，(a)为输出电压I路和Q路，(b)为I路输出和噪声，(c)为开关S1、S2的电流注入，(d)为输出噪声。

图中标号：1为可变电容结构；2为DCCA结构；3为1/f噪声消除电路。

具体实施方式

下面结合附图、上文的综述以及下文的实例来说明本发明的目的、优点和原理。

图1产生正交信号的传统的QVCO结构。下面结合图1、图2和图3描述正交信号的产生。其中NMOS管M1A和NMOS管M2A，NMOS管M1B和NMOS管M2B分别为两个VCO提供负阻；NMOS管M3A和NMOS管M4A提供两个VCO的交叉正交耦合通路，NMOS管M3B和NMOS管M4B提供两个VCO的直接正交耦合通路。由于一个交叉耦合相当于电路将产生一个180度相移，假设两个VCO的相位延迟分别是φ_A和φ_B，通常两者相等，即φ_A＝φ_B＝φ。根据Barkhausen判据，如果环路中的相位延迟是2π的整数倍，2φ+π＝2kπ时，振荡器振荡才能振荡。因此，

φ = &PlusMinus; \frac{π}{2} .

图3是本发明的QVCO结构示意图，包含有LC谐振腔(LC-tank)，交叉耦合管实现的负阻振荡器，正交耦合器(包含直接正交耦合和交叉正交耦合)，用于窄带调谐的可变电容结构和一个用于多带切换的数字控制阵列，1/f噪声消除电路(将在后面结合图7和图8详细描述)。振荡器A输出I路信号，振荡器B输出Q路信号。其中LC谐振腔由片上电感和片上电容构成。NMOS管M1A和NMOS管M2A，NMOS管M1B和NMOS管M2B分别为两个VCO提供负阻。可变电容结构和数字控制阵列将参照图4和图6在下面详细描述。

图4是用于窄带调谐的A-MOS可变电容连接结构。可变管采用A-NMOS管MOS可变电容，由于其工作在积累区，沟道中一直处于多子导通状态，沟道导通电阻小，从而拥有更高的Q值，可以降低AM-PM调制增益，降低1/f的上变频噪声贡献。并且在可变电容与振荡器输出端之间分别串连一个固定电容C_fix，这样的连接方式比可变电容直接连接振荡起输出端的方式更线形。此外，采用电阻R1，R2用于抵制Vctrl和Vbias的电压波动。Vbias是用于偏置可变电容使得可变电容工作在线形度比较高的一段区域，如图5中虚线椭圆框所示。

图6是多带切换数字控制阵列(DCCA)结构。它由两个电阻R3、两个电容Ca和MOS管M4连接组成，减小压控振荡器的增益对于减小噪声的调频有重要意义，而为了使VCO在较小增益的条件下覆盖所需要的频点，需要采用数控开关电容阵列(DCCA)把设计的频率覆盖范围分为多个子频带来覆盖，以弥补小增益下模拟调谐范围的不足。采用这种结构的DCCA有以下的优点：当晶体管关断的时候，晶体管的源极和漏极通过电阻被偏置到最高电平(假设开关管为NNMOS管MOS晶体管)，此时加在晶体管源极一衬底PN结以及漏极一衬底PN结上的电压为-Vdd。大的反偏电压使得这两个PN结的耗尽区增大，大大减小了源极和漏极上的寄生电容对开关电容阵列调谐范围的影响。

图7是1/f噪声消除的QVCO结构图，其中包含的LC谐振腔(LC-tank)，交叉耦合管实现的负阻振荡器，正交耦合器(包含直接正交耦合和交叉正交耦合)，用于窄带调谐的可变电容结构和一个用于多带切换的数字控制阵列已经在图3中描述过，这里将不重复。其中虚线框F表示的π形低通滤波器对偏置电路进行噪声滤波，将在下面详细描述。1/f噪声消除电路的具体结构如图7的点划线框所示(将在下面结合图8详细描述)。

如图7所示，NMOS管M5、NMOS管M6构成电流镜，NMOS管M5为VCO提供直流电流I。假设NMOS管M5管的尺寸为

NMOS管M6管的尺寸为

并且

{(\frac{W}{L})}_{5} : {(\frac{W}{L})}_{6} = n : 1,

则，在小于10MHz的频率范围内，NMOS管M6管的噪声降被放大n倍并且经过上变频到振荡器输出频率附近形成低频偏相位噪声。如果不加处理，NMOS管M6的低频噪声对电路相位噪声的贡献将会超过NMOS管M5的低频噪声的贡献。虚线框F为π形低通滤波器可以减小NMOS管M6管的低频相位噪声贡献。需要注意的是，π形低通滤波器中的滤波电阻对噪声的影响，由于电阻不会贡献1/f噪声，因此这个滤波电阻不会贡献低频偏的相位噪声。

