CN103236821B - 一种基于可调负阻结构的多模多通道混频器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于可调负阻结构的多模多通道(multi-standard)混频器，包括：射频输入电路，可调负阻电路，数字控制电容阵列电路和双平衡差分结构电路。射频输入电路两个输入端口接入射频信号RF+和RF-，输出端口直接与端口RFout+，RFout-相连。可调负阻电路的负阻值大小受两电平Vctrl1和Vctrl控制，输出端接入RFout+，RFout-。数字控制电容阵列电路的输入端口受数字信号控制，两个输出端口接入RFout+，RFout-。双平衡差分结构电路输入射频电流信号由端口RFout+，RFout-送入此电路，通过与本振信号LO+，LO-混频后输出中频信号IF+，IF-，继而送入后端模块。本发明的可调负阻结构电路消除了电容阵列的等效并联电阻，降低了噪声系数，提高了有源混频器的增益，并且使得混频器工作频率可以通过数字端控制，满足了宽带多通道系统的要求。

Description

一种基于可调负阻结构的多模多通道混频器

技术领域

本发明属于射频集成电路技术领域，具体涉及一种基于可调负阻结构的多模多通道混频器，该电路可应用于工作在1-5GHz的多模多通道宽带通讯系统。

背景技术

射频发射机的工作原理是将信号加载在高频载波中，通过天线将信号发送到射频接收机中，实现信息传输。对于射频系统，混频器的功能就是实现频率的转换。混频器从功能上分为上混频器和下混频器。上混频器是将中频信号转变到射频信号上，主要用于发射器。下混频器是将射频信号变频到中频信号上，主要用于接收机。

对于宽带多通道无线传输的应用，混频器存在许多问题。由于宽带的要求，前级低噪声放大器的增益较小，为了获得有较大增益的系统，混频器就需要提供转换增益，从而必须要选择有源的混频器。多通道的应用要求混频器的工作频率是可以调节的，从而可以使得接收系统切换通道。

然而传统的多模多通道混频器工作原理主要是通过改变本振信号LO频率，与所需射频信号混频得到中频信号，再经过低通负载滤波提取所要通道内的信号。这种混频器的缺点在于可调节频带范围小，需要大电容负载而增加版图面积，对邻近通道的隔离度较差，并且噪声性能不好。

因此需要一个具有较好的噪声性能，较高的转换增益，较宽的工作频带和更好的隔离度的混频器，目前国内外尚未发现有相似的混频器。

发明内容

本发明技术解决问题：克服现有技术的不足，提供一种基于可调负阻结构的多模多通道混频器，以解决现有混频器中存在的既要提供增益又要实现多模式多通道的应用，本发明的创新之处在于将LC并联谐振加入在射频输出端RFout，RFout-，在信号输入到双平衡差分结构电路前进行选频和降噪处理，故本发明对比起仅在中频输出端IF+，IF-选频的传统结构有较好的噪声性能，较高的转换增益，较宽的工作频带和更好的隔离度。

本发明的又一目的在于提供可调节负阻的电路结构，为增大谐振腔的等效并联电阻从而增大品质因素提供一种可操作的技术方案。

本发明技术解决方案：一种基于可调负阻结构的多模多通道混频器，用于多模多通道宽带接收系统由以下四个部分组成：

射频输入电路：用于将差分输入端口RF+，RF-接收到的射频输入电压转换为电流信号，在输出端口RFout+，RFout-与可调负阻结构电路、数字控制电容阵列电路共同作用后送至双平衡差分结构电路；

可调负阻电路结构：根据不同的工作频率，通过电平调节接入负阻大小，用于降低混频器的噪声系数；原理是增加谐振腔的等效并联阻抗，其提供负阻大小可以通过电平控制，根据所述数字控制电容阵列电路的工作状态来选择负阻大小，从而消除谐振并联电阻，增加谐振腔的品质因素，因此混频器的转换增益得到提升，极大减小闪烁噪声对低频的影响；可调负阻电路结构两个输入端口接入电平V_ctrl1，V_ctrl2，输出端口直接与射频输入电路的两个输出端口RFout+，RFout-相连；

数字控制电容阵列电路：用于调节混频器电路的工作频率；所述数字控制电容阵列电路的输入端口受数字信号控制，两个输出端口接入射频输入电路的输出端口RFout+，RFout-，通过数字控制谐振电容大小而调节工作频率；

双平衡差分结构电路：用于将射频信号转换成低频信号；射频输入电路输出的射频电流信号由端口RFout+，RFout-送入此电路，通过与本振信号LO+，LO-混频后输出中频信号IF+，IF-，继而送入后端模块。

所述射频输入电路包括第一晶体管M1，第二晶体管M2，第三晶体管M3，第一电阻R1，第二电阻R2，第一电容C1，第二电容C2，第一电感L1和第二电感L2，其中M1为尾电流源，M2和M3作用是将射频信号转换成电流信号，R1和R2用于输入匹配，C1和C2选取大电容用于阻断直流且交流接地，L1和L2与数字控制电容阵列和晶体管寄生电容谐振；射频差分信号RF+，RF-分别与晶体管M2，M3的栅极和匹配电阻R1，R2的一端相连，R1，R2的另一端相互连接；晶体管M2，M3的源极通过尾电流源M1接地，控制电平Vtail与尾电流源M1栅极相连。电感L1和L2一端与M2，M3的漏极相连，另一端分别接入C1，C2短接到地。

所述可调负阻电路结构包括控制电平Vctrl1，Vctrl2，第十晶体管M10，第十一晶体管M11，第十二晶体管M12，第三电容C3，第四电容C4；控制电平Vctrl1，Vctrl2分别接入M10，M11的漏极和M12的栅极；晶体管M10的栅极与M11的漏极和电容C4的一端相连，晶体管M11的栅极与M10的漏极和电容C3的一端相连，电容C3和电容C4的另一端分别接入射频输入电路的M2，M3的漏极；M10和M11的源极共同连接入电流源M12。

所述数字控制电容阵列电路包括：第十三晶体管M13，第十四晶体管M14，第十五晶体管M15，第十六晶体管M16，第五电容C5，第六电容C6，第七电容C7和第八电容C8；电容C5，C6，C7，C8的一端接入射频输入电路的M2，M3的漏极，另一端接入开关管M13，M14，M15，M16的漏极，开关管M13，M14，M15，M16的源极接地，开关管M13，M14，M15，M16的栅极由数字信号控制。

所述双平衡差分结构电路包括第四晶体管M4，第五晶体管M5；第六晶体管M6，第七晶体管M7，第8晶体管M8，第九晶体管M9，第三电阻R3，第四电阻R4；晶体管M4，M6的漏极相连通过R3接入电源，晶体管M5，M7的漏极相连通过电阻R4接入电源，M4，M7的源极相连并接入射频输入电路的M3的漏极，M5，M6的源极相连并接入射频输入电路的M2的漏极，本振信号LO+，LO-分别于M4，M5和M6，M7的栅极相连；晶体管M8，M9的源极接电源，漏极分别接电容C1，C2，栅端受电平Vb1控制。

本发明与现有技术相比的优点在于：由上述本发明提供的技术方案可以看出，本发明将可调节负阻电路注入混频器中，提高了混频器的转换增益，降低了混频器的闪烁噪声，从而在变频输出信号后低频段有很好的噪声性能，并且使得混频器工作频率可以通过数字端控制。

附图说明

图1为普通的双平衡结构混频器电路图；

图2为本发明的基于可控负阻结构的可变工作频率的混频器的整体结构示意图；

图3为本发明的基于可控负阻结构的可变工作频率的混频器的电路示意图；

图4为本发明的可控负阻结构的电路图；

图5为本发明数字控制电容阵列等效电路计算图；

图6为本发明工作在2G时接入可调负阻电路与未接入负阻电路的噪声对比图；

图7为本发明的接入可调负阻与未加入噪声系数比较图。

具体实施方式

图1为传统的混频器结构，两个PMOS管为了减少关断管的直流电流以减小变频输出的闪烁噪声，同时减小关断管的关断时间。电容C3，C4是为了电路工作的频率能够在工作频率下与电感L1，L2，谐振，以工作频率2GHz为例子。