如图7所示的点划线框表示的是1/f噪声消除电路。由两个开关S1、S2分别连接于振荡器A和振荡器B之间。其中电流I_D≈I，但是要小于I。其中开关S1是由振荡器A的输出控制，开关S2是由振荡器B的输出控制。开关S1和开关S2只有在控制电压位于峰值时才能打开，其他时间是关闭的。

下面结合图8描述1/f噪声消除电路的工作原理。

众所周知，根据Hajimiri的相位噪声理论，在振荡器输出电压过零点时注入的噪声对相位噪声的贡献最大。如图8的I路的输出和噪声图所示，在电压过零点时，注入的噪声叠加到输出电压上，这样引起幅度的变换，使得真正的电压过零点延迟或者提前，这样就使得频率发生变化，也就是产生相位噪声；而如果噪声叠加到输出电压的峰值处，那么仅仅引起该点输出幅度的变化，并不会形成相位噪声。因此，通过在振荡器输出电压过零点时控制噪声的注入就可以减低相位噪声。

结合Hajimiri的相位噪声理论和MOS管的1/f噪声特性，仅在振荡器输出电压过零点时减小流过MOS管的直流电流就可以减小相位噪声又不会产生相位噪声对电流依赖的问题。由于振荡器A和振荡器B的输出是正交的，从图8中最上面的输出电压I路和Q路示意图可以看出，当I路电压过零点时，Q路的电压正好处于电压峰值；反之，当Q路电压过零点时，I路的电压正好处于与电压峰值。如上所述，S1开关是由Q路电压控制，S2开关是由I路电压控制。因此，当I路电压过零点时，Q路的电压是峰值，这时S1闭合，电流I_D注入节点A，如图8的A点和B点的电流注入(该图中标示I的是注入A点的电流，标示Q的是注入B点的电流)，由于I_D≈I，流过NMOS管M1A、NMOS管M2A、NMOS管M3A和NMOS管M4A的电流之和约等于0。由MOS管的1/f噪声公式，

i_{n}^{2} &Proportional; \frac{K I_{DC}}{f}

(其中K是工艺和尺寸参数，I_DC是流过NMOS管MOS管的直流电流值，f是频率)，从这个公式可以看出MOS的1/f噪声的大小正比于直流电流(也就是，直流电流越大，1/f噪声越大，反之亦然)，所以，如图8输出噪声图所示，这时注入的1/f噪声是一个幅度大小约等于0的脉冲，显然这四个NMOS管MOS管的1/f噪声对振荡器的相位噪声贡献显著减小。之后，I路的电压不在过零点，Q路的电压也不在峰值，S1断开，直到I路电压到达下一个过零点时，重复上述的工作状态。I路控制S2在Q路电压过零点时向B点注入电流的过程与Q路控制S1在I路电压过零点时向A点注入电流的过程类似。

Claims

1.一种可降低闪砾噪声的LC正交压控振器，其特征在于包含：

(1)一个由片上电感和片上电容构成的LC谐振腔；

(2)一个由2个NMOS管交叉耦合连接成的负阻产生器；

(5)一个在尾部对偏置源进行噪声滤波的π形低通滤波器；

(6)一个闪烁噪声消除电路，在输出电压过零点时，减少进入LC振荡器腔的1/f噪声。

2.根据权利要求1所述的可降低闪砾噪声的LC正交压控振荡器，其特征在于所述的采用窄带协调的可变电容连接结构，其可变管采用A-NMOS管MOS可变电容，在A-NMOS管MOS可变电容与振荡器输出之间分别串联一个电容，并且采用两个电阻抑制直流控制电压和直流偏置的电源波动。

3.根据权利要求1所述的可降低闪砾噪声的LC正交压控振荡器，其特征在于所述的多带切换的数字控制阵列由两个电阻、两个电容和一个MOS管M4电路连接组成。

4.根据权利要求4所述的可降低闪砾噪声的LC正交压控振荡器，其特征在于所述的闪烁噪声消除电路由开关S1和开关S2组成，它们分别连接于电源与振荡器A和振荡器B的输出之间，开关S1由振荡器A的输出控制，开关S2由振荡器B的输出控制，开关S1和开关S2在控制电压位于峰值时打开，在其他时间关闭。