传统混频器的增益A可以通过以下公式估算：

$A\≈\frac{2}{\mathrm{\π}}{g}_{m1}{R}_L$

其中g_m1是射频输入管子的跨导，R_L为输出负载。

如图2所示，本发明具体实施方式提供的一种基于可控负阻结构的可变工作频率的混频器，包括：射频输入电路，可调负阻电路，数字控制电容阵列电路和双平衡差分结构电路。射频输入差分对两个输入端口接入电平V_ctrl1，V_ctrl2，输出端口直接与端口RFout+，RFout-相连。数字控制电容阵列电路的输入端口受数字信号控制，两个输出端口接入RFout+，RFout-。双平衡差分结构电路输入射频电流信号由端口RFout+，RFout-送入此电路，通过与本振信号LO+，LO-混频后输出中频信号IF+，IF-，继而送入后端模块。

如图3所示，本发明射频输入电路包括第一晶体管M1，第二晶体管M2，第三晶体管M3，第一电阻R1，第二电阻R2，第一电容C1，第二电容C2，第一电感L1和第二电感L2，其中M1为尾电流源，M2和M3作用是将射频信号转换成电流信号，R1和R2用于输入匹配，C1和C2选取大电容用于阻断直流且交流接地，L1和L2与数字控制电容阵列和晶体管寄生电容谐振；射频差分信号RF+，RF-分别与晶体管M2，M3的栅极和匹配电阻R1，R2的一端相连，R1，R2的另一端相互连接；晶体管M2，M3的源极通过尾电流源M1接地，控制电平Vtail与尾电流源M1栅极相连。电感L1和L2一端与M2，M3的漏极相连，另一端分别接入C1，C2短接到地。

可调负阻电路结构包括第十晶体管M10，第十一晶体管M11，第十二晶体管M12，第三电容C3，第四电容C4；晶体管M10的栅极与M11的漏极和电容C4的一端相连，晶体管M11的栅极与M10的漏极和电容C3的一端相连，电容C3和电容C4的另一端分别接入射频输入电路的M2，M3的漏极；M10和M11的源极共同连接入电流源M12，控制电平Vctrl1，Vctrl2，Vb2分别接入M10，M11的漏极和M12的栅极。

数字控制电容阵列电路包括：第十三晶体管M13，第十四晶体管M14，第十五晶体管M15，第十六晶体管M16，第五电容C5，第六电容C6，第七电容C7和第八电容C8；电容C5，C6，C7，C8的一端接入射频输入电路的M2，M3的漏极，另一端接入开关管M13，M14，M15，M16的漏极，开关管M13，M14，M15，M16的源极接地，开关管M13，M14，M15，M16的栅极由数字信号控制。

双平衡差分结构电路包括第四晶体管M4，第五晶体管M5；第六晶体管M6，第七晶体管M7，第8晶体管M8，第九晶体管M9，第三电阻R3，第四电阻R4；晶体管M4，M6的漏极相连通过R3接入电源，晶体管M5，M7的漏极相连通过电阻R4接入电源，M4，M7的源极相连并接入射频输入电路的M3的漏极，M5，M6的源极相连并接入射频输入电路的M2的漏极，本震信号LO+，LO-分别于M4，M5和M6，M7的栅极相连。晶体管M8，M9的源极接电源，漏极分别接电容C1，C2，栅端受电平Vb1控制。

图3中射频输入电路由一尾电流源控制射频管的增益，使得混频器的转换增益可以通过电平控制。双平衡差分结构电路采用PMOS管补充电流，从而一部分电流从PMOS管中抽取，减少了流过关断管的直流分量，减低了输出端的闪烁噪声，加快了关断管子的关断时间，减少了输出端的谐波分量。数字控制电容阵列电路根据所需工作频率控制接入的电容，调整电路的工作频率。可调负阻电路根据接入不同的电容从而并列等效出来的电阻的不同而选择不同的电平来消除电路，使得谐振腔获得极高的品质因素，减小闪烁噪声对低频输出的影响。值得注意的是由于可调负阻结构电路的引入，使得通过电容阵列控制电路工作频率的方案成为可能。如果没有可调负阻结构电路，就算数字控制电容阵列电路可以调节工作频率，极差的噪声性能使得电路无法工作。

图4为可调负阻结构电路，通过调节管子的宽长比和供电电平可以实现负阻值得调节，以达到消除谐振腔等效电阻的目的。可调负阻结构电路可以通过小信号模型计算如下：

$Z_{\mathrm{in}}=(-\frac{1}{g_m})+(-\frac{1}{g_m})=-\frac{2}{g_m}$

其中g_m为M10，M11的跨导；若谐振腔的等效并联电阻为R_p，当且仅当：Z_in+R_p＝0时，系统增益最大，噪声性能最好。Z_in与负阻调节电路的输入电平有关，R_p与并入数字控制电容阵列有关，可以通过调节电平使得电路获得最优的工作状态这就是本发明的核心。

当接入负阻调节结构电路之后，整个谐振腔的谐振时的阻抗Z_total为:

$\frac{1}{Z_{\mathrm{total}}}=\frac{1}{\mathrm{Rp}}+(-\frac{g_m}{2})$

$Z_{\mathrm{total}}=\frac{{2R}_p}{2-g_m{R}_p}$

当g_mR_p＜2时，Z_total为正值，当g_mR_p＞2时，Z_total为负值。由于Z_total有对称性，g_mR_p≈1.8-1.9时和g_mR_p≈2.1-2.2对于整个电路有相同的效果，一般取前者而满足低功耗的要求。

其中尾电流源流过电流为2I_s，每个管子流过的电流为I_s，那么负阻估算公式有：

$Z_{\mathrm{in}}=-\frac{4(V_{\mathrm{ctrl}1}-V_x-V_{\mathrm{TH}1})}{{\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}\frac{W}{L_3}{(V_{\mathrm{ctrl}2}-V_{\mathrm{TH}3})}^2}$

其中V_x一般为300mV-400mV，从公式可以看出通过变化V_ctrl1，V_ctrl2可以改变负阻的值。

图5为数字控制电容阵列电路的接入等效电路计算图，数字控制电容阵列电路优点是可以通过数字端控制谐振频率，其中假设接入电容为C_contral，寄生电容为C_p，那么谐振频率为：

$f_0=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_1(C_{\mathrm{ctrl}}+C_p)}}$

假设晶体管的导通电阻为R_on，电感L1的寄生电阻为Rs，那么等效并联电阻为R_p有以下估算公式：

$R_p={\left(\frac{1}{\mathrm{\ω}{C}_1{R}_{\mathrm{on}}}\right)}^2{R}_{\mathrm{on}}//{\left(\frac{{\mathrm{\ωL}}_1}{R_s}\right)}^2{R}_s=\frac{{\left(\mathrm{\ω}{L}_1\right)}^2}{R_s+{\mathrm{\ω}}^4{C_1}^2{L_1}^2{R}_{\mathrm{on}}}$

值得注意的是射频输出端到关断管输入端还有一个关断管的正输入阻抗，这个是有源阻抗是不能被有源负阻抵消的。

表1为基于0.18um工艺下，本发明具体实施方案与传统技术的数据对比表。其最大区别在于本发明实现了宽带多通道的应用，可调节工作带宽的上限受制于射频管子的寄生电容的影响，下限受制于关断管子的闪烁噪声和数控电容阵列的等效并联电阻的影响。整个工作区间的噪声系数与传统窄带相当，混频电路的主电路功耗与传统混频器相同，负阻的消耗电流0.3-0.5mA。缺点是由于负阻结构的接入，使得混频器的转换增益提高，在相同功耗的情况下，线性度会下降。若功耗允许的情况，增加混频器主电路功耗可以提高本发明的线性度。

表1

指标参数	传统技术	本发明
			电源电压（V）	1.8	1.8
消耗电流（mA）	1.82	2.13-2.36
			工作频率（GHz）	1.9-2.1	1-3.5
10k-1MHz平均转换增益（dB）	12.6	18.5
			下变频到10kHz的平均NF(dB)	22(窄带)	13(宽带均值)
下变频到1MHz的平均NF（dB）	11(窄带)	12(宽带均值)

图6为本发明工作在2G时接入可调负阻电路与未接入负阻电路的噪声对比图，可以看出，接入负阻电路使得消除等效并列小电阻，在下变频到100kHz处噪声系数下降了15dB。正是由于接入的可调负阻，使得本发明为混频器数控工作频率提供了可能，这也是本发明的核心。

图7为本发明工作在2G时接入可调负阻电路与未接入负阻电路的转换增益对比图，可以看出，接入负阻电路提高了谐振腔品质因素，在下变频到600kHz处的转换增益比未接入负阻提高了6dB。

本发明未详细阐述部分属于本领域技术人员的公知技术。

以上所述，为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。可以通过版图逆向检查是否有可调负阻结构接在射频输出端RFout+，RFout-来降低噪声来判定是否侵权。

Claims (5)

1.一种基于可调负阻结构的多模多通道混频器，用于多模多通道宽带接收系统，其特征在于，由以下四个部分组成：

射频输入电路：用于将差分输入端口RF+，RF-接收到的射频输入电压转换为电流信号，在输出端口RFout+，RFout-与可调负阻结构电路、数字控制电容阵列电路共同作用后送至双平衡差分结构电路；

可调负阻结构电路：根据不同的工作频率，通过电平调节接入负阻大小，用于降低混频器的噪声系数；原理是增加谐振腔的等效并联阻抗，其提供负阻大小可以通过电平控制，根据所述数字控制电容阵列电路的工作状态来选择负阻大小，从而消除谐振并联电阻，增加谐振腔的品质因素，因此混频器的转换增益得到提升，极大减小闪烁噪声对低频的影响；可调负阻电路结构具有两个输入端口控制电平V_ctrl1，V_ctrl2，输出端口直接与射频输入电路的两个输出端口RFout+，RFout-相连；

数字控制电容阵列电路：用于调节混频器电路的工作频率；所述数字控制电容阵列电路的输入端口受数字信号控制，两个输出端口接入射频输入电路的输出端口RFout+，RFout-，通过数字控制谐振电容大小而调节工作频率；

双平衡差分结构电路：用于将射频信号转换成低频信号；射频输入电路输出的射频电流信号由端口RFout+，RFout-送入此电路，通过与本振信号LO+，LO-混频后输出中频信号IF+，IF-，继而送入后端模块。

2.根据权利要求1所述的基于可调负阻结构的多模多通道混频器，其特征在于：所述射频输入电路包括第一晶体管M1，第二晶体管M2，第三晶体管M3，第一电阻R1，第二电阻R2，第一电容C1，第二电容C2，第一电感L1和第二电感L2，其中M1为尾电流源，M2和M3作用是将射频信号转换成电流信号，R1和R2用于输入匹配，C1和C2选取大电容用于阻断直流且交流接地，L1和L2与数字控制电容阵列和晶体管寄生电容谐振；射频差分信号RF+，RF-分别与晶体管M2，M3的栅极和匹配电阻R1，R2的一端相连，R1，R2的另一端相互连接；晶体管M2，M3的源极通过尾电流源M1接地，控制电平Vtail与尾电流源M1栅极相连，电感L1和L2一端与M2，M3的漏极相连，另一端分别接入C1，C2短接到地。

3.根据权利要求1所述的基于可调负阻结构的多模多通道混频器，其特征在于：所述可调负阻电路结构包括控制电平Vctrl1，Vctrl2，第十晶体管M10，第十一晶体管M11，第十二晶体管M12，第三电容C3，第四电容C4；控制电平Vctrl1，Vctrl2分别接入M10，M11的漏极和M12的栅极；晶体管M10的栅极与M11的漏极和电容C4的一端相连，晶体管M11的栅极与M10的漏极和电容C3的一端相连，电容C3和电容C4的另一端分别接入射频输入电路的M2，M3的漏极；M10和M11的源极共同连接入晶体管M12。

4.根据权利要求1所述的基于可调负阻结构的多模多通道混频器，其特征在于：所述数字控制电容阵列电路包括：第十三晶体管M13，第十四晶体管M14，第十五晶体管M15，第十六晶体管M16，第五电容C5，第六电容C6，第七电容C7和第八电容C8；电容C5，C6，C7，C8的一端接入射频输入电路的M2，M3的漏极，另一端接入开关管M13，M14，M15，M16的漏极，开关管M13，M14，M15，M16的源极接地，开关管M13，M14，M15，M16的栅极由数字信号控制。

5.根据权利要求1所述的基于可调负阻结构的多模多通道混频器，其特征在于：所述双平衡差分结构电路包括第四晶体管M4，第五晶体管M5；第六晶体管M6，第七晶体管M7，第8晶体管M8，第九晶体管M9，第三电阻R3，第四电阻R4；晶体管M4，M6的漏极相连通过R3接入电源，晶体管M5，M7的漏极相连通过电阻R4接入电源，M4，M7的源极相连并接入射频输入电路的M3的漏极，M5，M6的源极相连并接入射频输入电路的M2的漏极，本振信号LO+，LO-分别与M4，M5和M6，M7的栅极相连；晶体管M8，M9的源极接电源，漏极分别接电容C1，C2，栅端受电平Vb1控制。